CN101557203B

CN101557203B - 一种具有过流保护的功率放大器

Info

Publication number: CN101557203B
Application number: CN2009101286679A
Authority: CN
Inventors: 许乐平; 石立勇; 朱樟明; 郑浩
Original assignee: SHENZHEN INNOSYSTEM TECHNOLOGY Ltd
Current assignee: SHENZHEN INNOSYSTEM TECHNOLOGY Ltd
Priority date: 2009-03-20
Filing date: 2009-03-20
Publication date: 2011-06-08
Anticipated expiration: 2029-03-20
Also published as: CN101557203A

Abstract

本发明公开了一种具有过流保护的功率放大器，用于对功率放大器的输出级中的场效应晶体管进行保护。通过电流镜像电路组成的采样电路采样场效应晶体管漏极的电流得到采样电流，将采样电流转换成采样电压后输入到失调比较器，失调比较器将采样电压与参考电压比较生成过流信号并发送给调整电路，调整电路根据过流信号生成调整信号并发送给脉冲宽度调制器，脉冲宽度调制器根据调整信号调整PWM信号以调整场效应晶体管信号的占空比，从而降低该场效应晶体管的漏极的电流，实现对该场效应晶体管实时、高效、精确的保护。同时，本发明通过通过电流镜电路的微缩采样减小采样电路的功耗，从而降低功率放大器的静态功耗，提高功率放大器的工作效率。

Description

一种具有过流保护的功率放大器

技术领域

本发明主要涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种具有过流保护的功率放大器。

背景技术

D类音频功率放大器已经在DVD、液晶电视、MP4、移动电话等各种消费电子类产品中广泛应用，与传统的A、B类音频功率放大器相比，D类音频功率放大器最大的优势在于具有极高的转换效率，例如，D类音频功率放大器的实际转换效率可以达到80％以上，理论转换效率甚至可以达到100％。

D类音频功率放大器的基本工作原理具体为，脉冲宽度调制器将接收输入的音频信号转换成高频方波信号，该高频方波信号的平均值跟踪输入信号的幅度，从而将音频信号转换成脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号，其中，PWM信号的频率为可变脉冲宽度的固定载波频率，通常在几百千赫兹(kHz)以上，然后将PWM信号发送到一组功率场效应晶体管(FieldEffect Transistor，FET)，生成具有大驱动能力的输出信号，通过LC低通滤波器滤掉该输出信号的高频载波信号，最后还原出用以驱动扬声器的原始基带音频信号。

图1为传统的D类音频功率放大器的电路原理图，如图1所示，图1中包括：脉冲宽度调制时钟电路101、脉冲宽度调制器102、反相器103、驱动电路104、驱动电路105、驱动电路106、驱动电路107、由场效应晶体管M108、场效应晶体管M109、场效应晶体管M110、场效应晶体管M111构成的桥式输出电路、比较器112、比较器113、LC低通滤波器115、LC低通滤波器116和扬声器117。其中，

脉冲宽度调制时钟电路101，用于生成三角波时钟信号，并发送给脉冲宽度调制器102。

脉冲宽度调制器102，用于接收模拟音频信号和三角波时钟信号，根据三角波时钟信号对模拟音频信号进行调制生成PWM信号，并将生成的PWM信号分成第一、二、三、四PWM信号以四路方式输出。其中，PWM信号为高频方波信号，PWM信号的高电平为电源电压，PWM信号的低电平为接地电压。第一PWM信号输出给驱动电路104，第二PWM信号输出给驱动电路105，第三PWM信号输出给驱动电路106，第四PWM信号输出给驱动电路107。

反相器103，用于接收脉冲宽度调制器102发送的第二、三PWM信号，对第二、三路PWM信号分别进行反相生成第二、三反相PWM信号后发送给驱动电路105、106。

驱动电路104，用于接收第一PWM信号，并根据第一PWM信号产生第一驱动信号，以驱动场效应晶体管M108；

驱动电路105，用于接收第二反相PWM信号，并根据第二反相PWM信号产生第二驱动信号，以驱动场效应晶体管M109；

驱动电路106，用于接收第三反相PWM信号，并根据第三反相PWM信号产生第三驱动信号，以驱动场效应晶体管M110；

驱动电路107，用于接收第四PWM信号，并根据第四PWM信号产生第四驱动信号，以驱动场效应晶体管M111；

场效应晶体管M108，用于接收第一驱动信号，根据第一驱动信号生成第一放大后的PWM信号；其中，场效应晶体管M108为P型场效应晶体管。

场效应晶体管M109，用于接收第二驱动信号，根据第二驱动信号生成第二放大后的PWM信号；其中，场效应晶体管M109为N型场效应晶体管。

场效应晶体管M110，用于接收第三驱动信号，根据第三驱动信号生成第三放大后的PWM信号；其中，场效应晶体管M110为P型场效应晶体管。

场效应晶体管M111，用于接收第四驱动信号，根据第四驱动信号生成第四放大后的PWM信号；其中，场效应晶体管M111为N型场效应晶体管。

由于第一驱动信号、第四驱动信号与第二驱动信号、第三驱动信号互为相反，因此，当场效应晶体管M108、场效应晶体管M111处于开启状态时，场效应晶体管M109、场效应晶体管M110处于关断状态；反之，当场效应晶体管M109、场效应晶体管M110处于开启状态时，场效应晶体管M108、场效应晶体管M111处于关断状态。

LC低通滤波器115，用于分别对第一、二放大后的PWM信号进行滤波处理生成模拟音频信号，以驱动扬声器117。

LC低通滤波器116，用于分别对第三、四放大后的PWM信号进行滤波处理生成模拟音频信号，以驱动扬声器117。

由于D类音频功率放大器中的开关器件容易因工作电流过大而被损坏，因此，就需要在D类音频功率放大器中设置一个过流保护电路来保护这些开关器件。

如图1所示，在由场效应晶体管M108、场效应晶体管M109、场效应晶体管M110、场效应晶体管M111构成的桥式输出电路中，由于场效应晶体管M108、场效应晶体管M109、场效应晶体管M110、场效应晶体管M111的漏极有相应的最大工作电流值，因此，输入信号过大或者输出负载过小、短路都会造成这些场效应晶体管的漏极的工作电流过大，当工作电流大于最大工作电流时，将直接烧毁这些场效应晶体管，进而导致整个D类音频功率放大器的损坏。

现有的D类音频功率放大器过流保护方法常常采用在桥式输出电路中的场效应晶体管上串联熔断丝的方法，如图1所示，场效应晶体管M108的漏极通过熔断丝F118连接至电源端VDD，场效应晶体管M109的漏极通过熔断丝F119接地。其中，

当场效应晶体管M108的漏极的工作电流超过其最大工作电流时，则先将熔断丝F118熔断，从而断开场效应晶体管M108的漏极与电源端的连接，进而保护场效应晶体管M108不受损坏。

当场效应晶体管M109的漏极的工作电流超过其最大工作电流时，则先将熔断丝F119熔断，从而断开场效应晶体管M109的漏极与接地端的连接，从而保护场效应晶体管M109不受损坏。

虽然上述方法能够实现对场效应晶体管的过流保护，但是在因过流保护将熔断丝熔断后，只有更换新的熔断丝，才能使音频功率放大器重新工作，因此，这种保护方法存在实际操作繁琐、不利于用户使用等缺陷。

下面介绍另一种现有D类音频功率放大器的过流保护方法，该方法可以弥补因使用熔断丝而带来的不便。如图1所示，场效应晶体管M110的漏极分别与电阻R120和比较器112的正输入端连接，场效应晶体管M111的漏极分别与电阻R121和比较器113的正输入端连接，其中，场效应晶体管M110的漏极通过电阻R120连接至电源电压VDD，场效应晶体管M111的漏极通过电阻R121接地。该方法的工作原理如下：

根据电阻R120的电阻值和场效应晶体管M110的漏极的最大工作电流值计算出第一参考电压V_ref1，并将第一参考电压作为比较器112的负输入端的输入电压；

根据电阻R121的电阻值和场效应晶体管M111的漏极的最大工作电流值计算出第二参考电压V_ref2，并将第二参考电压作为比较器113的负输入端的输入电压。

当场效应晶体管M110的漏极的工作电流超过其最大工作电流时，电阻R120上的电压值将相应地超过第一参考电压V_ref1，此时，比较器112检测电阻R120上的电压值，确定其正输入端的输入电压大于其负输入端的输入电压，因此，比较器112将产生第一关断信号，第一关断信号将通过脉冲宽度调制器将场效应晶体管M110关断。

当场效应晶体管M111的漏极的工作电流超过其最大工作电流时，电阻R121上的电压值将相应地超过第二参考电压V_ref2，此时，比较器113检测电阻R121上的电压值，确定其正输入端的输入电压大于其负输入端的输入电压，因此，比较器113将产生第二关断信号，第二关断信号将通过脉冲宽度调制器将场效应晶体管M111关断。

但是该过流保护方法也存在一些缺陷，在该方法中，由于电阻R120、电阻R121分别直接位于桥式输出电路的场效应晶体管M110、场效应晶体管M111的漏极所在的电路路径上，因此，当音频功率放大器正常工作时，表征模拟音频信号的工作电流直接流过电阻R120、电阻R121，由于表征原始音频信号的工作电流往往很大，因此，将造成在电阻R120、电阻R121产生很大的功率消耗，从而大大影响整体D类音频功率放大器的功率消耗，此外，该方法还限制了放大器的最大输出。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是提供一种音频功率放大器，解决音频功率放大器的过流保护精度低、过流保护电路功耗过大、无法使音频功率放大器的输出最大的问题。

根据本发明的一方面，提供了一种具有过流保护的功率放大器，包括：

脉冲宽度调制时钟电路，用于生成时钟信号；

脉冲宽度调制器，用于接收所述时钟信号和外部输入的模拟音频信号，根据所述时钟信号对所述模拟音频信号进行调制生成多个脉冲宽度调制PWM信号；

驱动电路，用于接收所述多个PWM信号，并根据所述多个PWM信号生成多个驱动信号；

输出电路，用于接收所述多个驱动信号，根据所述多个驱动信号生成多个放大后的PWM信号；

滤波器，用于分别对所述多个放大后的PWM信号进行滤波处理还原生成模拟音频信号；

采样电路，用于接收所述多个放大后的PWM信号，并对所述多个放大后的PWM信号进行采样生成多个采样信号；

比较器，用于接收所述多个采样信号，并分别根据所述多个采样信号检测输出电路的多个过流状态，生成对应于所述多个采样信号的多个过流信号；

调整电路，用于接收所述多个过流信号，并根据所述多个过流信号生成多个调整信号；其中，

所述脉冲宽度调制器，还用于接收所述多个调整信号，根据所述多个调整信号对PWM信号的占空比进行调整生成多个调整后的PWM信号，并将所述多个调整后的PWM信号重新发送给驱动电路。

根据本发明的一个特征，所述输出电路为由多个第一类场效应晶体管组成的H桥式输出电路。

根据本发明的另一个特征，所述多个放大后的PWM信号为所述多个第一类场效应晶体管的漏极的电流信号。

根据本发明的另一个特征，所述采样电路包括多个第二类场效应晶体管，其中，多个第二类场效应晶体管与多个第一类场效应晶体管一一对应形成电流镜像电路，多个第二类场效应晶体管的漏极的电流信号为与多个第一类场效应晶体管的漏极的电流信号对应的多个采样电流信号。

根据本发明的另一个特征，所述采样电路还包括多个采样电阻，所述多个采样电阻用于将多个采样电流信号转换为采样电压信号。

根据本发明的另一个特征，所述第二类场效应晶体管的漏极的电流与第一类场效应晶体管的漏极的电流镜像比例为1∶N，其中，根据第一、二类场效应晶体管的尺寸确定采样比例系数N，采样比例系数N的取值为大于或等于100。

根据本发明的另一个特征，所述比较器为失调比较器，所述失调比较器的失调电压的计算公式为：

Vos＝Z×Imax/N

公式中，Vos表示失调电压，Imax表示第一场效应晶体管的漏极的最大工作电流值，Z表示与场效应晶体管对应所述采样电阻的电阻值，N表示采样比例系数。

根据本发明的另一个特征，所述失调比较器包括正输入端、负输入端、输出端，其中，失调比较器在确定采样电压大于所述失调电压时，从所述输出端输出过流信号。

根据本发明的另一个特征，所述失调比较器包括差分对晶体管，通过对差分对晶体管的不匹配设计以设置所述失调电压。

根据本发明的另一个特征，所述输出电路的多个过流状态包括：

输入信号过大引起的过流状态；

输出负载太小引起的过流状态；以及

输出短路造成的过流状态。

本发明所述的具有过流保护的功率放大器，利用电流镜电路结构形成采样电路，通过该采样电路获得与桥式输出电路中的场效应晶体管的漏极的工作电流对应的采样电流，利用电流镜电路的电流比例特性，使采样电流远小于与该采样电流对应的桥式输出电路中的场效应晶体管的漏极的实际工作电流，然后通过采样电阻将采样电流转换成采样电压，作为失调比较器的输入电压，由于事先根据桥式输出电路中的每个场效应晶体管的漏极所能承受的最大工作电流值设定了失调电压比较器的失调电压，因此，失调比较器对输入的采样电压与失调电压进行比较，当采样电压大于失调电压时，生成过流信号并发送给调整电路，调整电路根据过流信号生成调整信号并发送给脉冲宽度调制器，脉冲宽度调制器接收并根据调整信号调整PWM信号的占空比，进而调整桥式输出电路中的每个场效应晶体管的漏极的工作电流，使每个场效应晶体管的漏极的工作电流均小于其最大工作电流，从而实现对场效应晶体管的实时、精确、高效地过流保护。

另外，由于采样电流远小于与其对应的桥式输出电路中的场效应晶体管的漏极的工作电流，因此，大大降低了整个音频功率放大器的功耗，尤其是与直接将桥式输出电路中的场效应晶体管的漏极的工作电流作为过电流保护检测电流的现有技术相比，本发明中音频功率放大器的功耗将远远低于现有技术中的音频功率放大器的功耗。

附图说明

图1为现有技术中具有过流保护的音频功率放大器的电路原理图；

图2为本发明具体实施例中具有过流保护功能的音频功率放大器的电路原理图；

图3A为本发明实施例中失调比较器的结构图；

图4A为本发明实施例中失调比较器的输入与输出关系的示意图；

图3B为本发明实施例中失调比较器的结构图；

图4B为本发明实施例中失调比较器的输入与输出关系的示意图；

图5为本发明具体实施例中第一、三失调比较器的电路原理图；

图6为本发明具体实施例中第二、四失调比较器的电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明具体实施例进行详细说明。

图2为本发明具体实施例中具有过流保护的音频功率放大器的电路原理图，图2中包括：脉冲宽度调制时钟电路201、脉冲宽度调制器202、反相器2031、第一驱动电路2041、第二驱动电路2042、第三驱动电路2043、第四驱动电路2044、场效应晶体管M2051、场效应晶体管M2052、场效应晶体管M2053、场效应晶体管M2054、场效应晶体管M2061、场效应晶体管M2062、场效应晶体管M2063、场效应晶体管M2064、采样电阻R21、采样电阻R22、采样电阻R23、采样电阻R24、采样电阻R25、采样电阻R26、采样电阻R27、采样电阻R28、第一LC低通滤波器2071、第二LC低通滤波器2072、第一失调比较器2081、第二失调比较器2082、第三失调比较器2083、第四失调比较器2084、反相器2032、反相器2033、调整电路209和扬声器210。其中，

场效应晶体管M2051、场效应晶体管M2052、场效应晶体管M2053和场效应晶体管M2054构成H桥式输出电路；

场效应晶体管M2051、场效应晶体管M2061、采样电阻R21、采样电阻R22、场效应晶体管M2052、场效应晶体管M2062、采样电阻R23、采样电阻R24共同构成第一电流镜电路单元；

场效应晶体管M2053、场效应晶体管M2063、采样电阻R25、采样电阻R26、场效应晶体管M2054、场效应晶体管M2064、采样电阻R27、采样电阻R28共同构成第二电流镜电路单元；

第一电流镜电路单元与第二电流镜电路单元共同组成采样电路。

脉冲宽度调制时钟电路201，用于生成三角波时钟信号，并发送给脉冲宽度调制器202。

调整电路209，用于接收第一失调比较器2081、第二失调比较器2082、第三失调比较器2083、第四失调比较器2084输出的第一、二、三、四过流信号，并根据第一、二、三、四过流信号生成调整信号发送给脉冲宽度调制器202。

脉冲宽度调制器202，用于接收三角波时钟信号和外部输入的模拟音频信号，并根据三角波时钟信号对模拟音频信号进行调制生成PWM信号，并将PWM信号分成第一、二、三、四PWM信号以四路方式输出。其中，PWM信号为高频方波信号，PWM信号的高电平为电源电压，PWM信号的低电平为接地电压。第一PWM信号输出给第一驱动电路2041，第二PWM信号经反相器2031反相后输出给驱动电路2042，第三PWM信号经反相器2031反相后输出给驱动电路2043，第四PWM信号输出给驱动电路2044；

另外，脉冲宽度调制器202还用于接收调整电路209发送的调整信号，根据调整信号对PWM信号的占空比进行调整生成调整后的PWM信号，并将调整后的PWM信号分成第一、二、三、四调整后的PWM信号以四路方式输出。其中，调整后的PWM信号为高频方波信号，调整后的PWM信号的高电平为电源电压，调整后的PWM信号的低电平为接地电压。第一调整后的PWM信号输出给第一驱动电路2041，第二调整后的PWM信号经反相器2031反相后输出给驱动电路2042，第三调整后的PWM信号经反相器2031反相后输出给驱动电路2043，第四调整后的PWM信号输出给驱动电路2044。

反相器2031，用于接收脉冲宽度调制器202发送的第二、三调整后的PWM信号，对第二、三调整后的PWM信号分别进行反相处理生成第二、三反相调整后的PWM信号后输出给第二、三驱动电路2042、2043。

第一驱动电路2041，用于接收第一调整后的PWM信号，并根据第一调整后的PWM信号产生第一驱动信号D21，以驱动场效应晶体管M2051和场效应晶体管2061；

第二驱动电路2042，用于接收第二反相调整后的PWM信号，并根据第二反相调整后的PWM信号产生第二驱动信号D22，以驱动场效应晶体管M2052和场效应晶体管2062；

第三驱动电路2043，用于接收第三反相调整后的PWM信号，并根据第三反相调整后的PWM信号产生第三驱动信号D23，以驱动场效应晶体管M2053和场效应晶体管2063；

第四驱动电路2044，用于接收第四调整后的PWM信号，并根据第四调整后的PWM信号产生第四驱动信号D24，以驱动场效应晶体管M2054和场效应晶体管2064；

场效应晶体管M2051，用于接收第一驱动信号D21，根据第一驱动信号D21生成第一放大后的PWM信号，所述第一放大后的PWM信号为场效应晶体管M2051的漏极的电流信号；

场效应晶体管M2052，用于接收第二驱动信号D22，根据第二驱动信号D22生成第二放大后的PWM信号，所述第二放大后的PWM信号为场效应晶体管M2052的漏极的电流信号；

场效应晶体管M2053，用于接收第三驱动信号D23，根据第三驱动信号D23生成第三放大后的PWM信号，所述第三放大后的PWM信号为场效应晶体管M2053的漏极的电流信号；

场效应晶体管M2054，用于接收第四驱动信号D24，根据第四驱动信号D24生成第四放大后的PWM信号，所述第四放大后的PWM信号为场效应晶体管M2054的漏极的电流信号；

由于第一驱动信号D21、第四驱动信号D24与第二驱动信号D22、第三驱动信号D23互为相反，因此，当场效应晶体管M2051、场效应晶体管M2054处于开启状态时，场效应晶体管M2052、场效应晶体管M2053处于关断状态；反之，当场效应晶体管M2052、场效应晶体管M2053处于开启状态时，场效应晶体管M2051、场效应晶体管M2054处于关断状态。

LC低通滤波器2071，用于分别对第一放大后的PWM信号、第二放大后的PWM信号进行滤波处理还原生成模拟音频信号，以驱动扬声器210。

LC低通滤波器2072，用于分别对第三放大后的PWM信号、第四放大后的PWM信号进行滤波处理还原生成模拟音频信号，以驱动扬声器210。

下面对第一电流镜电路单元和第二电流镜电路单元进行详细描述。

在第一电流镜电路单元中，根据电流镜电路工作原理，场效应晶体管M2061镜像场效应晶体管M2051的漏极电流，场效应晶体管M2062镜像场效应晶体管M2052的漏极电流。其中，

场效应晶体管M2061的漏极电流与场效应晶体管M2051的漏极电流镜像比例为1∶N₁；

场效应晶体管M2062的漏极电流与场效应晶体管M2052的漏极电流镜像比例为1∶N₂。其中，

第一采样比例系数N₁的取值可以大于或等于100，最好是大于或等于1000，可以通过设定场效应晶体管M2061和场效应晶体管M2051的尺寸或宽长比来获得不同大小的第一采样比例系数N₁；

第二采样比例系数N₂的取值可以大于或等于100，最好是大于或等于1000，可以通过设定场效应晶体管M2062和场效应晶体管M2052的尺寸或宽长比来获得不同大小的第二采样比例系数N₂。

通过采样电阻R22将采样得到的场效应晶体管M2061的漏极电流转换成第一采样电压。

通过采样电阻R23将采样得到的场效应晶体管M2062的漏极电流转换成第二采样电压。

在第二电流镜电路单元中，根据电流镜电路工作原理，场效应晶体管M2063镜像场效应晶体管M2053的漏极电流，场效应晶体管M2064镜像场效应晶体管M2054的漏极电流。

场效应晶体管M2063的漏极电流与场效应晶体管M2053的漏极电流镜像比例为1∶N₃；

场效应晶体管M2064的漏极电流与场效应晶体管M2054的漏极电流镜像比例为1∶N₄；其中，

第三采样比例系数N₃的取值可以大于或等于100，最好是大于或等于1000，可以通过设定场效应晶体管M2063和场效应晶体管M2053的尺寸或宽长比来获得不同大小的第三采样比例系数N₃；

第四采样比例系数N₄的取值可以大于或等于100，最好是大于或等于1000，可以通过设定场效应晶体管M2064和场效应晶体管M2054的尺寸或宽长比来获得不同大小的第四采样比例系数N₄。

通过采样电阻R26将采样得到的场效应晶体管M2063的漏极电流转换成第三采样电压；

通过采样电阻R27将采样得到的场效应晶体管M2064的漏极电流转换成第四采样电压。

在本发明具体实施例中，场效应晶体管M2051、M2052、M2053、M2054被称为第一类场效应晶体管，场效应晶体管M2061、M2062、M2063、M2064被称为第二类场效应晶体管。

在介绍本发明实施例的第一、二、三、四失调比较器2081、2082、2083、2084之前，先结合图3A、图4A、图3B、图4B介绍本发明实施例中失调比较器的工作原理。

图3A为本发明实施例中失调比较器的结构图，图3A中的失调比较器301包括负输入端、正输入端和输出端。其中，设置在失调比较器301的正输入端的失调电压为Vos。

图4A为本发明实施例中失调比较器301的输入与输出关系的示意图，图4A中，如果失调比较器301的负输入端的输入电压Vn与正输入端的输入电压Vp的电压差小于失调电压Vos，即Vn-Vp＜Vos，则从输出端输出的Vo为高电平VoH；如果失调比较器301的负输入端的输入电压Vn与正输入端的输入电压Vp的电压差大于失调电压Vos，即Vn-Vp＞Vos，则从输出端输出的Vo为低电平VoL。

图3B为本发明实施例中失调比较器的结构图，图3B中的失调比较器302包括负输入端、正输入端和输出端。其中，设置在失调比较器302的负输入端的失调电压为Vos。

图4B为本发明实施例中失调比较器302的输入与输出关系的示意图，图4B中，如果失调比较器302的正输入端的输入电压Vp与负输入端的输入电压Vn的电压差小于失调电压Vos，即Vp-Vn＜Vos，则从输出端输出的Vo为低电平VoL；如果失调比较器302的正输入端的输入电压Vp与负输入端的输入电压Vn的电压差大于失调电压Vos，即Vp-Vn＞Vos，则从输出端输出的Vo为高电平VoH。

下面结合上述失调比较器原理详细介绍本发明实施例的第一、二、三、四失调比较器2081、2082、2083、2084。

第一失调比较器2081，用于判断第一采样电压是否大于第一失调电压Vos₁，如果是，则输出第一过流信号OCP_1，第一过流信号OCP_1将从高电平跳变成低电平；否则，不发生跳变。

根据图2的电路结构可知，第一采样电压等于第一失调比较器2081的负输入端的输入电压Vn₁与正输入端的输入电压Vp₁的电压差，即第一采样电压为Vn₁-Vp₁。

第二失调比较器2082，用于判断第二采样电压是否大于第二失调电压Vos₂，如果是，则经过反相器2032反相后输出第二过流信号OCP_2，第二过流信号OCP_2将从高电平跳变成低电平；否则，不发生跳变。

根据图2的电路结构可知，第二采样电压等于第二失调比较器2082的正输入端的输入电压Vp₂与负输入端的输入电压Vn₂的电压差，即第二采样电压为Vp₂-Vn₂。

第三失调比较器2083，用于判断第三采样电压是否大于第三失调电压Vos₃，如果是，则输出第三过流信号OCP_3，第三过流信号OCP_3将从高电平跳变成低电平；否则，不发生跳变。

根据图2的电路结构可知，第三采样电压等于第三失调比较器2083的负输入端的输入电压Vn₃与正输入端的输入电压Vp₃的电压差，即第三采样电压为Vn₃-Vp₃。

第四失调比较器2084，用于判断第四采样电压是否大于第四失调电压Vos₄，如果是，则经过反相器2033反相后输出第四过流信号OCP_4，第四过流信号OCP_4将从高电平跳变成低电平；否则，不发生跳变。

根据图2的电路结构可知，第四采样电压等于第四失调比较器2084的正输入端的输入电压Vp₄与负输入端的输入电压Vn₄的电压差，即第四采样电压为Vp₄-Vn₄。

下面对设定第一、二、三、四失调电压Vos₁、Vos₂、Vos₃、Vos₄的计算公式进行具体描述。

根据下述公式(1)设定第一失调电压Vos₁：

Vos₁＝Z₂₂×Imax₁/N₁ (1)

公式(1)中，Imax₁为H桥式输出电路中场效应晶体管M2051的漏极的最大工作电流值，Z₂₂为采样电阻R22的电阻值，根据镜像电路原理，当场效应晶体管M2051的漏极的工作电流值为Imax₁时，第一镜像电流结构中场效应晶体管M2061的漏极的工作电流值为Imax₁/N₁，将电流值Imax₁/N₁与电阻值Z₂₂相乘得到的电压值作为第一失调电压Vos₁。

因此，当场效应晶体管M2051的漏极的电流值大于Imax₁时，场效应晶体管M2061的漏极的电流值将大于Imax₁/N₁，使得采样电阻R22上的第一采样电压大于第一失调电压Vos₁，即第一失调比较器208 1的负输入端的输入电压Vn₁与正输入端的输入电压Vp₁的电压差大于第一失调电压Vos₁，此时，第一失调比较器2081将输出第一过流信号OCP_1给调整电路209，调整电路209接收第一过流信号OCP_1后发送调整信号给脉冲宽度调制器202，脉冲宽度调制器202根据调整信号调整PWM信号的占空比生成调整后的PWM信号，调整后的PWM信号因占空比的改变将能够改变场效应晶体管M2051的开启时间，从而使场效应晶体管M2051的漏极的电流值小于Imax₁，进而避免场效应晶体管M2051因其漏极的工作电流超过其最大工作电流Imax₁而被损坏。

根据下述公式(2)设定第二失调电压Vos₂：

Vos₁＝Z₂₃×Imax₂/N₂ (2)

公式(2)中，Imax₂为H桥式输出电路中场效应晶体管M2052的漏极的最大工作电流值，Z₂₃为采样电阻R23的电阻值，根据镜像电路原理，当场效应晶体管M2052的漏极的电流值为Imax₂时，第一镜像电流结构中场效应晶体管M2062的漏极的电流值为Imax₂/N₂，将电流值Imax₂/N₂与电阻值Z₂₃相乘得到的电压值作为第二失调电压Vos₂。

因此，当场效应晶体管M2052的漏极的电流值大于Imax₂时，第一镜像电流结构中场效应晶体管M2062的漏极的电流值将大于Imax₂/N₂，使得采样电阻R23上的第二采样电压大于第二失调电压Vos₂，即第二失调比较器2082的正输入端的输入电压Vp₂与负输入端的输入电压Vn₂的电压差大于第二失调电压Vos₂，此时，第二失调比较器2082将经过反相器2032反相后输出第二过流信号OCP_2给调整电路209，调整电路209接收第二过流信号OCP_2后发送调整信号给脉冲宽度调制器202，脉冲宽度调制器202根据调整信号调整PWM信号的占空比生成调整后的PWM信号，调整后的PWM信号因占空比的改变将能够改变场效应晶体管M2052的开启时间，从而使场效应晶体管M2052的漏极的电流值小于Imax₂，进而避免场效应晶体管M2052因其漏极的工作电流超过其最大工作电流Imax₂而被损坏。

根据下述公式(3)设定第三失调电压Vos₃：

Vos₁＝Z₂₆×Imax₃/N₃ (3)

公式(3)中，Imax₃为H桥式输出电路中场效应晶体管M2053的漏极的最大工作电流值，Z₂₆为采样电阻R26的电阻值，根据镜像电路原理，当场效应晶体管M2053的漏极的电流值为Imax₃时，第二镜像电流结构中场效应晶体管M2063的漏极的电流值为Imax₃/N₃，将电流值Imax₃/N₃与电阻值Z₂₆相乘得到的电压值作为第三失调电压Vos₃。

因此，当场效应晶体管M2053的漏极的工作电流值大于Imax₃时，场效应晶体管M2063的漏极的电流值将大于Imax₃/N₃，使得采样电阻R26上的第三采样电压大于第三失调电压Vos₃，即第三失调比较器2083的负输入端的输入电压Vn₃与正输入端的输入电压Vp₃的电压差大于第三失调电压Vos₃，此时，第三失调比较器2083将输出第三过流信号OCP_3给调整电路209，调整电路209接收第三过流信号OCP_3后发送调整信号给脉冲宽度调制器202，脉冲宽度调制器202根据调整信号调整PWM信号的占空比生成调整后的PWM信号，调整后的PWM信号因占空比的改变将能够改变场效应晶体管M2053的开启时间，从而使场效应晶体管M2053的漏极的电流值小于Imax₃，进而避免场效应晶体管M2053因其漏极的工作电流超过其最大工作电流Imax₃而被损坏。

根据下述公式(4)设定第四失调电压Vos₄：

Vos₄＝Z₂₇×Imax₄/N₄ (4)

公式(4)中，Imax₄为H桥式输出电路中场效应晶体管M2054的漏极的最大工作电流值，Z₂₇为采样电阻R27的电阻值，根据镜像电路原理，当场效应晶体管M2054的漏极的电流值为Imax₄时，第二镜像电流结构中场效应晶体管M2064的漏极的电流值为Imax₄/N₄，将电流值Imax₄/N₄与电阻值Z₂₇相乘得到的电压值作为第四失调电压Vos₄。

因此，当场效应晶体管M2054的漏极的电流值大于Imax₄时，第二镜像电流结构中场效应晶体管M2064的漏极的电流值将大于Imax₄/N₄，使得采样电阻R27上的第四采样电压大于第四失调电压Vos₄，即第四失调比较器2084的正输入端的输入电压Vp₄与负输入端的输入电压Vn₄的电压差大于第四失调电压Vos₄，此时，第四失调比较器2084将经过反相器2033反相后输出第四过流信号OCP_4给调整电路209，调整电路209接收第4过流信号OCP_4后发送调整信号给脉冲宽度调制器202，脉冲宽度调制器202根据调整信号调整PWM信号的占空比生成调整后的PWM信号，调整后的PWM信号因占空比的改变将能够改变场效应晶体管M2054的开启时间，从而使场效应晶体管M2054的漏极的电流值小于Imax₄，进而避免场效应晶体管M2054因其漏极的工作电流超过其最大工作电流Imax₄而被损坏。

图5为本发明具体实施例中第一失调比较器2081、第三失调比较器2083的电路原理图，图5中包括电流源I501、PMOS晶体管MP502、PMOS晶体管MP503、MP504、MP505、MP508、MP509、以及NMOS晶体管MN506、MN507、MN510、MN511。其中，NMOS晶体管MN506、MN507构成输入差分对。

如图5所示，对于图2中的第一失调比较器2081和第三失调比较器2083，可以通过对NMOS晶体管MN506、MN507构成的输入差分对不匹配设计来设定需要的失调电压，例如，按预定比例分别设定NMOS晶体管MN506、MN507的尺寸，其中，NMOS晶体管MN506的尺寸大于NMOS晶体管MN507的尺寸。

图6为本发明具体实施例中第二失调比较器2082、第四失调比较器2084的电路原理图，图6中包括电流源I601、NMOS晶体管MN602、MN603、MN604、MN605、MN606、MN607、以及PMOS晶体管MP608、MP609、MP610、MP611。其中，PMOS晶体管MP608、MP609构成输入差分对。

如图6所示，在第二失调比较器2082、第四失调比较器2084中，可以通过对输入差分对PMOS晶体管MP608、MP609的不匹配设计来设定需要的失调电压，例如，按预定比例分别设定PMOS晶体管MP608、MN609的尺寸，其中，PMOS晶体管MP609的尺寸大于PMOS晶体管MN608的尺寸。

上述晶体管尺寸常常是指晶体管的宽度和长度的比值，即晶体管宽长比。

本发明将第一电流镜电路单元和第二电流镜电路单元组成采样电路，通过该采样电路获得与H桥式输出电路中的场效应晶体管的漏极的工作电流对应的采样电流，利用电流镜电路的电流比例特性，使采样电流远小于与该采样电流对应的H桥式输出电路中的场效应晶体管的漏极的实际工作电流，然后通过采样电阻将采样电流转换成采样电压，作为失调比较器的输入电压，由于事先根据H桥式输出电路中的每个场效应晶体管的漏极所能承受的最大工作电流值设定了失调电压比较器的失调电压，因此，失调比较器对输入的采样电压与失调电压进行比较，当采样电压大于失调电压时，生成过流信号并发送给调整电路，调整电路根据过流信号生成调整信号并发送给脉冲宽度调制器，脉冲宽度调制器接收并根据调整信号调整PWM信号的占空比，进而调整H桥式输出电路中的每个场效应晶体管的漏极的工作电流，使每个场效应晶体管的漏极的工作电流均小于其最大工作电流，从而实现对场效应晶体管的实时、精确、高效地过流保护。

另外，由于采样电流远小于与其对应的H桥式输出电路中的场效应晶体管的漏极的工作电流，因此，大大降低了整个音频功率放大器的功耗，尤其是与直接将H桥式输出电路中的场效应晶体管的漏极的工作电流作为过电流保护检测电流的现有技术相比，本发明中音频功率放大器的功耗将远远低于现有技术中的音频功率放大器的功耗。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，对本发明实施例所作的任何修改、变更、组合、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种具有过流保护的功率放大器，其特征在于，包括：

脉冲宽度调制时钟电路，用于生成时钟信号；

所述脉冲宽度调制器，还用于接收所述多个调整信号，根据所述多个调整信号对PWM信号的占空比进行调整生成多个调整后的PWM信号，并将所述多个调整后的PWM信号重新发送给所述驱动电路。

2.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，

所述输出电路为由多个第一类场效应晶体管组成的H桥式输出电路。

3.根据权利要求2所述的功率放大器，其特征在于，

所述多个放大后的PWM信号为所述多个第一类场效应晶体管的漏极的电流信号。

4.根据权利要求3所述的功率放大器，其特征在于，

所述采样电路包括多个第二类场效应晶体管，其中，多个第二类场效应晶体管与多个第一类场效应晶体管一一对应形成电流镜像电路，多个第二类场效应晶体管的漏极的电流信号为与多个第一类场效应晶体管的漏极的电流信号对应的多个采样电流信号。

5.根据权利要求4所述的功率放大器，其特征在于，

所述采样电路还包括多个采样电阻，所述多个采样电阻用于将多个采样电流信号转换为采样电压信号。

6.根据权利要求5所述的功率放大器，其特征在于，

所述第二类场效应晶体管的漏极的电流与第一类场效应晶体管的漏极的电流镜像比例为1∶N，其中，根据第一、二类场效应晶体管的尺寸确定采样比例系数N，采样比例系数N的取值为大于或等于100。

7.根据权利要求6所述的功率放大器，其特征在于，

所述比较器为失调比较器，所述失调比较器的失调电压的计算公式为：

Vos＝Z×Imax/N

公式中，Vos表示失调电压，Imax表示所述第一类场效应晶体管的漏极的最大工作电流值，Z表示与场效应晶体管对应所述采样电阻的电阻值，N表示采样比例系数。

8.根据权利要求7所述的功率放大器，其特征在于，所述失调比较器包括正输入端、负输入端、输出端，其中，

失调比较器在确定采样电压大于所述失调电压时，从所述输出端输出过流信号。

9.根据权利要求7所述的功率放大器，其特征在于，

所述失调比较器包括差分对晶体管，通过对差分对晶体管的不匹配设计以设置所述失调电压。

10.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述输出电路的多个过流状态包括：

输入信号过大引起的过流状态；

输出负载太小引起的过流状态；以及

输出短路造成的过流状态。