JPH1065455A - サイレントスタートｄ級増幅器 - Google Patents

サイレントスタートｄ級増幅器

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JPH1065455A
JPH1065455A JP9167492A JP16749297A JPH1065455A JP H1065455 A JPH1065455 A JP H1065455A JP 9167492 A JP9167492 A JP 9167492A JP 16749297 A JP16749297 A JP 16749297A JP H1065455 A JPH1065455 A JP H1065455A
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signal
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audio
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JP9167492A
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Inventor
George E Danz
イー ダンズ ジョージ
Larry A King
エイ キング ラリー
John K Fogg
ケイ フォッグ ジョン
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Harris Corp
Original Assignee
Harris Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/305—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in case of switching on or off of a power supply
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、スタートアップノイズが補正され
たＤ級増幅器の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明によれば、アナログスイッチＳ１
を積分器回路Ａ１に追加することによりスタートアップ
ノイズが補正される。積分器回路Ａ１の帰還路内の抵抗
Ｒ３は積分器回路Ａ１の飽和を防止する。他の実施例に
おいて、サイレントスタートスイッチは可変抵抗を比較
器入力に接続する。抵抗は徐々に増加させられる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、Ｄ級増幅器、特
に、Ｄ級増幅器のスタートアップノイズを補正する回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】Ｄ級増幅器は、オーディオ信号を、オー
ディオ入力信号に従って出力を切り替える高周波パルス
に変換する。ある種のＤ級増幅器は、オーディオ信号の
振幅と共に幅が変化する条件パルスの系列を発生するた
めにパルス幅変調器を使用する。可変幅パルスは電力出
力トランジスタを一定周波数で切り替える。他のＤ級増
幅器はパルス密度変調器に依存する。更に別のＤ級増幅
器は他のタイプのパルス変調器に依存する。理解を助け
る目的のため、以下の説明はパルス幅変調器だけに言及
するが、当業者にはＤ級増幅器を他のタイプの変調器を
用いて構成しても良いことが認められよう。
【０００３】Ｄ級増幅器の出力は、ローパスフィルタに
供給され、ローパスフィルタは、パルスを、１台以上の
オーディオスピーカをドライブする増幅オーディオ信号
に変換する。この設計方法により、９０％を上回る効率
を有し、その線形対応部よりも複雑な増幅器が作成され
る。Ｄ級増幅器は、積分器と、デューティサイクル変調
器と、スイッチプリドライブ回路と、出力フィルタとを
必要とする。一定周波数のデューティサイクル変調器を
使用する半ブリッジ形Ｄ級増幅器は、負帰還を与えるた
めスイッチング電力トランジスタの方形波出力をオーデ
ィオ入力と加算する。フィルタによって導入された位相
シフトを処理する複雑な補償回路網を使用しない限り、
ローパスフィルタの後で負帰還を行えない。例えば、２
極フィルタは、回路を発振させる１８０°の位相シフト
を生じさせる。
【０００４】方形波出力はオーディオ入力と同期してい
るが、搬送波を除去する必要がある。積分器は、二つの
信号を加算し、出力フィルタの影響を疑似する。この回
路は結果として生じた誤差信号を、比較器及び三角波発
生器により構成されたデューティサイクル変調器に供給
する（図２及び３を参照のこと）。変調された出力は方
形波であり、そのデューティサイクルは入力信号に比例
する。半ブリッジ回路において、この出力は逆位相の上
方電力スイッチ及び下方電力スイッチをドライブし、半
ブリッジ回路は、常に一方のスイッチを飽和状態にドラ
イブし、他方のスイッチを遮断する。方形波は、スイッ
チを実現するため使用された技術において可能な限り高
速にスイッチの状態を変化させる。高速スイッチング
は、スイッチが線形動作領域で費やす時間を制限するこ
とにより、効率を高め、発熱を低減する。
【０００５】スイッチングと伝導損失との組み合わせ
は、増幅器の効率の上限を確定する。この回路は、電力
スイッチが発生した高周波方形波を除波し、増幅された
オーディオ信号だけを残す。この信号は、次に、接地基
準スピーカ負荷をドライブする。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明はＤ級増幅器の
スタートアップノイズの補正を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に含まれるサイレ
ントスタート回路は、（ａ）オーディオ周波数を備えた
信号を受ける入力と、オーディオ入力信号内の最高オー
ディオ周波数よりも実質的に高い周波数でオーディオ入
力信号をサンプリングする手段と、オーディオ周波数よ
りも実質的に高い周波数を有するパルスの系列であっ
て、基準電圧信号の振幅とサンプリングされたオーディ
オ信号の振幅に比例する幅とを有する幅変調された各パ
ルスの出力系列を与えるため、サンプリングされたオー
ディオ信号を基準電圧信号と比較する手段とを有するＤ
級増幅器と、（ｂ）Ｄ級増幅器のパルスの出力系列を受
け、パルスの電圧レベルを基準電圧からドライブ電圧に
変換する入力と、サンプリングされたオーディオ信号に
比例するパルス幅とドライブ電圧レベルのパルス振幅と
を有する出力ドライブパルスの系列からなるＭＯＳＦＥ
Ｔゲートドライブ信号を発生する手段とを含むブリッジ
ドライブ回路と、（ｃ）オーディオ入力信号に接続され
た第１の入力と、帰還路を介してブリッジドライブ回路
の出力に接続された第２の入力とを含み、オーディオ入
力を積分する第１の動作モードと、オーディオ入力を加
算する第２の動作モードとの間で切り替わる増幅器とに
より構成される。
【０００８】本発明に含まれる他のサイレントスタート
回路は、（ａ） 誤差信号とオーディオ周波数のオーデ
ィオ信号とからなる入力信号を受ける入力と、上記入力
に接続され、第１の比較器入力信号を供給するため上記
入力信号を積分する積分増幅器と、上記オーディオ周波
数よりも実質的に高い周波数を有するパルスの系列であ
って、基準電圧信号の振幅とサンプリングされたオーデ
ィオ信号の振幅に比例する幅とを有する幅変調された各
パルスの出力系列を発生するため、上記第１の比較器入
力信号を、基準発振器電圧信号からなる第２の比較器入
力信号と比較する比較器とを含むＤ級増幅器と、積分増
幅器を飽和させる５０％のデューティサイクルを有する
比較器出力を発生するため、上記第１の比較器入力を基
準電圧源に接続するディセーブル位置と、上記積分増幅
器の出力を上記第１の比較器入力に徐々に接続し、上記
積分増幅器を徐々に不飽和化するイネーブル位置とを有
するスイッチ手段とにより構成される。
【０００９】
【発明の実施の形態】図４に示された本発明の第１の実
施例は、サンプの問題を補正するため、制御ループ積分
器上で動作する点で都合がよい。図５に示された第２の
実施例は、上記サンプ問題を補正するため、パルス幅変
調（ＰＷＭ）比較器上で動作する。本発明の第１の実施
例は、第１の入力がオーディオ入力信号に接続され、第
２の入力が帰還路を介してブリッジドライブ回路の出力
に接続されている入力増幅器を提供する。入力増幅器
は、入力増幅器を積分増幅器として構成するための第１
の位置と、入力増幅器をオーディオ入力と帰還信号とを
加算する加算増幅器として構成するための第２の位置と
を有するスイッチを含む。入力増幅器は、実際上、その
出力とオーディオ入力との間に２本の帰還路を有する。
一方の帰還路は加算抵抗からなり、他方の帰還路は積分
キャパシタからなる。スイッチは２本の帰還路の中の一
方を選択する。入力増幅器スイッチは加算抵抗と直列接
続され、スイッチは加算抵抗を通る帰還路を選択的に開
閉するためディセーブル信号に応答する。
【００１０】サイレントスタート回路を備えたＤ級増幅
器は、ブリッジドライブ回路及びブリッジ回路を更に有
する。ブリッジドライブ回路は、ブリッジドライブ回路
から出力電力ドライブパルスを受ける複数の電力ＭＯＳ
ＦＥＴ装置と、電力電圧レベルの出力電力電圧パルスを
発生するため電力ドライブパルスを電力ＭＯＳＦＥＴの
ゲートに印加する手段とを含む。
【００１１】本発明の他の実施例は、サイレントスター
トを与えるため比較器を使用する。比較器は、積分増幅
器からの第１の入力と、基準発振器電圧信号からの第２
の入力とを有する。比較器は、基準電圧信号の振幅とサ
ンプリングされたオーディオ信号の振幅に比例する幅と
を有するパルス幅変調された各パルスの出力系列を発生
する。パルスの系列は上記オーディオ周波数よりも実質
的に高い周波数を有する。
【００１２】スイッチは、第１の比較器入力に接続さ
れ、５０％のデューティサイクルを有する比較器出力を
発生させるため比較器の第１の入力をミュート基準電圧
源に接続するディセーブル信号に応答して動作可能であ
る。５０％デューティサイクルの出力は、出力フィルタ
で除波され、スピーカに電圧を生じさせない。このよう
な条件下で、制御ループが開いているので積分器が飽和
する。典型的に、基準電圧は発振器電圧信号の最大電圧
レベルの半分である。
【００１３】イネーブル信号に応答して、スイッチは、
積分増幅器の出力を第１の比較器入力に徐々に接続し、
積分増幅器を徐々に不飽和化する。スイッチ手段は、イ
ネーブル位置に設定されたとき、ミュート基準源と第１
の比較器入力との間の抵抗を徐々に増加させ、かつ、積
分器出力と比較器入力との間の抵抗を徐々に減少させる
１個以上の可変抵抗を含む。サイレントスタート増幅器
スイッチは電流源及びキャパシタに接続される。電流源
及びキャパシタは、増幅器がディセーブル状態からイネ
ーブル状態に遷移したとき、スイッチに対するタイミン
グを発生させるため使用される。
【００１４】
【実施例】以下、添付図面を参照してその例に限定され
ることなく本発明を説明する。図４は、Ｄ級サイレント
スタートスイッチングオーディオ増幅器１０の第１の実
施例を示す。スタート時に生じる問題は積分器Ａ１に関
係する。増幅器１０のスタートアップの際に、ラッチＵ
１は、十分なバイアス電圧が得られるまでの間にブリッ
ジ１２が切り替わるのを防止するため、最初にディセー
ブル信号を出力する。抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１によ
り設定された遅延後、ラッチＵ１はクロックに同期し、
増幅器がイネーブル状態になる。ラッチＵ１からのディ
セーブル／イネーブル出力は、増幅器へのオーディオ入
力の存否を検出する他の信号とダイオードＯＲ処理され
る。
【００１５】電力を節約するため、増幅器への入力が無
いとき、「無入力(NO INPUT)」信号がブリッジドライバ
１４によるブリッジ１２へのゲートドライブ信号を止め
るため使用される。ブリッジドライバ１４は、米国フロ
リダ州メルボルンのハリスコーポレーションにより製造
販売されるHIP4080A集積回路である。スタート後、ラッ
チＵ１のラッチされた出力は、過電流が検出された場合
に増幅器出力をディセーブル状態にするため使用され
る。
【００１６】出力ブリッジへのゲートドライブ信号の遮
断に関する問題は、積分器Ａ１への帰還が全て無くなる
ことである。上記条件下で、積分器Ａ１は、入力し号及
び初期条件に依存して正又は負のいずれかの電源線路で
飽和する。サンプは増幅器が再びイネーブル状態にされ
たとき生じる。ブリッジはスイッチングを開始し、誤差
電圧は即座にスピーカ電圧をフルスケールまでドライブ
する。スピーカからの帰還（図示しない）は積分器出力
を補正し、積分器出力は入力に追従するため飽和した出
力線路から降下する。このような積分器Ａ１及びスピー
カ出力の大きい電圧降下は、スピーカに対する爆発的な
サンプを生じる。かかるサンプを除去することが望まし
い。
【００１７】アナログスイッチＳ１が積分器に追加され
ている。スイッチＳ１はディセーブル信号により制御さ
れる。出力ブリッジ１２がディセーブル状態であると
き、スイッチＳ１は閉成され、増幅器Ａ１は積分器では
なく加算増幅器になる。ブリッジ１２は切り替わらない
ので、スピーカにかかる電圧はゼロに降下し、増幅器Ａ
２の出力は＋６Ｖに変化する。この構成において、増幅
器Ａ１は、入力のＲ３／Ｒ２倍の利得を備えた反転増幅
器である。従って、増幅器がイネーブル状態であると
き、ブリッジ１２は切り替えを開始し、スイッチＳ１は
開成される。増幅器Ａ１の誤差電圧出力は、スイッチＳ
１が開成される前のままの状態で入力に追従し続け、ス
タート時サンプを除去する。
【００１８】サイレントスタート増幅器の第２の実施例
は図５、図６の（ａ）乃至（ｄ）、及び図７に示され
る。第２の実施例は、積分増幅器Ａ１が集積回路の外部
にあるオーディオ集積回路回路ＰＷＭ（パルス幅変調）
コントローラに関係する。図５を参照するに、集積回路
Ｕ３がディセーブル状態であるとき、出力の切り替えは
停止する。スイッチＳ３は、ＰＷＭ比較器２０への＋入
力が＋６Ｖに接続されるようにスイッチＳ２を制御する
ミュート(mute)信号を接地する。ディセーブル信号が取
り除かれたとき、スイッチＳ３は、電流源でミュートノ
ードのキャパシタ２２を充電し、スイッチＳ２の制御電
圧を緩やかに変化させる。
【００１９】スイッチＳ２は、図６と共により詳細に説
明される伝送ゲートを含む。伝送ゲートはキャパシタ２
２の両端の電圧に従って徐々にターンオン又はターンオ
フする。制御電圧が低いとき、集積回路Ｕ３はイネーブ
ル状態であるため、出力は切り替わり始める。ＰＷＭ比
較器２０は、比較器への＋入力が比較器の−入力上の三
角波の中間点の６Ｖであるので、誤差信号とは無関係に
５０％の方形波を発生させる。
【００２０】Ｈ形ブリッジ２４の５０％のデューティサ
イクルの出力は、負荷２６の両端にゼロボルトを所持さ
せるため除波される。制御電圧の上昇と共に、比較器２
０への＋入力は＋６Ｖ基準から入力に切り替えられる。
ＰＷＭ比較器２０への＋入力が、可変抵抗を介してＥ／
Ａ入力及び＋６Ｖの両方に接続される遷移期間が存在す
る。＋６ＶからＥ／Ａへのスイッチ遷移は、ＰＷＭ＋と
Ｅ／Ａとの間の抵抗を減少させると共に、ＰＷＭ＋と＋
６Ｖとの間の抵抗を緩やかに増加させることにより達成
される。上記のスイッチ遷移は、５０％のデューティサ
イクル出力と、通常の動作条件との間で緩やかな遷移が
得られるように意図的に重ね合わされる。これにより、
積分器は飽和状態から抜け出し、一方、ブリッジ出力は
依然として＋６Ｖ基準により支配的に制御され、スター
ト時過渡現象を低減する。
【００２１】図６の（ａ）乃至（ｄ）にはスタート処理
のシミュレーションが示される。一番上のグラフ（ａ）
は、ソフトスタート電圧というラベルが付けられ、ミュ
ートピン上の徐々に上昇する制御電圧を表わす。グラフ
（ｃ）は、負の電源線路０Ｖに飽和した図５の積分器Ａ
１の出力を表わす。グラフ（ｄ）は入力信号を表わす。
ソフトスタート電圧が上昇すると共に、積分器は入力に
追従するため飽和状態から元に戻る。グラフ（ｃ）に示
されている鋭い正のスパイクは、シミュレーション偏差
であり、グラフ（ｂ）には現れない。グラフ（ｂ）は比
較器＋端子を表わす。グラフ（ｂ）は、比較器の＋入力
端子上の＋６Ｖ基準と入力信号との間の滑らかな遷移を
表わす。
【００２２】動作中に、ディセーブル信号がハイである
とき、出力はディセーブル状態であり、スイッチＳ３は
接地され、ＰＷＭ比較器２０への＋入力は＋６Ｖに接続
される。三角波３０は＋４Ｖと＋８Ｖとの間で変化する
ので、ＰＷＭは５０％のデューティサイクルを有する。
ディセーブル信号が取り除かれたとき、スイッチＳ３は
電流源Ｉ1 をミュートピン上で外部キャパシタ２２に接
続する。電流源Ｉ1 は、ミュートピン上のキャパシタ２
２を＋１２Ｖまで徐々に充電する。同時に、スイッチＳ
２は、ＰＷＭ比較器２０の＋入力を積分器Ａ１の出力に
徐々に接続し、＋入力を＋６Ｖから切り離す。徐々の接
続は、＋６Ｖ源と＋入力との間の抵抗を徐々に減少させ
る増加させ、積分器Ａ１出力とＰＷＭ比較器への＋入力
との間の抵抗を減少させる可変抵抗（図示しない）によ
り実現される。
【００２３】可変抵抗は、Ｎ形及びＰ形チャネルＭＯＳ
電界降下トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であり、スイッ
チＳ２の内部にある。ＭＯＳＦＥＴは図７と共に説明す
る如く伝送ゲートを形成する。これにより、積分器Ａ１
は、飽和状態から徐々に抜け出し、＋６Ｖの直流レベル
の上に載る交流信号を有するオーディオ入力に追従し得
るようになる。
【００２４】図７は、図５のスイッチＳ２の一つの実現
例の詳細構成図である。この回路は、トランジスタＭ８
及びＭ２２からなる伝送ゲート６０と、トランジスタＭ
２３及びＭ２４からなる伝送ゲート６２と、ミュートピ
ン電流源に接続されたオン・オフ制御ゲート６４と、伝
送ゲートを制御する付加的な電流ミラーとを有する。Ｕ
ＶＮというラベルを付けられたピンは、チップレベルデ
ィセーブル信号に接続され、かつ、ピンＳＳ（サイレン
トスタート）は、外部ミュートピン及びキャパシタ２２
に接続される。
【００２５】ディセーブル信号がハイ／ＵＶＮ信号がロ
ーであるとき、Ｍ４２によりゲート制御された電流源Ｐ
１０Ａはターンオフされ、ＳＳ／ミュートピンは外部手
段によりＶＳＳまで引き上げられる。ＳＳ／ミュートピ
ンがＶＳＳであるならば、トランジスタＭ０は、トラン
ジスタＭ２７に電流ミラー化された１０マイクロアンペ
アに打ち勝ち、ゲート制御ラインＡをハイに引き上げ
る。
【００２６】トランジスタＭ２８は、抵抗Ｒ２９により
制限された電流で確実にオン状態である。トランジスタ
Ｍ２８からの電流は、トランジスタＭ６によってトラン
ジスタＭ２に電流ミラー化され、ゲート制御ラインＢを
ローに引き下げる。ゲート制御ラインが上記の如く、Ａ
＝ハイ、Ｂ＝ローの状態であるならば、伝送ゲート６２
（Ｍ８，Ｍ２２）はオフ状態であり、伝送ゲート６０
（Ｍ２３，Ｍ２４）はオン状態である。これにより、Ｖ
ＲＥＦ入力はＰＷＭ＋出力に接続される。ＶＲＥＦは＋
６Ｖに接続され、ＰＷＭ＋出力は上記の如くＰＷＭ比較
器の＋入力に接続される。
【００２７】チップがイネーブル状態であるならば、Ｕ
ＶＮはハイになり、電流源Ｐ１０ＡがＳＳ／ミュートピ
ンに接続されたキャパシタ２２を充電する。ＳＳ／ミュ
ートピンがＶＤＤのＰＭＯＳ閾値内に入ると共に、トラ
ンジスタＭ０及びＭ２８はターンオフを開始する。定電
流源Ｍ２７及びＭ３２は、ＳＳ／ミュートがＶＤＤまで
充電し続けると共に、ゲート制御ライン上の電圧を徐々
に降下させる。
【００２８】ゲート制御電圧Ａ及びＢは図８に示され
る。ＳＳ＝ＶＤＤ、Ａ＝ロー、Ｂ＝ハイの安定状態で、
トランジスタＭ８及びＭ２２（伝送ゲート６２）はオン
状態であり、トランジスタＭ２３及びＭ２４（伝送ゲー
ト６０）はオフ状態である。これにより、誤差振幅を表
わすＥ／Ａ入力又は積分器出力が、集積回路の上位レベ
ルでＰＷＭ比較器の＋入力に接続されたＰＷＭ＋ピンに
接続される。
【００２９】Ｄ級増幅器のスタート時ノイズは、アナロ
グスイッチＳ１を積分器回路Ａ１に追加することにより
補正される。積分器Ａ１の帰還路内の抵抗Ｒ３は、積分
器Ａ１の飽和を阻止する。他の実施例において、サイレ
ントスタートスイッチは、可変抵抗を比較器入力に接続
する。抵抗は徐々に増加する。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術のＤ級増幅器の回路図である。
【図２】従来技術のデューティサイクル変調器／比較器
の部分回路図である。
【図３】Ｄ級増幅器の入力信号及び出力信号の波形図で
ある。
【図４】サイレントスタートＤ級増幅器の第１の実施例
の回路図である。
【図５】サイレントスタートＤ級増幅器の第２の実施例
の回路図である。
【図６】（ａ）乃至（ｄ）は、図５の回路の電圧信号の
波形図である。
【図７】図５に示された回路の詳細回路構成図である。
【図８】図７の回路の動作特性を表わす波形図である。
【符号の説明】
１０ Ｄ級サイレントスタートスイッチングオーディ
オ増幅器 １２，２４ ブリッジ １４ ブリッジドライバ ２０ ＰＷＭ比較器 ２２ キャパシタ ２６ 負荷 ６０，６２ 伝送ゲート ６４ 制御ゲート Ａ，Ｂ ゲート制御ライン Ａ１，Ａ２ 増幅器 Ｃ１ キャパシタ Ｍ０，Ｍ２，Ｍ６，Ｍ８，Ｍ２２，Ｍ２３，Ｍ２４，Ｍ
２８，Ｍ４２ トランジスタ Ｍ２７，Ｍ３２ 定電流源 Ｐ１０Ａ 電流源 Ｒ１，Ｒ３，Ｒ２９ 抵抗 Ｓ１ アナログスイッチ Ｓ２，Ｓ３ スイッチ ＳＳ サイレントスタートピン Ｕ１ ラッチ Ｕ３ オーディオ集積回路回路ＰＷＭ（パルス幅変
調）コントローラ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年１０月１７日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図３】
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラリー エイ キング アメリカ合衆国，ノースカロライナ 27713，ダーラム，レイク・エルトン・ロ ード 5717 (72)発明者 ジョン ケイ フォッグ アメリカ合衆国，ノースカロライナ 27713，ダーラム，マウント・アイラン ド・ドライヴ 5912

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 （ａ）オーディオ周波数を備えた信号を
    受ける入力と、オーディオ入力信号内の最高オーディオ
    周波数よりも実質的に高い周波数でオーディオ入力信号
    をサンプリングする手段と、オーディオ周波数よりも実
    質的に高い周波数を有するパルスの系列であって基準電
    圧信号の振幅とサンプリングされたオーディオ信号の振
    幅に比例する幅とを有する幅変調された各パルスの出力
    系列を与えるため、サンプリングされたオーディオ信号
    を基準電圧信号と比較する手段とを有するＤ級増幅器
    と、 （ｂ）上記Ｄ級増幅器のパルスの出力系列を受け、上記
    パルスの電圧レベルを上記基準電圧からドライブ電圧に
    変換する入力と、上記サンプリングされたオーディオ信
    号に比例するパルス幅と上記ドライブ電圧のレベルのパ
    ルス振幅とを有する出力ドライブパルスの系列からなる
    ＭＯＳＦＥＴゲートドライブ信号を発生する手段とを含
    むブリッジドライブ回路と、 （ｃ）上記オーディオ入力信号に接続された第１の入力
    と、帰還路を介して上記ブリッジドライブ回路の出力に
    接続された第２の入力とを含み、オーディオ入力を積分
    する第１の動作モードと、オーディオ入力を加算する第
    ２の動作モードとの間で選択的に切り替え可能な増幅器
    とにより構成される、サイレントスタート回路。
  2. 【請求項２】 上記増幅器は、その出力とオーディオ入
    力との間に２本の帰還路を有し、一方の帰還路は加算抵
    抗からなり、他方の帰還路は積分キャパシタからなる請
    求項１記載のサイレントスタート回路。
  3. 【請求項３】 上記加算抵抗と直列接続され、上記加算
    抵抗を通る帰還路を選択的に開閉するためのディセーブ
    ル信号に応答するスイッチを更に含む請求項２記載のサ
    イレントスタート回路。。
  4. 【請求項４】 上記ブリッジドライブ回路から出力電力
    ドライブパルスを受ける複数の電力ＭＯＳＦＥＴ装置
    と、電力電圧レベルの出力電力電圧パルスを発生するた
    め上記電力ドライブパルスを上記電力ＭＯＳＦＥＴのゲ
    ートに印加する手段とからなるブリッジ回路を更に有す
    ることを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１項
    記載のサイレントスタート回路。
  5. 【請求項５】 （ａ）誤差信号とオーディオ周波数のオ
    ーディオ信号とからなる入力信号を受ける入力、上記入
    力に接続され、第１の比較器入力信号を供給するため上
    記入力信号を積分する積分増幅器、及び、上記オーディ
    オ周波数よりも実質的に高い周波数を有するパルスの系
    列であって、基準電圧信号の振幅とサンプリングされた
    オーディオ信号の振幅に比例する幅とを有する幅変調さ
    れた各パルスの出力系列を発生するため、上記第１の比
    較器入力信号を、基準発振器電圧信号からなる第２の比
    較器入力信号と比較する比較器を含むＤ級増幅器と、 上記積分増幅器を飽和させる５０％のデューティサイク
    ルを有する比較器出力を発生するため、上記第１の比較
    器入力を基準電圧源に接続するディセーブル位置、及
    び、上記積分増幅器の出力を上記第１の比較器入力に徐
    々に接続し、上記積分増幅器を徐々に不飽和化するイネ
    ーブル位置を有するスイッチ手段とからなるサイレント
    スタート増幅器。
  6. 【請求項６】 （ｂ）上記Ｄ級増幅器のパルスの出力系
    列を受け、上記パルスの電圧レベルを上記基準電圧から
    ドライブ電圧に変換する入力と、上記サンプリングされ
    たオーディオ信号に比例するパルス幅と上記ドライブ電
    圧のレベルのパルス振幅とを有する出力ドライブパルス
    の系列からなるＭＯＳＦＥＴゲートドライブ信号を発生
    する手段とを含むブリッジドライブ回路を更に有するこ
    とを特徴とする請求項５記載のサイレントスタート増幅
    器。
  7. 【請求項７】 （ｃ）上記ブリッジドライブ回路から出
    力電力ドライブパルスを受ける複数の電力ＭＯＳＦＥＴ
    装置と、電力電圧レベルの出力電力電圧パルスを発生す
    るため上記電力ドライブパルスを上記電力ＭＯＳＦＥＴ
    のゲートに印加する手段とからなるブリッジ回路を更に
    有することを特徴とする請求項６記載のサイレントスタ
    ート増幅器。
  8. 【請求項８】 イネーブル位置に設定されたとき、ミュ
    ート基準源と上記第１の比較器入力との間の抵抗を徐々
    に増加させ、かつ、積分器出力と比較器入力との間の抵
    抗を徐々に減少させる可変抵抗からなるスイッチ手段を
    更に有することを特徴とする請求項５乃至７のうちいず
    れか１項記載のサイレントスタート増幅器。
  9. 【請求項９】 電流源とキャパシタとを更に有し、 上記キャパシタは、上記キャパシタ上の電荷に従って上
    記可変抵抗の抵抗を変化させるため上記可変抵抗に接続
    され、 上記可変抵抗は第１及び第２の伝送ゲートを構成し、上
    記キャパシタは上記第１及び第２の両方の伝送ゲートの
    ゲートに接続されていることを特徴とする請求項５乃至
    ８のうちいずれか１項記載のサイレントスタート増幅
    器。
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