JP2009225392A - 出力段回路 - Google Patents

Abstract

【課題】出力トランジスタに耐圧以上の電圧がかかるのを防止する。
【解決手段】ＰＷＭ信号により、電源ラインとグランドとの間に直列接続した一対の出力トランジスタ１６，１８を駆動し、両出力トランジスタ１６，１８の接点からコイルＬを介してプッシュプル電流をスピーカＳＰに向けて出力する。電流制限抵抗Ｒ１は、一端が前記電源ラインに接続され、その他端とグランドの間に制御トランジスタ２４が設けられる。また、比較器２６は、前記電源ラインの電圧と、参照電圧とを比較し、その比較結果において前記電源ラインの電圧が参照電圧より高い場合に、前記制御トランジスタ２４をオンする。
【選択図】図１

Description

本発明は、Ｄ級アンプの出力段回路に関する。

従来より、オーディオ信号の再生において、その出力段においてＤ級アンプを利用するシステムが広く普及している。このようなシステムでは、例えばデジタルオーディオ信号を、デルタシグマ（ΔΣ）変調した後、Ｄ級アンプでＰＷＭ信号を増幅してスピーカに出力する。特に、Ｄ級アンプは、電力効率がよく、電池寿命が問題となる携帯機器に好適である。

このようなＤ級アンプの出力段では、ＰＷＭ信号によって出力トランジスタを駆動して、その駆動電流をスピーカに供給している。特に、Ｄ級アンプの場合、ＰＷＭ信号によって出力トランジスタを駆動するため、出力トランジスタとスピーカの間にコイルとコンデンサを挿入してスピーカの駆動を滑らかにしている。

特開２００６−３３３４３７号公報

ここで、上述のような出力段では、出力トランジスタを電流吐き出しトランジスタと、電流吸い込みトランジスタの対で形成し、これら出力トランジスタをＰＷＭ信号で駆動する。これによって、出力電流は吐き出し、吸い込みの切り換えとなり、大きな電流変化が生じ、スピーカの前段に配置しているコイルにより大きな逆起電力が生じる場合がある。この場合、電源ラインの電圧が大きく上昇し、電源側の出力トランジスタの耐圧以上になる可能性もあった。

本発明は、ＰＷＭ信号により、電源ラインとグランドとの間に直列接続した一対の出力トランジスタを駆動し、両出力トランジスタの接点からコイルを介してプッシュプル電流をスピーカに向けて出力するＤ級アンプの出力段回路であって、一端が前記電源ラインに接続された電流制限抵抗と、この電流制限抵抗の他端と、グランドの間に接続された制御トランジスタと、前記電源ラインの電圧と、参照電圧とを比較し、その比較結果において前記電源ラインの電圧が参照電圧より高い場合に、前記制御トランジスタをオンする比較器と、を含むことを特徴とする。

また、前記電源ラインは、所定の電源電圧を生成するレギュレータに接続されることが好適である。

本発明によれば、比較器により制御トランジスタをオンすることによって、電源ラインの電圧上昇を効果的に防止することができる。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、実施形態の構成を示すブロック図である。本実施形態のＤ級アンプの出力段回路についてのものである。

オーディオ信号は、ΔΣ変調回路１０において、１ビットのビットストリームに変換され、ＰＷＭ変換回路１２に供給される。ＰＷＭ変換回路１２は、供給されるビットストリームをその「１」「０」の状態に応じたデューティー比で、ＰＷＭキャリアの周波数のＰＷＭ信号に変換する。そして、このＰＷＭ信号がＤ級アンプ１４に供給される。

Ｄ級アンプは、一対の出力トランジスタ１６，１８を含んでいる。すなわち、Ｐ型ＭＯＳトランジスタで構成される吐き出し側の出力トランジスタ１６のソースが電源ラインＶＤＤに接続され、ドレインがＮ型ＭＯＳトランジスタで構成される吸い込み側の出力トランジスタ１８のドレインに接続され、出力トランジスタ１８のソースがグランドに接続されている。そして、出力トランジスタ１６，１８のゲートにＰＷＭ変換回路１２からのＰＷＭ信号が供給されている。なお、図においては、Ｄ級アンプ１４は、基本的構成である出力トランジスタ１６，１８のみを示してある。

ここで、電源ラインＶＤＤは、外付けのレギュレータ２０の電源電圧ＶＤＤが入力される電源入力端子に接続されている。

出力トランジスタ１６，１８の接続点は、出力端２２に接続され、この出力端２２にはコイルＬの一端が接続されている。コイルＬの他端は、コンデンサＣ２を介しグランドに接続されるとともに、コンデンサＣ３を介し、スピーカＳＰの一端に接続されている。スピーカＳＰの他端はグランドに接続されている。また、電源ラインＶＤＤは、外付けのコンデンサＣ１によりグランドに接続されている。

電源ラインＶＤＤには、電流制限抵抗Ｒ１の一端が接続されている。この電流制限抵抗Ｒ１の他端には、Ｎ型ＭＯＳトランジスタで構成される制御トランジスタ２４のドレインが接続され、制御トランジスタ２４のソースは、グランドに接続されている。また、電源ラインＶＤＤは、比較器２６の正入力端に接続され、この比較器２６の負入力端には、参照電圧発生回路２８からの参照電圧Ｖｒｅｆが供給されている。そして、比較器２６の出力端が制御トランジスタ２４のゲートに接続されている。

このような回路において、レギュレータ２０からは、電源電圧ＶＤＤが電源ラインＶＤＤに供給されている。そして、この電源ラインＶＤＤには、コンデンサＣ１が接続されており、これによって電源電圧ＶＤＤが安定化されている。ＰＷＭ変換回路１２からは、オーディオ信号に応じたＰＷＭ信号が出力され、このＰＷＭ信号によって出力トランジスタ１６，１８のいずれかがオンされる。すなわち、ＰＷＭ信号のＨレベルによって、出力トランジスタ１８がオンし、Ｌレベルによって出力トランジスタ１６がオンする。出力トランジスタ１６がオンすることで、コイルＬを出力トランジスタ１６からスピーカＳＰ側に向けて電流が流れ、出力トランジスタ１８がオンすることで、コイルＬをスピーカＳＰ側から出力トランジスタ１８に電流が流れる。そして、この電流がコンデンサＣ３を介し、スピーカＳＰに供給され、スピーカＳＰが駆動される。なお、コイルＬと、コンデンサＣ２とで、高周波成分が除去される。

ここで、コイルＬには、出力トランジスタ１６，１８のいずれかオンするかによって方向が反対になる電流が流れる。従って、その電流の変化に応じて、逆起電力が発生し、電流量の変化が大きい場合に、逆起電力が大きくなる。例えば、電源電圧ＶＤＤが１．５Ｖであった場合、出力トランジスタ１６の耐圧は、１．６５Ｖ程度とする場合が多い。そこで、外付けコンデンサＣ１の大きさにもよるが、逆起電力によって電源電圧ＶＤＤが出力トランジスタ１６の耐圧を上回ってしまう場合が生じる。

本実施形態では、参照電圧発生回路２８において発生する参照電圧Ｖｒｅｆが出力トランジスタ１６の耐圧、例えば１．６５Ｖに設定されている。そして、電源電圧ＶＤＤが参照電圧Ｖｒｅｆより大きくなった場合には、制御トランジスタ２４がオンする。これによって、電源ラインＶＤＤから電流制限抵抗Ｒ１、制御トランジスタ２４を介しグランドに電流が流れ、電源ラインＶＤＤの電源電圧ＶＤＤが参照電圧Ｖｒｅｆ以上になることを防止することができる。なお、電源電圧ＶＤＤが１．５Ｖ、参照電圧Ｖｒｅｆが１．６５Ｖの場合で、電流制限抵抗Ｒ１は、１ｋΩ程度、コンデンサＣ１は１００μＦ程度が選択される。また、図中、レギュレータ２０、コイルＬ、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３はＩＣに対し、外付けされて構成される。ＩＣ内部では、回路動作電源として３．３Ｖ程度のものが採用されており、参照電圧発生回路２８は、この３．３Ｖ電源の供給を受けるバンドギャップ定電圧回路などで構成されることが好適である。

本実施形態によれば、コンデンサＣ１を通常通り比較的小さなものを採用することができ、またボリュームを絞る必要もなく、Ｄ級アンプの出力トランジスタ１６の耐圧が不足することを防止することができる。

図２には、他の構成例が示されている。この例では、制御トランジスタ２４をＰ型として、そのソースを電源ラインＶＤＤに接続し、ドレインを電流制限抵抗Ｒ１を介しグランドに接続している。この構成によっても、上述の場合と同様の作用効果が得られる。

実施形態の構成を示すブロック図である。 他の実施形態の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０ ΔΣ変調回路、１２ ＰＷＭ変換回路、１４ Ｄ級アンプ、１６，１８ 出力トランジスタ、２０ レギュレータ、２２ 出力端、２４ 制御トランジスタ、２６ 比較器、２８ 参照電圧発生回路、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ、Ｌ コイル、Ｒ１ 電流制限抵抗、ＳＰ スピーカ。

Claims (2)

1. ＰＷＭ信号により、電源ラインとグランドとの間に直列接続した一対の出力トランジスタを駆動し、両出力トランジスタの接点からコイルを介してプッシュプル電流をスピーカに向けて出力するＤ級アンプの出力段回路であって、
   一端が前記電源ラインに接続された電流制限抵抗と、
   この電流制限抵抗の他端と、グランドの間に接続された制御トランジスタと、
   前記電源ラインの電圧と、参照電圧とを比較し、その比較結果において前記電源ラインの電圧が参照電圧より高い場合に、前記制御トランジスタをオンする比較器と、
   を含むことを特徴とする出力段回路。
2. 請求項１に記載の出力段回路において、
   前記電源ラインは、所定の電源電圧を生成するレギュレータに接続されることを特徴とする出力段回路。

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