JP2003033026A

JP2003033026A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2003033026A
Application number: JP2001217009A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Shinobu; 洋信夫
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-07-17
Filing date: 2001-07-17
Publication date: 2003-01-31

Abstract

(57)【要約】【課題】軽負荷時のスイッチングロスを軽減する。【解決手段】フライバックトランスの励磁コイルに接続
されたスイッチング素子に対してその導通期間を制御す
るＰＷＭ出力を得る第２のオペアンプ６０と、このオペ
アンプに供給される可変発振器６２と、このオペアンプ
に供給されるＰＷＭ制御信号ＯＰ１を得るための第１の
オペアンプ５２と、軽負荷時を検出するコンパレータ７
０を有する。出力電流Ｉｏｕｔが低下して軽負荷モード
になると、ＰＷＭ制御信号ＯＰ１のレベルが低下するの
でコンパレータの出力が反転して、低い発振周波数に切
り替えられる。軽負荷になると発振周波数が低くなっ
て、スイッチングロスが低減し、重負荷時には発振周波
数が高くなるので、パワーレンジが拡大する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、テレビ受像機や
オーディオ製品の電源回路に適用できる省電力型のスイ
ッチング電源回路に関する。詳しくは、出力電圧の安定
化用の検出手段を利用して、この検出手段から得られる
帰還信号に基づいて軽負荷時を検出し、軽負荷時にスイ
ッチング素子に供給されるスイッチング信号の周波数を
下げるようにすることで、既存の回路構成を巧みに利用
しながらスイッチングロスを低減できるようにしたもの
である。

【０００２】

【従来の技術】テレビ受像機や各種オーディオ製品で
は、省電力型の電源回路としてスイッチング電源回路が
使用されるようになってきた。スイッチング電源回路と
して、他励式のＰＷＭ型スイッチング電源回路は図５に
示すようなものが知られている。

【０００３】この電源回路１０はフライバックトランス
１２を有する。フライバックトランス１２には直列接続
された励磁コイル１２ａ、１２ｂ、出力コイル１２ｃ、
ドライブコイル１２ｄが設けられ、励磁コイル１２ａ、
１２ｂには端子１４に供給された直流電源がコンデンサ
１６で充電され、充電された電圧が印加される。出力コ
イル１２ｃには整流回路１８を介して負荷２０が接続さ
れる。負荷２０としてはスタンバイモードなどを有する
省電力型の電子回路が接続される。

【０００４】励磁コイル１２ａにはスイッチング素子と
して機能するトランジスタ（この例ではＭＯＳ型電界効
果トランジスタ）２６が接続され、そのゲートにはスイ
ッチング制御手段５０が接続される。スイッチング制御
手段５０はＩＣ回路として構成され、周知のようにスイ
ッチング素子２６をＰＷＭ制御するための回路構成とな
されている。そのため、このスイッチング制御手段５０
には、三角波信号（のこぎり波信号）の発振器、その発
振出力を出力電圧に関連した帰還信号によってＰＷＭ制
御を行うオペアンプ（何れも図示しない）などが設けら
れている。

【０００５】ドライブコイル１２ｄには整流回路２２が
接続され、その出力電圧がスイッチング制御手段５０の
駆動電圧Ｖｃｃとして利用される。また抵抗器２７は起
動抵抗器であり、抵抗器２８はトランジスタ２６を流れ
るドライブ電流Ｉｄｓの過大電流を検出するための抵抗
器である。

【０００６】整流回路１８の出力電圧は、電圧検出手段
として機能する抵抗器３２ａとツェナーダイオード３２
ｂを介してホトカプラー３４に供給される。ホトカプラ
３４は、ホトダイオード３４ａと、可変インピーダンス
素子として機能するホトトランジスタ３４ｂで構成され
る。

【０００７】励磁コイル１２ａ、１２ｂに蓄えられるエ
ネルギーＰLは周知のように、ＰL＝１／２（Ｌ・(Ｉｄｓ)²・ｆａ）・・・・（１）ここに、Ｌ；励磁コイル１２ａ、１２ｂのインダクタン
スＩｄｓ；トランジスタ２６に流れる電流ｆａ；トランジスタ２６に対するスイッチング周波数で与えられる。

【０００８】さて、負荷２０に供給される出力電圧が所
定電圧以上になると、ツェナーダイオード３２ｂが導通
する。そのときのホトダイオード３４ａを流れる電流に
よってホトトランジスタ３４ｂのインピーダンスが低下
する。ホトトランジスタ３４ｂのインピーダンスが低下
すると、コレクタ抵抗器３６のコレクタ電圧が低下し
て、トランジスタ２６のパルス幅を制御するＰＷＭ制御
用のオペアンプ（図示はしない）の同相入力ＯＰ１が図
６Ａのように低下するので、これに基づいて発振出力が
ＰＷＭ制御される（図６Ｂ）。

【０００９】ＰＷＭ制御されたスイッチング信号（ＰＷ
Ｍ出力）でスイッチング素子であるトランジスタ２６の
導通期間が制御されて（図６Ｃ）、そのときのトランジ
スタ２６を流れるドライブ電流Ｉｄｓは図６Ｄのよう
に、同相入力ＯＰ１の低下に伴って減少し、これによっ
て励磁コイル１２ａ、１２ｂに蓄えられるエネルギーが
減少する。その結果、出力電圧の上昇が抑えられるた
め、出力電圧の安定化が図られる。なお、図６に示すド
ライブ電流Ｉｄｓの傾きは、Ｖ／Ｌ（Ｖは励磁コイル１
２ａ、１２ｂの両端にかかる電圧、Ｌは励磁コイル１２
ａ、１２ｂのインダクタンス）で与えられるから、この
傾きは一定である。

【００１０】ところで、負荷２０に供給される出力電流
Ｉｏｕｔと入力電力Ｐの関係は図７のようになることが
知られている。発振周波数ｆａによって負荷２０に供給
できる電力Ｐが相違する。発振周波数ｆａが高いほど十
分な電力Ｐを負荷２０に供給できる。図では、直線Ｐａ
とＰｂのように、発振周波数ｆａを１００ｋＨｚと２０
ｋＨｚに選んだときの出力電流と入力電力Ｐの関係を例
示してある。負荷２０の変動に拘わらず発振周波数ｆａ
は一定である。

【００１１】また、省電力型のスイッチング電源回路１
０では、スタンバイモード（若しくはスリープモード）
が採用され、待機状態のようなスタンバイモードのとき
は軽負荷状態となっている。軽負荷時には負荷２０に供
給される出力電流も少なくなり、定常負荷時の１０分の
１以下になる。例えば図７直線Ｐａのように定常負荷時
の出力電流が１００ｍＡ以上であるときには、軽負荷時
になると出力電流は１０ｍＡ程度まで低下する。

【００１２】一方、このようなスイッチング電源回路１
０では軽負荷の電力ロスは主としてスイッチングロスが
占めることが知られている。発振周波数ｆａが１００ｋ
Ｈｚであるときのスイッチングロスを図７直線Ｐｃに示
す。同様に、発振周波数ｆａが２０ｋＨｚであるときの
スイッチングロスを図７直線Ｐｄに示す。

【００１３】このようにスイッチングロスは発振周波数
ｆａの高低に比例し、特に軽負荷時にはスイッチングロ
スによる電力ロスが入力電力の大半を占めることになる
から、軽負荷時での電力ロスを改善するにはこのスイッ
チングロスを軽減する必要がある。つまり、軽負荷時で
の電力ロスを改善するには、軽負荷時でのスイッチング
ロスを下げればよく、スイッチングロスはスイッチング
素子に加える単位時間当たりのスイッチング回数を少な
くすれば改善される。そのためには軽負荷時の発振周波
数を定常負荷時よりも低くすればよい。例えば図７に示
すように、定常負荷以上であるときには、発振周波数ｆ
ａとして高い周波数（例えば１００ｋＨｚ）を採用し、
軽負荷時になったときには発振周波数ｆａを低い周波数
（例えば２０ｋＨｚ以下）に切り替えれば、スイッチン
グロスが軽減される。

【００１４】そのための手段が図５に示されている。ま
ず、スイッチング制御手段５０に設けられる発振器とし
て可変発振器が使用され、発振周波数として例えば１０
０ｋＨｚと２０ｋＨｚとに切り替えられるように構成さ
れているものとする。

【００１５】定常負荷以上の負荷か、軽負荷かを判断す
るには、負荷２０に供給される出力電流Ｉｏｕｔを監視
すればよいので、図示するように出力電流Ｉｏｕｔの電
流検出手段４０が設けられ、所定値以下の出力電流Ｉｏ
ｕｔ（例えば図７では５０ｍＡ）であるときの検出出力
がマイコンで構成された制御部４２に供給される。

【００１６】そして、この例では所定値以下の出力電流
Ｉｏｕｔであるとき制御部４２からハイレベルの電圧が
得られる。この電圧がフライバックトランス１２の１次
側と２次側を絶縁するためのホトカプラ４４を構成する
ホトダイオード４４ａに供給される。そしてそのときの
ホトダイオード４４ａの光がホトトランジスタ４４ｂで
受光されてこれが導通する。このときのホトトランジス
タ４４ｂを流れる電流に基づく電圧が可変発振器に対す
る周波数切り替え信号ＦＣとして使用される。軽負荷に
なると可変発振器の発振周波数が２０ｋＨｚに切り替え
られるので、発振周波数を１００ｋＨｚに設定したとき
の場合に比べスイッチングロスは約１／５になり、省エ
ネルギー効果を期待できる（図６参照）。

【００１７】図８は以上の動作を説明するための波形図
であって、定常負荷時には定常電力周波数（上述したよ
うに１００ｋＨｚ）によってフライバックトランス１２
が駆動され、軽負荷時になるとそれよりも低い発振周波
数（待機電力周波数）（２０ｋＨｚ）に切り替えられる
（図８Ａ，Ｅ）。そのときのトランジスタ２６のドレイ
ン・ソース間の電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄｓを図８
Ｂ、Ｃに示す。またこのときの出力電流Ｉｏｕｔは図８
Ｄのようになる。なお、スイッチング制御手段５０に設
けられた帰還端子ＦＢに供給される帰還信号（電圧）Ｆ
ｂは、次のような動作によって図８Ｃのように軽負荷に
なったとしても一定の値を保持する。

【００１８】出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧以上になる
と、ホトダイオード３４ａに電流が流れるから僅かに光
り、これでホトトランジスタ３４ｂが導通し、そのイン
ピーダンスが僅かに低下する。その結果、端子ＦＢの電
圧（ホトトランジスタ３４ｂのコレクタ電圧）Ｆｂが下
がる。端子ＦＢの電圧Ｆｂが下がると、図示しないＰＷ
Ｍ制御用のオペアンプに対する同相入力ＯＰ１のレベル
が低下するため、励磁電力制御用のトランジスタ２６に
供給されるスイッチング信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅
が狭くなる。そうすると、トランジスタ２６の導通期間
が短くなり、励磁コイル１２ａ、１２ｂに対する励磁電
流が減少して出力電圧Ｖｏｕｔの上昇が抑えられる。

【００１９】一方、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧以下に
なると、今度はホトダイオード３４ａの光量が今までよ
りも少なくなるから、これに伴って端子ＦＢの電圧Ｆｂ
が上昇して同相入力ＯＰ１が高くなるので、トランジス
タ２６に供給されるスイッチング信号のパルス幅も広く
なる。スイッチング信号のパルス幅が広くなると、励磁
コイル１２ａ、１２ｂに対する励磁電流が増加して出力
電圧Ｖｏｕｔの低下が抑えられる。

【００２０】このような動作が繰り返されて出力電圧Ｖ
ｏｕｔが安定化すると共に、そのときの端子ＦＢに得ら
れる電圧Ｆｂはスイッチング信号に追随して僅かに上下
動を繰り返している。したがって、端子ＦＢに得られる
電圧はスイッチング信号の周波数によらず、ほぼ一定で
ある（図８Ｃ参照）。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、軽負荷時の
省エネルギー効果を高めるには、上述したように定常負
荷時と軽負荷時とで発振周波数を切り替えればよいが、
そのためには図５に示すように、電流検出手段４０を始
めとして、マイコンで構成された制御部４２などの軽負
荷検出系を設けなければならず、回路構成が複雑化する
嫌いがある。そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、特に既存の回路を巧みに利用
することで、回路構成を複雑化することなく軽負荷時の
省電力を図れるＰＷＭ方式のスイッチング電源回路を提
案するものである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項１に記載したこの発明に係るスイッチング電
源回路では、直流電源が接続された励磁コイルと、負荷
が接続された出力コイルと、上記励磁コイルに接続され
たドライブコイルとで構成されたフライバックトランス
と、上記励磁コイルに接続されたスイッチング素子と、
このスイッチング素子と上記ドライブコイルとの間に接
続されたスイッチング制御手段と、上記出力コイル段か
ら負荷に供給される出力電圧を検出し、上記スイッチン
グ制御手段に出力電圧安定化用の帰還信号として供給さ
れる検出手段とを有し、上記スイッチング制御手段は、
上記帰還信号が基準レベル以下になったとき上記帰還信
号に応じた電圧を出力する第１のオペアンプと、可変発
振器と、この可変発振器の出力が供給されると共に、上
記第１のオペアンプの出力が供給され、このオペアンプ
の出力に応じたパルス幅を有するスイッチング信号が出
力される第２のオペアンプと、上記第１のオペアンプの
出力が供給され、軽負荷時このオペアンプの出力が所定
の基準レベル以下になったことを検出して、上記可変発
振器の発振周波数を低い発振周波数に制御する周波数制
御信号を出力するコンパレータとで構成されたことを特
徴とする。

【００２３】この発明では、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化
するために設けられたＰＷＭ制御を行う制御系を利用し
て、軽負荷時を判別する。負荷に供給される出力電圧Ｖ
ｏｕｔの変動に応じて第１のオペアンプの出力が変動す
る。このオペアンプの出力がＰＷＭ制御信号ＯＰ１とし
て利用され、そのレベルに応じて発振出力がＰＷＭ制御
され、ＰＷＭ制御された第２のオペアンプの出力（ＰＷ
Ｍ出力）によってスイッチング素子の導通期間が制御さ
れる。

【００２４】出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、第１のオ
ペアンプの出力であるＰＷＭ制御信号のレベルが低下す
るから、これによってスイッチング素子の導通時間が短
くなり、これでフライバックトランスの二次側への変換
励磁エネルギーが低下して出力電圧Ｖｏｕｔの上昇が抑
えられる。そしてホトカプラの光量が変化し、結果とし
て第１のオペアンプの出力ＯＰ１が変化してＰＷＭ制御
信号のレベルも安定化する。

【００２５】また、軽負荷時になると、出力電圧Ｖｏｕ
ｔが上昇しようとするが、このときの第１のオペアンプ
の出力レベルが第２の基準電圧と比較され、第２の基準
電圧以下になるとコンパレータの出力が反転する。コン
パレータの出力は周波数切り替え信号として利用され
る。

【００２６】この反転動作に伴って可変発振器に対する
周波数切り替え信号が反転するので、可変発振器の発振
周波数は低い発振周波数に切り替えられる。したがって
軽負荷時には低い発振周波数でスイッチング電源回路が
動作し、スタンバイモードに遷移する。負荷が定常負荷
状態に戻ると、第１のオペアンプの出力レベルが第２の
基準電圧Ｖ２以上になるので、これによって可変発振器
は再び高い周波数で発振を始める。

【００２７】第１および第２のオペアンプは出力電圧Ｖ
ｏｕｔの安定化を行う回路系に始めから設けられている
ので、変更する個所は発振器を可変発振器とし、新たに
コンパレータを追加することである。ここで、可変発振
器は元々スイッチング制御手段に設けられるものである
から、コンパレータのみを追加するだけでよい。したが
って回路構成の簡略化を達成できる。

【００２８】定常負荷から重負荷時に移行す場合は、１
次インダクタンスに蓄積されるエネルギーＰLは、ＰL＝
１／２（Ｌ・(Ｉｄｓ)²・ｆａ）｛（１）式｝であり、
出力パワーはこれに比例するので、発振周波数を高い周
波数に切り替えればよく、その結果、重負荷時のパワー
レンジを拡大できる。

【００２９】

【発明の実施の形態】続いて、この発明に係るスイッチ
ング電源回路の一実施形態を図面を参照して詳細に説明
する。図１に示すこの発明に係るスイッチング電源回路
１０は、従来と同じくＰＷＭ方式の安定化電源回路であ
る。したがってその基本構成は図５に示した従来のスイ
ッチング電源回路とほぼ同じである。

【００３０】この実施の形態においても、電源トランス
としてフライバックトランス１２を有する。フライバッ
クトランス１２には励磁コイル１２ａ、１２ｂ、出力コ
イル１２ｃ、ドライブコイル１２ｄが設けられる。それ
ぞれのコイルの極性（巻始め）を「・」で示す。端子１
４に供給された直流電源がコンデンサ１６で充電され、
その電圧が励磁コイル１２ａ、１２ｂに駆動電圧として
印加される。出力コイル１２ｃには整流回路１８を介し
て負荷２０が接続される。負荷２０はテレビ受像機など
のようにスタンバイモードを有する省電力タイプの電子
回路が使用される。

【００３１】励磁コイル１２ａ、１２ｂにはスイッチン
グ素子として機能するトランジスタ、この例ではＭＯＳ
型電界効果トランジスタ２６が接続され、このトランジ
スタ２６にはこのトランジスタを制御するスイッチング
制御手段２４が設けられる。スイッチング制御手段２４
の具体例は後述する。

【００３２】ドライブコイル１２ｄに誘起されたドライ
ブ電圧は整流回路２２を介してスイッチング制御手段２
４の駆動電圧Ｖｃｃとして供給される。出力コイル１２
ｃには整流回路１８を介して負荷２０が供給される。ま
た、この出力電圧Ｖｏｕｔの供給端には出力電圧Ｖｏｕ
ｔの安定化を図るための検出手段３２が設けられる。

【００３３】この実施の形態では従来と同じく出力電圧
Ｖｏｕｔの検出手段３２として抵抗器３２ａとツェナー
ダイオード３２ｂで構成された直列回路が使用される。
検出手段３２の出力はフライバックトランス１２の１次
側と２次側を絶縁するためのホトカプラ３４を介してス
イッチング制御手段２４にその帰還信号（電圧）として
供給される。ホトカプラ３４は、周知のようにホトダイ
オード３４ａとホトトランジスタ３４ｂとで構成され
る。

【００３４】抵抗器２７は従来例で説明したように起動
抵抗器を示し、抵抗器２８は過大電流の検出用抵抗器で
ある。また、ダイオード３０に加わるサージ電圧などを
吸収するために、このダイオード３０にはＲＣのスナバ
（ｓｕｎｂｂｅｒ）回路３１が接続される。

【００３５】図２はスイッチング制御手段２４の実施の
形態を示す。スイッチング制御手段２４は端子ＦＢを介
して上述した帰還信号が供給される第１のオペアンプ５
２と、スイッチング素子であるトランジスタ２６に対し
てスイッチング信号として供給されるＰＷＭ出力を得る
第２のオペアンプ６０と、第２のオペアンプ６０に供給
される可変発振器６２およびこの可変発振器６２の発振
周波数を切り替える周波数切り替え信号を生成するコン
パレータ７０とを有する。

【００３６】帰還信号Ｆｂは第１のオペアンプ５２の非
反転端子に供給されると共に、帰還信号の入力端子ＦＢ
は抵抗器５４によってプルアップされる。第１のオペア
ンプ５２の反転端子には電池電源などの第１の基準電圧
源５６が接続される。第１のオペアンプ５２の出力ＯＰ
１は抵抗器５８を介して第２のオペアンプ６０の非反転
端子に、ＰＷＭ制御信号として供給される。第２のオペ
アンプ６０の反転端子には可変発振器６２の発振信号が
供給される。

【００３７】可変発振器６２は三角波（のこぎり波）状
をなす発振信号を得るためのもので、この例では１００
ｋＨｚと２０ｋＨｚの２つの周波数を切り替え発振でき
るように構成されている。設定した発振周波数の値は任
意である。端子ＣＳにはトランジスタ２６に対する過電
流検出回路６３が設けられている。そのため、図１に示
した抵抗器２８で検出された電圧がこの過電流検出回路
６３に供給される。

【００３８】ＣＳ端子が所定電圧以上になると、過電流
検出回路６３が動作して制御トランジスタＱがオンし
て、ＰＷＭ出力幅を狭めるように働く。これでトランジ
スタ２６を流れる電流が制限されるため、過電流からト
ランジスタ２６を保護することができる。電圧レギュレ
ータ６８には駆動電圧Ｖｃｃが供給され、その出力がス
イッチング制御手段２４に設けられた各種回路の駆動電
圧として利用される。

【００３９】この実施の形態では、ＰＷＭ制御信号ＯＰ
１が周波数切り替え信号生成手段として機能するコンパ
レータ７０の非反転端子に供給される。その反転端子に
は基準電圧源７２が接続されて電圧比較が行われる。コ
ンパレータ７０の出力は周波数切り替え信号として可変
発振器６２の周波数制御端子（図示はしない）に供給さ
れる。

【００４０】なお、図５に示したスイッチング制御手段
５０でもほぼ同様な回路構成となされており、相違する
点はコンパレータ７０がない点と、制御端子ＦＣに供給
された信号で可変発振器６２の周波数が制御される点の
みである。したがってこの実施の形態ではコンパレータ
７０を追加するだけでスイッチング制御手段２４を構成
することができる。

【００４１】さて、このように構成されたスイッチング
制御手段２４の動作を図１の構成と、図３の動作波形図
を参照して説明する。定常負荷時にあっては、可変発振
器６２の発振周波数は高い周波数ｆHで発振している
（図３Ａ、Ｅ）。出力電圧Ｖｏｕｔが検知レベル以上に
上昇して、図１の検出手段３２を検出電流が流れ、帰還
信号Ｆｂのレベルが低下すると、ＰＷＭ制御信号ＯＰ１
のレベルが低下する。このＰＷＭ制御信号ＯＰ１のレベ
ル低下に伴ってＰＷＭ出力のパルス幅が変化する。

【００４２】一方、定常負荷時にはコンパレータ７０の
出力が反転しないように、第２の基準電圧Ｖ２が設定さ
れている。また、ＰＷＭ制御信号ＯＰ１のレベルは低下
しているので、スイッチング信号のパルス幅がＰＷＭ制
御を受け、トランジスタ２６の導通期間が短くなる。ト
ランジスタ２６の導通期間が短くなると、トランジスタ
２６を流れる励磁電流Ｉｄｓも低下するから、これによ
って出力電圧Ｖｏｕｔの上昇が抑えられ、出力電圧Ｖｏ
ｕｔの安定化が図られる（図３Ａ〜Ｄ）。

【００４３】負荷２０が定常動作モードからスタンバイ
モードに切り替えられると、負荷２０に供給される出力
電流Ｉｏｕｔは急激に低下し（図３Ｄ）、出力電圧Ｖｏ
ｕｔは急激に上昇する。この出力電圧Ｖｏｕｔ（そのと
きの出力電流Ｉｏｕｔは例えば上述したように５０ｍＡ
程度である）の上昇が検出手段３２で検出され、その出
力によってホトダイオード３４ａが導通し、ホトダイオ
ード３４ａを流れる電流に応じた光量に基づいてホトト
ランジスタ３４ｂのインピーダンスが制御される。それ
に伴って図２の入力端子ＦＢに得られる帰還信号Ｆｂの
レベルが定常負荷モードのときよりもさらに低下する。

【００４４】その結果、第１のオペアンプ５２の出力で
あるＰＷＭ制御信号ＯＰ１のレベルも定常負荷時よりも
低下し（図３Ｃ）、そのレベルが第２の基準電圧Ｖ２以
下になると、コンパレータ７０の出力が反転する。それ
によって周波数切り替え信号がハイレベルからローレベ
ルへと反転し、可変発振器６２の発振周波数は高い周波
数ｆHから低い周波数ｆLに切り替えられる（図３Ａ，
Ｅ）。

【００４５】ＰＷＭ制御信号ＯＰ１のレベルは定常負荷
時よりもさらに低下しているので、トランジスタ２６を
導通させるＰＷＭ出力のパルス幅は定常負荷時よりもさ
らに狭くなると共に、低い発振周波数に切り替えられて
いるので、トランジスタ２６のスイッチング周期は長く
なる。

【００４６】その結果、トランジスタ２６を流れるドレ
イン電流Ｉｄｓの値が小さくなる方向に制御されると共
に、このとき負荷２０に供給される出力電流Ｉｏｕｔは
一定であるため、トランジスタ２６をオンさせるＰＷＭ
出力のパルス幅は定常負荷時よりもさらに狭い状態で安
定する（図３Ａ〜Ｄ）。

【００４７】このようにコンパレータ７０を付加するだ
けで、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させるための機能と、
軽負荷時を検出してスイッチングロスを軽減する機能を
このスイッチング制御手段２４に付与することができ
る。また、励磁コイル１２ａ、１２ｂに蓄えられるエネ
ルギーＰLは、（１）式で表され、出力電力はこのエネ
ルギーＰLに比例するから、発振周波数を高い周波数に
設定することによって、重負荷時のパワーレンジの拡大
を図ることができる。

【００４８】図２に示す実施の形態では、コンパレータ
７０の反転端子に接続された基準電圧源７２は固定値で
あるが、これを可変基準電圧源とすることもできる。図
４はその実施の形態であって、コンパレータ７０の反転
端子（ＩＣ入力端子）ＲＦに外付けで可変基準電圧源７
６を設ける。この電圧源７６を調整することによって軽
負荷時の検知レベルを最適値となるように微調整でき
る。

【００４９】なお、上述した実施の形態では、軽負荷時
を検出し、その出力で発振周波数を切り替えるようにし
ているが、重負荷状態をコンパレータ７０で検出したと
き、その出力で可変発振器６２の発振を停止するように
構成することもできる。つまり、第１のオペアンプ５２
の出力ＯＰ１のレベル低下状態を検出するのではなく、
これとは逆に出力ＯＰ１のレベル上昇状態を検出し、所
定レベル以上のとき重負荷状態と判断して可変発振器６
２の発振を止めるように制御することもできる。これに
よってスイッチング電源回路を保護できる。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、負荷
によってトランスの１次側に供給されるスイッチング周
波数を切り替えるようにしたものである。特に、軽負荷
になったときにはスイッチング周波数を低めに切り替え
るようにすることで、スタンバイモードのような待機モ
ードのときのスイッチングロスを低減できるから、軽負
荷時の電力ロスを従来よりも大幅に軽減できる。また、
重負荷時にはスイッチング周波数を高めに設定したの
で、パワーレンジを拡大できる特徴を有する。したがっ
てこの発明に係るスイッチング電源回路は、省電力指向
のパソコンを始めとして、テレビ受像機やオーディオ機
器などの各種電子機器の電源回路に適用して極めて好適
である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るスイッチング電源回路の一実施
の形態を示す要部の接続図である。

【図２】この発明に適用できるスイッチング制御手段の
実施の形態を示す要部の系統図である。

【図３】その動作説明に使用する波形図である。

【図４】この発明に係るスイッチング電源回路の他の実
施の形態を示す要部の接続図である。

【図５】従来のスイッチング電源回路の説明図である。

【図６】その動作説明に供する波形図である。

【図７】スイッチング周波数を変えたときの出力電流と
出力パワーとの関係を示す特性図である。

【図８】スイッチング動作を説明するための波形図であ
る。

【符号の説明】

１２・・・トランス、１２ａ、１２ｂ・・・励磁コイ
ル、１２ｃ・・・出力コイル、１２ｄ・・・ドライブコ
イル、１４・・・直流電源、２６・・・スイッチングト
ランジスタ、２４、５０・・・スイッチング制御手段、
３２・・・検出手段、５２、６０・・・オペアンプ、６
２・・・可変発振器、７０・・・コンパレータ、６３・
・・過電流保護回路、Ｖ１，Ｖ２・・・基準電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源が接続された励磁コイルと、負
荷が接続された出力コイルと、上記励磁コイルに接続さ
れたドライブコイルとで構成されたフライバックトラン
スと、上記励磁コイルに接続されたスイッチング素子と、このスイッチング素子と上記ドライブコイルとの間に接
続されたスイッチング制御手段と、上記出力コイル段から負荷に供給される出力電圧を検出
し、上記スイッチング制御手段に出力電圧安定化用の帰
還信号として供給される検出手段とを有し、上記スイッチング制御手段は、上記帰還信号が基準レベル以下になったとき上記帰還信
号に応じた電圧を出力する第１のオペアンプと、可変発振器と、この可変発振器の出力が供給されると共に、上記第１の
オペアンプの出力が供給され、このオペアンプの出力に
応じたパルス幅を有するスイッチング信号が出力される
第２のオペアンプと、上記第１のオペアンプの出力が供給され、軽負荷時この
オペアンプの出力が所定の基準レベル以下になったこと
を検出して、上記可変発振器の発振周波数を低い発振周
波数に制御する周波数制御信号を出力するコンパレータ
とで構成されたことを特徴とするスイッチング電源回
路。
【請求項２】上記検出手段は、ツエナーダイオードと
抵抗器で構成されたことを特徴とする請求項１記載のス
イッチング電源回路。
【請求項３】上記可変発振器は、三角波信号であるこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記コンパレータに供給される基準レベ
ルは固定の電圧源が使用されたことを特徴とする請求項
１記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記コンパレータに供給される基準レベ
ルは、外部から調整できるようになされた可変基準電圧
源が使用されたことを特徴とする請求項１記載のスイッ
チング電源回路。