CN104467710B - 音频设备中去除pop噪声的方法与电路 - Google Patents

音频设备中去除pop噪声的方法与电路 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种音频装置中的D类放大器，包括输入单元，用于接收和放大差分模拟信号；两个积分器，用于对放大的模拟信号积分；两个脉宽调制器，用于产生相应于积分后的模拟信号的脉冲信号；两个功率单元，用于提升脉冲信号的功率，每个功率单元的输出端均通过电阻反馈网络耦合至积分器的输入端；模拟输出单元，用于将脉冲信号转换为模拟信号。工作时，积分器由模式选择信号控制，实施静音与非静音之间的软切换，在静音模式下，积分器的输出被限制为固定的电压。在软切换中，PMW的输出将从50％的占空比缓慢地切换至最终的值，BTL输出将缓慢地从0转换至最终值，听者不会听到POP噪声。

Description

音频设备中去除POP噪声的方法与电路
技术领域
本发明通常涉及集成电路，更特别地，涉及去除音频设备中的POP噪声的方法与电路。
背景技术
由于AB类放大器有着良好的音频性能，它们被广泛地应用在音频设备中。但是AB类放大器的功耗很高，因此它们不能应用在利用电池供电的随身携带的设备中。
D类放大器是另外一种放大器，其具有良好的音频特性，并消耗较少的功耗。在操作中，D类放大器将模拟信号转换为数字信号(譬如，脉冲)，然后D类放大器将数字信号转换为放大的模拟信号。在信号转换的过程中，很多种扰动可能影响D类放大器的输出，这将使听者感觉不舒服。
D类放大器工作时，可听到的POP噪声往往由瞬态事件产生。如果很大的声音信号突然产生/结束或是含有D类放大器的音频设备突然停止/启动，这些事件中产生的POP噪声容易被听者听到。
由于制造过程的步骤越来越多，D类放大器输入级的失调和反馈网络中电阻的失配可能有助于输出的失调。不使用任何的抑制方法，这种失调(特别是当失调大于20mV时)在输出级启动或关闭的瞬态事件中容易引起可听到的POP噪声。如果大的音频信号开始于安静的环境，或是大的音频信号突然停止，听者可能会感觉不舒服。这个结果也是一种POP噪声。
发明内容
因此，亟需一种D类放大器能够减少由失调或大的声音信号突然启动或停止而引起的POP噪声。
根据本发明的第一方面，提出了一种D类放大器电路，包括：模拟信号输入单元，配置为接收并放大差分模拟信号，并以差分的形式输出所述经放大的模拟信号；至少两个积分单元，分别耦合至所述模拟信号输入单元的输出端，配置为对所述的放大的模拟信号进行积分；至少两个脉宽调制单元，分别耦合至一个相应的所述积分单元的输出端，配置为基于来自相应积分单元的积分模拟信号产生具有相应脉宽的脉冲信号；其中，每个所述积分单元包括第一放大器，具有正向输入端、负向输入端和输出端，其中，所述第一放大器的所述负向输入端通过电容耦合至所述第一放大器的所述输出端，并配置为接收所述放大的模拟信号，并且所述正向输入端配置为接收第一参考信号；稳压器，所述稳压器的输出端耦合至所述第一放大器的输出端，配置为限制所述积分单元的输出至所述第一参考信号；控制模块，分别耦合至所述第一放大器和所述稳压器，配置为基于模式选择信号控制所述第一放大器和所述稳压器的工作；其中，当所述模式选择信号从非静音状态切换至静音状态时，所述控制模块配置为逐步关闭所述第一放大器，并逐步启动所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一参考信号，当所述模式选择信号从静音状态切换至非静音状态时，所述控制模块配置为逐步启动所述第一放大器，并逐步关闭所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一放大器的输出。
在依据本发明的一个实施例中，所述稳压器为第二放大器，其具有耦合至所述第一参考信号的正向输入端、耦合至所述第一放大器输出端的负向输入端和耦合至所述第一放大器输出端的输出端。
在依据本发明的一个实施例中，所述第一放大器包括第一负载级和耦合至所述控制模块以为所述第一放大器提供第一工作电流的第一电流源；所述第二放大器包括第二负载级和耦合至所述控制模块以为所述第二放大器提供第二工作电流的第二电流源。
在依据本发明的一个实施例中，所述第一电流源包含栅极耦合至所述控制模块的第一PMOS晶体管(M1)；所述第二电流源包含栅极耦合至所述控制模块的第二PMOS晶体管(M2)；其中，所述第一和第二电流源的电流值由所述控制模块决定。
在依据本发明的一个实施例中，所述控制模块为第三放大器并且包含：模式选择信号输入级，包含差分对，配置为接收所述模式选择信号；第一输出级，包含第三PMOS晶体管(M3)，所述第三PMOS晶体管(M3)的栅极和漏极均耦合至所述第一PMOS晶体管(M1)的栅极；第二输出级，包含第四PMOS晶体管(M4)，所述第四PMOS晶体管(M4)的栅极和漏极均耦合至所述第二PMOS晶体管(M2)的栅极。
在依据本发明的一个实施例中，所述控制模块进一步包括：第五PMOS晶体管(M5)，所述第五PMOS晶体管(M5)的栅极耦合至所述第三PMOS晶体管(M3)的栅极，并且所述第五PMOS晶体管(M5)的漏极耦合至所述第四PMOS晶体管(M4)；和第六PMOS晶体管(M6)，所述第六PMOS晶体管(M6)的栅极耦合至所述第四PMOS晶体管(M4)的栅极，并且所述第六PMOS晶体管(M6)的漏极耦合至所述第三PMOS晶体管(M3)。
在依据本发明的一个实施例中，所述D类放大器进一步包括：至少一个模式选择信号发生器，耦合至所述积分单元，配置为将阶跃的使能信号转换为具有逐步变化率的所述模式选择信号。
在依据本发明的一个实施例中，所述第一放大器的输出级包括第七PMOS晶体管(M7)和NMOS晶体管(M9)，所述第七PMOS晶体管(M7)的漏极耦合至第一NMOS晶体管(M9)的漏极；所述第二放大器的输出级包括第八PMOS晶体管(M8)和第一NMOS晶体管(M9)，所述第八PMOS晶体管(M8)的漏极耦合至所述第一NMOS晶体管(M9)的漏极和所述第二放大器的负向输入端。
在依据本发明的一个实施例中，所述D类放大器进一步包括：至少两个功率单元，分别耦合至一个相应的脉宽调制单元的输出端，并配置为提升所述脉冲信号的功率，其中所述功率单元的输出端通过电阻反馈网络耦合至所述积分器的输入端，其中，所述电阻反馈网络包含至少一个电阻。
在依据本发明的一个实施例中，D类放大器电路进一步包括：输出单元，分别耦合至所述功率单元的输出端，配置为将所述脉冲信号转换为模拟信号。
在依据本发明的一个实施例中，每个所述脉宽调制单元包括：比较器包括：耦合至所述积分单元输出端的正向输入端，耦合至三角波信号的负向输入端，以及配置为输出脉冲信号的输出端；其中，所述三角波信号的中间电平等于所述第一参考电压。
在依据本发明的一个实施例中，每个功率单元包括：逻辑单元，耦合至所述比较器的输出端；功率放大器，耦合至所述逻辑单元的输出端，配置为提升所述脉冲信号的功率；功率放大器，耦合至所述逻辑单元的输出端，配置为提升所述脉冲信号的功率。
根据本发明的另一方面，还提出了一种积分器电路，包括：第一放大器，具有正向输入端、负向输入端和输出端，其中，所述第一放大器的所述负向输入端配置为接收模拟信号，并通过电容耦合至所述第一放大器的所述输出端，所述第一放大器的所述正向输入端配置为接收第一参考信号；稳压器，所述稳压器的输出端耦合至所述第一放大器的输出端，配置为限制所述积分单元的输出至所述第一参考信号；控制模块，分别耦合至所述第一放大器和所述稳压器，配置为基于模式选择信号控制所述第一放大器和稳压器的工作；其中，当所述模式选择信号从非静音状态切换至静音状态时，所述控制模块配置为逐步关闭所述第一放大器，并逐步启动所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一参考信号，当所述模式选择信号从静音状态切换至非静音状态时，所述控制模块配置为逐步启动所述第一放大器，并逐步关闭所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一放大器的输出。
在依据本发明的一个实施例中，所述稳压器是第二放大器，其具有耦合至所述第一参考信号的正向输入端、耦合至所述第一放大器输出端的负向输入端和耦合至所述第一放大器输出端的输出端；所述控制模块为第三放大器，并配置为接收所述模式选择信号，以根据所述模式选择信号，改变所述稳压器和所述第一放大器的工作电流。
根据本发明的另一方面，还提出了一种采用D类放大器的音频装置，其中，所述D类放大器包括：至少两个积分器，其中，每个所述积分器包括第一放大器，具有正向输入端、负向输入端和输出端，其中，所述第一放大器的所述负向输入端配置为接收模拟信号，并通过电容耦合至所述第一放大器的所述输出端，所述第一放大器的所述正向输入端配置为接收第一参考信号；稳压器，所述稳压器的输出端耦合至所述第一放大器的输出端，配置为限制所述积分单元的输出至所述第一参考信号；控制模块，耦合至所述第一放大器和所述稳压器，配置为基于模式选择信号控制所述第一放大器和所述稳压器的工作；其中，当所述模式选择信号从非静音状态切换至静音状态时，所述控制模块配置为逐步关闭所述第一放大器，并逐步启动所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一参考信号，当所述模式选择信号从静音状态切换至非静音状态时，所述控制模块配置为逐步启动所述第一放大器，并逐步关闭所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一放大器的输出。
根据本发明的另一方面，还提出了一种去除音频设备中POP噪声的方法，包括：通过所述音频设备的D类放大器接收输入信号；通过所述音频设备的D类放大器放大所述信号，并以差分形式输出放大的所述输入信号；响应于模式选择信号，在非静音模式下，通过所述音频设备的D类放大器对所述经放大的输入信号进行积分，以输出积分信号，在静音模式下，通过所述音频设备的D类放大器将所述积分信号限制为固定的电压信号；通过所述音频设备的D类放大器产生响应于所述积分信号的脉宽调制信号；并通过所述音频设备的D类放大器将所述脉宽调制信号转换为模拟信号。
在依据本发明的一个实施例中，当所述模式选择信号从静音切换至非静音模式时，通过所述音频设备的D类放大器逐步地将所述积分信号由所述固定电压信号转换为对所述经放大的输入信号进行积分的信号；当所述模式选择信号从静音切换至非静音模式时，通过所述音频设备的D类放大器逐步地将所述积分信号限制为所述固定电压信号。
相较于传统的电路，本发明实施例中的D类放大器能够明显地去除下列POP噪声：
(1)由反馈电阻和预放大器的失调导致的POP噪声；
(2)由大的音频信号突然开始或结束所导致的POP噪声。
上述内容广泛地列出了本发明的特点。本发明的其它特点将在下文中描述，这些构成了本发明要求的主题。本领域的技术人员能够知道，为了执行与本发明同样的目的，这些公开的概念和特殊的例子可以容易地作为修改或设计其他结构或过程的基础。本领域的技术人员能够认识到等同的结构并没有背离如附加的权利要求的本发明思想和保护范围。
附图说明
通过参照附图阅读以下所作的对非限制性实施例的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显。
图1示出一种桥接负载式(Bridge tied-load，BTL)的D类放大器的架构；
图2是图1中BTL输出的D类放大器原理图；
图3是依照本发明一个实施例的积分器的模块图；
图4(a)显示了用于控制积分器的信号发生器的详细原理图；
图4(b)显示了依据本发明一个实施例的积分器的详细的原理图；
图4(c)显示了依据本发明一个实施例的积分器的工作电流示意图；
图5(a)显示了依据本发明另外一个实施例的D类放大器的电路；
图5(b)显示了依据图5(a)中本发明另外一个实施例的D类放大器的输出图；
图6显示了另外一个场景下的音频信号图；
图7显示了音频设备的方块图。
在图中，贯穿不同的示图，相同或类似的附图标记表示相同或相似的装置(模块)或步骤。
具体实施方式
尽管下面描述了示例的方法与电路，应该知道的是，这些示例仅仅是用来说明的，不能作为限制。因此，尽管下面描述了示例的方法与电路，本领域的普通技术人员可以容易地得知提供的示例并不是实施这些方法与电路的唯一途径。
图1示出一种桥接负载式的D类放大器的架构，包括音频信号输入单元11、积分单元12和13、脉宽调制(PWM)单元14和15、功率单元16和17、电阻反馈网络18和19，以及音频信号输出单元20。音频信号输入单元11、积分单元12和13、以及脉宽调制(PWM)单元14和15都工作在电源VDD(3.3V)下，功率单元16和17、输出单元20均工作在高压电源VCC(5V至36V)下。
输入单元11分别耦合至积分单元12和13，并且被配置为接收模拟音频信号。一般地，输入单元11发送差分形式的模拟音频信号至积分单元12和13。音频信号在积分单元12和13中积分后，将被PWM单元14和15接收，PWM单元14和15将积分后的音频信号与三角波信号Vtri比较，以产生用于驱动功率单元16和17的具有不同脉宽的脉冲信号。因此，功率单元16和17的工作单元由脉冲信号决定。功率单元16和17通过电阻反馈网络18和19分别耦合至积分单元12和13，因此该D类放大器以闭环形式工作，这将提升D类放大器的性能，譬如谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)，电源抑制比(Power Supply Rejection Ratio，PSRR)以及稳定性。D类放大器还包括了输出单元20，可以将脉冲信号转换为模拟输出信号，并将其输出至扬声器。
工作时，D类放大器有两种工作模式，譬如静音和非静音模式。静音模式时，输出单元20不输出任何音频信号，因为由PWM单元14和15产生的脉冲信号的占空比被设置为50％。在非静音模式下，PWM单元14和15输出两个具有不同脉宽的脉冲信号至功率单元16和17，功率单元16和17提升脉冲信号的功率。当功率提升后，输出单元20接收功率提升的脉冲信号，并输出音频信号。
图2是图1中BTL输出的D类放大器原理图。BTL输出的D类放大器具有两个相同的支路。全差分预放大器101被作为图2中的输入单元11，其包括4个增益调节电阻1011至1014，两个直流隔断电容1015和1016。积分器102和103分别耦合至预放大器101，并且配置为对预放大器101输出的预放大模拟音频信号积分。比较器104和105分别耦合至积分器102和103，并被配置为接收积分后的音频信号。全差分预放大器、积分器以及比较器的电源均是低压电源VDD(例如，2.7V至5V)。相较于VDD，包含逻辑单元1061和功率放大器1062的功率单元16包括功率DMOS晶体管，其工作在较高的电压下VCC(例如，5V至36V)。输出单元20包括均耦合至扬声器203的LC低通滤波器201和202。低通滤波器201和202被配置为将接收到的脉冲信号转换至模拟信号。
在工作中，全差分预放大器101接收到模拟音频信号，并将由预放大器101放大的差分模拟信号传送至积分器102和103。然后，积分器102和103对放大的差分模拟信号进行积分，并传送积分后的模拟信号至比较器104和105，比较器104和105将积分后的模拟信号与共同的三角波信号进行比较，从而将积分后的模拟信号调制为具有不同脉宽的脉冲信号。逻辑单元1601和1071用于提升比较器104和105的输出电压，从而功率放大器1062和1072能够被调制的脉冲信号驱动。当低通滤波器201和202接收到由功率放大器1062和1072产生的脉冲信号后，它们将把接收到的脉冲信号转换为能够驱动扬声器203的模拟信号。
同样，功率放大器1062和1072的输出端通过电阻反馈网络108和109分别耦合至积分器102和103，从而可以使得D类放大器工作在闭环中。图2中，R2的电阻值是R3的n倍。
为了在静音模式下将两个支路的PWM输出设置为50％的占空比，内部生成两个参考电压(VR1和VCMFB)。VR1等于VDD的一半，作为积分器102和103的参考电压。三角波信号由VR1偏置，也就是说三角波的中间电平由VR1决定。在本实施例中，三角波的中间电平等于VR1。VCMFB是预放大器101的参考电压。当没有模拟信号输入进预放大器101时，PWM输出被偏置在VCC/2，这是DC平衡的要求。
根据基尔霍夫定律，功率放大器的输出VOUT的平均输出由下式给出：
Rfb108可以是一个包含电阻R1至R3的电阻网络，可以表示如下：
Rfb＝(n+1)·R1+n·R3 (4)
在其他实施例中，电阻网络的电阻数目至少为一个。为了在没有输入信号时，将VOUT的设置在VCC/2，内部参考电压VR1和VCMFB设计为：
图3是依照本发明一个实施例的积分器的方块图。积分器102具有三个输入端，包括端口VREF、Muteplay以及Viin。VREF端配置为接收参考电压VR，Muteplay端用于接收模式选择信号，Viin端配置为接收来自预放大器101或功率放大器1062的信号。
积分器102包含两个运算放大器(下简称运放)：静音模式下工作的Mute_op1022，以及非静音模式下工作的Play_op1021。两个运放的正向端均耦合至端，从而共享相同的参VREF考电压。Play_op1021的负向端Viin通过积分电容C1耦合至积分器102的输出端Viout，并被配置为接收预放大器101输出的模拟信号。Mute_op1022的负向端耦合至积分器102的输出端Viout。积分器102进一步包括模式选择单元1023，模式选择单元1023具有用于接收可以实现在静音和非静音模式间软切换的模式选择信号的端口Muteplay。
在操作中，当Muteplay端接收到开启Mute_op1022并关闭Play_op1021的模式选择信号时，模式选择单元1023可以启动Mute_op1022，并关闭Play_op1021。然后，Viout端的输出被设置为与VREF端的信号相等。在这个实施例中，积分器102的输出等于VR1。当Viout端的电压被限制为VR1，该D类放大器的闭环被切断。即使有来自预放大器101的音频信号输入进积分器102，功率放大器1602和1702仍然可以维持输出的脉冲信号具有50％的占空比。因此，预放大器101导致的失调和反馈环路电阻的失配被去除，只有缓冲运放(Mute_op1022)的失调被传输至D类放大器的输出，但这个失调很小，不会产生能够被听到的POP噪声。
在非静音模式下，Play_op1021工作，Mute_op1022不工作，积分器102输出积分后的音频信号，并通过闭环纠正PWM输出。
图4(a)显示了用于控制积分器的信号发生器的详细原理图，图4(b)显示了依据本发明一个实施例的积分器的详细的原理图。
实质上，模式选择信号是用于使能/去能相应的运放。在本实施例中，模式选择信号是从脉冲信号被转换为具有特定斜率并由图4(a)中的RC网络产生的斜坡信号。
使能(Enable)端通过电阻R4耦合至Muteplay端，并且Muteplay端通过电容C4耦合至地。当Enable端接收到模式选择信号时，RC网络能够将脉冲信号被转换为斜率由电容C4的电容值决定的斜坡信号。
图4(b)中有三个运放：Play_op1021、Mute_op1022以及模式选择单元1023。在本实施例中，Play_op1021、Mute_op1022均是在第一级共享相同的包含NMOS晶体管M19和M20的负载级的两级运放。同样，Play_op1021、Mute_op1022可以包含独立的提供相同或不同阻抗的负载级。
在模式选择单元1023中，NMOS晶体管M13和M14构成差分对，NMOS晶体管M13的栅极耦合至Muteplay端，从而接收模式选择信号，NMOS晶体管M14的栅极耦合至内部端口VREF2，从而接收参考电压VR2。NMOS晶体管M13的漏极和栅极一起耦合至PMOS晶体管M1和M7的栅极。因此，PMOS晶体管M1、M3和M7构成了线性电流镜。PMOS晶体管M3是Play_op1021的电流偏置，PMOS晶体管M4是Mute_op1022的电流偏置。因此，模式选择单元1023的增益很小，但它能够快速地响应Muteplay端的信号。当Muteplay端接收到缓慢的斜坡信号时，PMOS晶体管M3和M4中的电流也相应地缓慢变化。
基于上述内容，可以得到电流IM1如下：
同样，可以得到电流IM2如下：
模式选择单元1023进一步包括PMOS晶体管M5和M6。PMOS晶体管M5的栅极耦合至PMOS晶体管M3的栅极，PMOS晶体管M5的漏极耦合至PMOS晶体管M4的栅极。类似地，PMOS晶体管M6的栅极耦合至PMOS晶体管M4的栅极，PMOS晶体管M6的漏极耦合至PMOS晶体管M3的栅极。
当Muteplay端的输入信号远大于VR2时，PMOS晶体管M4被关闭，这意味着PMOS晶体管M4的栅极电压小于PMOS晶体管M4的阈值电压，电流IM4等于0。在一些情况下，电流IM4难以完全关闭，PMOS晶体管M5有助快速关闭并完全关闭晶体管M4，这是因为PMOS晶体管M4和M5形成了正反馈环路。当电流IM5等于0时，电流IM3等于电流Ib，PMOS晶体管M3的栅极电压是一个较低的电压，这将上拉PMOS晶体管M5的漏极电压至VDD。然后，PMOS晶体管M4被完全关闭。类似地，当PMOS晶体管M4开启时，PMOS晶体管M3可以被PMOS晶体管M6完全关闭。
Play_op1021是一个两级运放。第一级包括PMOS晶体管M1、M10、M16，以及NMOS晶体管M19、M20。第二级包括PMOS晶体管M7和NMOS晶体管M9。PMOS晶体管M10、M16构成了差分对，PMOS晶体管M10的栅极耦合至VREF端，以接收参考电压VR1，PMOS晶体管M16的栅极耦合至Viin端，以接收预放大器101输出的模拟信号。PMOS晶体管M7的漏极耦合至NMOS晶体管M9的漏极，以输出放大的信号。
类似地，Mute_op1022中，PMOS晶体管M11和M12构成差分对。PMOS晶体管M11的栅极耦合至PMOS晶体管M10的栅极，以共享相同的参考电压。PMOS晶体管M12的栅极耦合至Mute_op1022的输出，该输出也是积分器的输出。第二级包含PMOS晶体管M8和NMOS晶体管M9，PMOS晶体管M8的漏极耦合至NMOS晶体管M9的漏极。
积分器进一步包括补偿电阻R5和补偿电容C5，以获得更好的音频响应。同样，电阻R5可以被工作在线性区的晶体管所取代。
当Muteplay端的输入信号远大于VR2时，Play_op1021工作，Mute_op1022被电流偏置关闭。当D类放大器在非静音模式下，Play_op1021以误差放大器方式工作，输入信号和反馈信号被放大，比较器的输出被调制。PWM_N和PWM_P处的信号的占空比根据输入信号而变化。
当Muteplay端的输入信号远小于VR2时，Mute_op1022工作，Play_op1021被电流偏置关闭。Mute_op1022以缓冲器(buffer)形式工作，以将积分器102的输出设置为电压VR1，从而环路增益大约为0dB。因此，当积分器102输出在静音模式下输出固定的电压，D类放大器的反馈环路被切断，这意味着输出处的扰动不能影响积分器102的输入，并且预放大器101导致的失调和反馈环路中电阻的失配被去除。
在Mute_op1022和Play_op1021过渡(1.25V＜Muteplay＜2.8V)时，这两个运放一起工作。传输至输出的音频信号和失调缓慢地从0增加到最后的值，这样将避免POP噪声。由于静音和非静音之间的软转换，由输入级导致的失调和反馈环路中电阻的失配将缓慢地传输至输出级，从而没有可听到的POP噪声生成。
图4(c)显示了依据本发明一个实施例的积分器的工作电流示意图。随着模式选择信号缓慢的上升，电流IM1和IM2平滑地变化。
参考图4(c)，Muteplay端的电压信号缓慢上升，意味着模式选择信号具有逐步的变化率，然后电流IM1和IM2便有缓慢的变化速度。
图5(a)显示了依据本发明另外一个实施例的D类放大器的电路。在此实施例中，反馈电阻具有1％的失配。图5(b)显示了依据图5(a)中本发明另外一个实施例的D类放大器的输出图。
如图5(a)和图5(b)所示，反馈电阻存在1％的失配：Rfb1为180千欧姆，以及Rfb2为181.8千欧姆。D类放大器以缓慢的速度在静音和非静音状态下切换，当Muteplay端缓慢地充电或放电时，传送至输出的失调缓慢地从0变化至正常值，或从正常值缓慢地变化至0。D类放大器的输出很平滑(参见曲线Vdout)，经过A-weighted滤波器滤波后，BTL的输出十分小(参见曲线Vdout-f)，因此在这些瞬态过程中并未产生可听到的POP噪声。
图6显示了另外一个场景下的音频信号图。显示了D类放大器的性能，并且由音频信号的突然地开启和关闭所导致的POP噪声被去除。参照图6，曲线Vdout是音频信号图，在音频信号的开始或结束处很平滑。当Muteplay端缓慢地充电或放电时，音频信号被放大至输出缓慢地从0至正常值，或从正常值至0。听者不会因为大音频信号的突然开始或关闭感觉到不舒服。
图7显示了音频设备的方块图。音频设备30包含音频信号发生器301，本发明的D类放大器302，以及音频信号播放器303。耦合至D类放大器302输入端的音频信号发生器301被配置为接收或生成音频信号。当D类放大器302接收到音频信号，它将提升音频信号的功率，并将把提升功率的信号输出至音频信号播放器303。然后，音频信号播放器能够无POP噪声地播放音频信号。音频设备30可以包括MP3播放器、手机、音箱以及其他任意种类的声音设备。
本领域技术人员能够容易地知道电路和方法可以在本发明的范围内变化。还应当认识到本发明提供了多个实用的发明概念，其不同于用来阐述实施例的特定内容。因此，尽管此处描述了某些示例性方法、电路及装置，但是本发明的覆盖范围不限于此。相反，本发明覆盖包含在所附权利要求字面上或根据等同原则范围内的所有方法、电路、及设备。

Claims (17)

1.一种D类放大器电路，包括：
模拟信号输入单元，配置为接收并放大差分模拟信号，并以差分的形式输出经放大的所述模拟信号；
至少两个积分单元，分别耦合至所述模拟信号输入单元的输出端，配置为对经放大的所述模拟信号进行积分；
至少两个脉宽调制单元，分别耦合至相应的一个所述积分单元的输出端，配置为基于来自相应所述积分单元的积分模拟信号产生具有相应脉宽的脉冲信号；
其中，每个所述积分单元包括
第一放大器，具有正向输入端、负向输入端和输出端，其中，所述第一放大器的所述负向输入端通过电容耦合至所述第一放大器的所述输出端，并配置为接收经放大的所述模拟信号，并且所述第一放大器的所述正向输入端配置为接收第一参考信号；
稳压器，所述稳压器的输出端耦合至所述第一放大器的输出端，配置为限制所述积分单元的输出至所述第一参考信号；
控制模块，分别耦合至所述第一放大器和所述稳压器，配置为基于模式选择信号控制所述第一放大器和所述稳压器的工作；其中，
当所述模式选择信号从非静音状态切换至静音状态时，所述控制模块配置为逐步关闭所述第一放大器，并逐步启动所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一参考信号，当所述模式选择信号从静音状态切换至非静音状态时，所述控制模块配置为逐步启动所述第一放大器，并逐步关闭所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一放大器的输出。
2.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中，所述稳压器为第二放大器，其具有耦合至所述第一参考信号的正向输入端、耦合至所述第一放大器输出端的负向输入端，以及耦合至所述第一放大器输出端的输出端。
3.根据权利要求2所述的D类放大器电路，其中，
所述第一放大器包括第一负载级，以及耦合至所述控制模块为所述第一放大器提供第一工作电流的第一电流源；
所述第二放大器包括第二负载级，以及耦合至所述控制模块为所述第二放大器提供第二工作电流的第二电流源。
4.根据权利要求3所述的D类放大器电路，其中，
所述第一电流源包含栅极耦合至所述控制模块的第一PMOS晶体管(M1)；
所述第二电流源包含栅极耦合至所述控制模块的第二PMOS晶体管(M2)；
其中，所述第一和第二电流源的电流值由所述控制模块决定。
5.根据权利要求4所述的D类放大器电路，其中，所述控制模块为第三放大器并且包含：
模式选择信号输入级，包含差分对，配置为接收所述模式选择信号；
第一输出级，包含第三PMOS晶体管(M3)，所述第三PMOS晶体管(M3)的栅极和漏极均耦合至所述第一PMOS晶体管(M1)的栅极；
第二输出级，包含第四PMOS晶体管(M4)，所述第四PMOS晶体管(M4)的栅极和漏极均耦合至所述第二PMOS晶体管(M2)的栅极。
6.根据权利要求5所述的D类放大器电路，其中，所述控制模块进一步包括：
第五PMOS晶体管(M5)，所述第五PMOS晶体管(M5)的栅极耦合至所述第三PMOS晶体管(M3)的栅极，并且所述第五PMOS晶体管(M5)的漏极耦合至所述第四PMOS晶体管(M4)；和
第六PMOS晶体管(M6)，所述第六PMOS晶体管(M6)的栅极耦合至所述第四PMOS晶体管(M4)的栅极，并且所述第六PMOS晶体管(M6)的漏极耦合至所述第三PMOS晶体管(M3)。
7.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中，所述D类放大器进一步包括：
至少一个模式选择信号发生器，耦合至所述积分单元，配置为将阶跃的使能信号转换为具有逐步变化率的所述模式选择信号。
8.根据权利要求2所述的D类放大器电路，其中，所述第一放大器的输出级包括第七PMOS晶体管(M7)和第一NMOS晶体管(M9)，所述第七PMOS晶体管(M7)的漏极耦合至第一NMOS晶体管(M9)的漏极；
所述第二放大器的输出级包括第八PMOS晶体管(M8)和第一NMOS晶体管(M9)，所述第八PMOS晶体管(M8)的漏极耦合至所述第一NMOS晶体管(M9)的漏极和所述第二放大器的负向输入端。
9.根据权利要求1至8任一项所述的D类放大器电路，其中，所述D类放大器进一步包括
至少两个功率单元，分别耦合至相应的一个所述脉宽调制单元的输出端，并配置为提升所述脉冲信号的功率，其中，所述功率单元的输出端通过电阻反馈网络耦合至所述积分单元的输入端，其中，所述电阻反馈网络包含至少一个电阻。
10.根据权利要求9所述的D类放大器电路，进一步包括：
输出单元，分别耦合至所述功率单元的输出端，配置为将所述脉冲信号转换为模拟信号。
11.根据权利要求10所述的D类放大器电路，其中，每个所述脉宽调制单元包括：
比较器，包括耦合至所述积分单元输出端的正向输入端，耦合至三角波信号的负向输入端，以及配置为输出脉冲信号的输出端；
其中，所述三角波信号的中间电平等于第一参考电压。
12.根据权利要求11所述的D类放大器电路，其中，每个所述功率单元包括：
逻辑单元，耦合至所述比较器的输出端；
功率放大器，耦合至所述逻辑单元的输出端，配置为提升所述脉冲信号的功率；
其中，所述逻辑单元配置为提升由所述脉宽调制单元输出的脉冲信号的电压电平，从而能够驱动所述功率放大器。
13.一种积分器电路，包括：
第一放大器，具有正向输入端、负向输入端和输出端，其中，所述第一放大器的所述负向输入端配置为接收模拟信号，并通过电容耦合至所述第一放大器的所述输出端，所述第一放大器的所述正向输入端配置为接收第一参考信号；
稳压器，所述稳压器的输出端耦合至所述第一放大器的输出端，配置为限制所述积分器的输出至所述第一参考信号；
控制模块，分别耦合至所述第一放大器和所述稳压器，配置为基于模式选择信号控制所述第一放大器和所述稳压器的工作；其中，
当所述模式选择信号从非静音状态切换至静音状态时，所述控制模块配置为逐步关闭所述第一放大器，并逐步启动所述稳压器，以逐步地将所述积分器的输出转换至所述第一参考信号，当所述模式选择信号从静音状态切换至非静音状态时，所述控制模块配置为逐步启动所述第一放大器，并逐步关闭所述稳压器，以逐步地将所述积分器的输出转换至所述第一放大器的输出。
14.根据权利要求13所述的积分器电路，其中，
所述稳压器是第二放大器，其具有耦合至所述第一参考信号的正向输入端、耦合至所述第一放大器输出端的负向输入端和耦合至所述第一放大器输出端的输出端；
所述控制模块为第三放大器，并配置为接收所述模式选择信号，以根据所述模式选择信号，改变所述稳压器和所述第一放大器的工作电流。
15.一种采用如权利要求9所述的D类放大器的音频装置，其中，所述D类放大器包括：
至少两个积分器，其中，每个所述积分器包括：
第一放大器，具有正向输入端、负向输入端和输出端，其中，所述第一放大器的所述负向输入端配置为接收模拟信号，并通过电容耦合至所述第一放大器的所述输出端，所述第一放大器的所述正向输入端配置为接收第一参考信号；
稳压器，所述稳压器的输出端耦合至所述第一放大器的输出端，配置为限制所述积分单元的输出至所述第一参考信号；
控制模块，耦合至所述第一放大器和所述稳压器，配置为基于模式选择信号控制所述第一放大器和所述稳压器的工作；其中，
当所述模式选择信号从非静音状态切换至静音状态时，所述控制模块配置为逐步关闭所述第一放大器，并逐步启动所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一参考信号，当所述模式选择信号从静音状态切换至非静音状态时，所述控制模块配置为逐步启动所述第一放大器，并逐步关闭所述稳压器，以逐步地将所述积分单元的输出转换至所述第一放大器的输出。
16.一种去除音频设备中POP噪声的方法，包括：
通过所述音频设备的D类放大器接收输入信号；
通过所述音频设备的D类放大器放大所述输入信号，并以差分形式输出经放大的所述输入信号；
响应于模式选择信号，在非静音模式下，通过所述音频设备的D类放大器对经放大的所述输入信号进行积分，以输出积分信号，在静音模式下，通过所述音频设备的D类放大器将所述积分信号限制为固定的电压信号；
通过所述音频设备的D类放大器产生响应于所述积分信号的脉宽调制信号；并
通过所述音频设备的D类放大器将所述脉宽调制信号转换为模拟信号。
17.如权利要求16所述的方法，进一步包括：
当所述模式选择信号从静音切换至非静音模式时，通过所述音频设备的D类放大器逐步地将所述积分信号由所述固定的电压信号转换为对所述经放大的输入信号进行积分的信号；或
当所述模式选择信号从非静音切换至静音模式时，通过所述音频设备的D类放大器逐步地将所述积分信号限制为所述固定的电压信号。
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