JPH06508484A - アナログ及びディジタル変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 アナログ及びディジタル変換器 技術分野 本発明はディジタル−アナログ変換器及びアナログ−ディジタル変換器に関する 。

背景技術 ある種のディジタル−アナログ変換器では、多ビツトディジタル信号を用いてパ ルス幅変調器で出力するパルスの幅を制御している。パルスは次に積分ないし一 定期間低域フィルタを通過させて、アナログ出力レベルを出す。パルス幅変調器 のパルス繰返し数、そして従ってそれにディジタルサンプルを供給する割合は、 それをうまく作動させるには低域フィルタの通過帯域のものよりも明かに十分上 のものである必要がある。しかし低域フィルタの通過帯域は変換する信号のサン プリング周波数の半分であるので、ディジタルサンプルを供給する割合は変換す る信号のサンプリング周波数を一般に大きく越えている。

例えば英国特許２１８３１１５号に記載された別の種類のディジタル−アナログ 変換器ではオーバーサンプリングを使用し、即ち示す信号のナイキスト周波数の 有意倍数でディジタルデータサンプルを受け取る。信号の精度は次に少数のレベ ルを有する量子化器（より正確には再量子化器）で還元する。量子化器の出力は フィードバックして量子化器への入力から差し引き、（量子化器による誤差を示 し、以下量子化器雑音と称する）その結果は量子化器へ入力する次のサンプルか ら差し引く。

入力信号レベルが一定（即ち入力信号がゼロへルツないしＤＣ以上の周波数を含 んでいない）ならば、１つのサンプルの量子化器誤差は続くサンプル内である程 度考慮され、量子化器出力が十分多数のサンプルに対して平均されていれば、量 子化器雑音は除去される。量子化レベル数を低減すると、量子化雑音の大きさは 増大し、その結果、量子化器出力を平均化しなければならないサンプル数、そし て従って変換器（及びそのオーバーサンプリング率）のサンプリングの割合が増 大する。

しかし入力信号の周波数が上がると量子化器雑音が増大し、変換器の出力の高い 周波数での誤差がもたらされる。この作用を低減するため、量子化器雑音を次の サンプルから差し引く前に経路にフィルタを配置してフィルタすることが出来る 。フィルタは予測特性を持つので、その経路を加えたとき、量子化器雑音のスペ クトル分布を「整形コして、変換する信号のナイキスト周波数以下の雑音レベル を低減し、その結果、信号帯域外の高い周波数の雑音を増大する。

また同様の効果は、量子化器雑音が量子化器出力から全体的なフィードバック経 路により導入された地点に続く地点の信号経路に異なる低域フィルタを配置する ことで達成することが出来る。

ＯＢ　２１８３１１５号に記載されているように、量子化器は２つのレベルしか 有することはできない（すなわち１ビツト量子化器）。この場合、量子化器の出 力は（適切なバッファないし増幅後）積分ないしアナログフィルタを用いて低域 フィルタを通過させ、ディジタル入力信号に対応したアナログ信号を出すことが できる。別の種類の変換器では、多数であるが依然少ないレベルを有する量子化 器を使用し、その結果、少数のビット（例えば３）からなる出力信号を生成する 。しかしそのような量子化器の出力は多ビツトディジタル信号のままであるので 、アナログ信号への何らかの形の変換が依然必要である。そこで量子化器に続い て量子化器のディジタル出力で制御するパルス幅変調器を使用して、一定高さで あるが量子化器出力で決まる長さのパルスを生成することが提案されている。こ れはパルスの正確な高さの制御には高精度のアナログ回路を必要とするが、（一 定高さを持つ）パルス長の制御は１つの振幅源と正確なタイマ（両方とも市販さ れている）しか必要としないので有利である。

この一般的なタイプのディジタル−アナログ変換器は「多段階雑音整形を用いた １７ビツト・オーバーサンプリングＤ−Ａ変換技術」マッヤほか、ＩＥＥＥ固体 回路ジャーナル、２４巻、４号、１９８９年９月に開示されている。この参考文 献は、量子化器誤差自身を更に再量子化する、いわゆるＭＡＳＨないし多段階雑 音整形構造を用いることを明らかにしているが、雑音整形フィルタを有する１つ の量子化器を用いただけの構造も等しく可能である。

ディジタル音声テープやコンパクトディスクのような低コストのディジタル記憶 装置が利用可能になりディジタル音声技術が広範に使用されるようになりて、デ ィジタルからアナログ、及びアナログからディジタルへの変換で更に正確さが要 求されるようになっている。オーバーサンプリングと雑音整形を利用し、約２０ キロヘルツの帯域を有する１７及び１８ビツト・ディジタル−アナログ変換器が 既に知られている。上記のＩＥＥＥ論文はそのような性能を述べている。周知の 装置の要約はｒＨＩ−ＦＩ選択Ｊ　、　１９９０年１２月号のページ５４−５９ 、「整形を保つ」ＣＰ、ミラー）に掲載されている。しかし人間の耳は１８ビツ トを使用しても量子化器誤差に反応する証拠がある。

上記のＩＥＥＥ論文では、Ｐ、ＮチャネルＭＯ８素子の抵抗不整合により出力信 号で２次高調波ひずみが生じることが述べられている。従って量子化器の出力で ２つの別々のパルス幅変調器を制御する差動ないし「ブツシュ−プル」出力構造 が採用されている。即ち１つは高い信号レベルに対して長いパルスを生成し、他 方は高い信号レベルに対して短いパルスを生成する。２つのパルス幅変調器の出 力は次に差動増幅器に送り、低減した２次高調波ひずみを有する量子化器出力と 比例した長さのパルスを生成する。

しかしパルス幅変調器自身を使用することで直接生じる別のひずみの原因がある ことが分かった。即ちパルス幅変調器による非線形ひずみは量子化器雑音を音声 帯域に戻すことが出来るのである。ｌテないし１８ビツトの分解度及び上記の差 動出力構成を用いることでそのようなひずみの作用は目立ったものにはならず、 それ故に分からなかったと思われるが、２２ないし２４ビツトの精度では、パル ス幅変調段階の固有の不正確さは、変換器全体の性能を制限することになる。

［ディジタル誤差補正を有する多ビット・オーバーサンプルΣ−ΔＡ／Ｄ変換器 」　（ラルソン他、電子レター、１９８８年８月４日号ｐｐ、　１０５１−１０ ５２）及び同一著者による［ディジタル補正式Σ−Δデータ変換器Ｊ　（１９８ ９年度ＩＥＥＥ回路・システムに関する国際シンポジウム会議録、１９８９年ｐ ｐ、　４６７−６５０）では、非線形段階前の段階でフィードバック・ループに 対応する非線形性を与えることでサンプルしたシステム内の非線形性を補正する 方法を開示している。即ちフィードバック非線形性はＲＯＭ参照用テーブルとし て与える。しかしこの手法はサンプルシステムでのサンプルする瞬間に生じる誤 差だけに適しており、「整定誤差」やランダムな雑音などの誤差には適さないこ とが認められている。

Ｇ　Ｂ２１７６０７０号は、パルスの端に階段状の振幅を持たして変調により生 じる非線形ひずみを低減可能にするパルス幅タイプ変調器を提供している。これ はもちろんいくつかの高精度の基準振幅源を必要とする。更にこれは、残存する 非線形性による量子化器雑音の音声帯域への再導入問題の解決にはならない。

パルス幅などの変調を使用する場合、パルス端はサンプルシステムのサンプル時 の間の様々な地点にあり、対応する誤差もしかりであり、その結果、上記の開示 された方法で補正することはできない。本出願では、「パルス端変調器」という 用語を使用してパルスの端をこのように時間内で移動することで行う変調を説明 するが、これは全ての様々な既知のパルス幅変調方式を包含したものである。

発明の開示 従って本発明の１つの態様によると、パルス端変調器を含み、パルス端変調器に 入力する信号の値に依存してパルス端変調器による非線形性を補正する手段を特 徴とする信号変換器を提供する。補正は変調器により出力される信号により導出 する。一部状況下での変調器出力からのフィードバックを使用することが出来る が、変調器出力内の誤差ないし関心信号帯域（例えば音声帯域）でのその表現を 計算ないし予測して、それに従って補正を行うことが好ましい。変調器が限定さ れた数の異なる出力信号タイプしか生成しない場合、予測は例えば読取り専用メ モリ（ＲＯＭ）などの参照用テーブルを含む記憶装置を使用して行う。

この解決法は従って、２４ビツトあるいはそれ以上の精度で作動するディジタル −アナログ変換器を可能にする。しかしもちろんこれは、他の要因（それらが十 分によく特徴付けられ、低い精度で作動しているならば）によりサンプリング時 の間にひずみを含む変換器にも適用することが出来る。また例えばディジタル− アナログ変換器を含むフィードバック経路を使用するアナログ−ディジタル変換 器にも等しく適用できる。

サンプル時の間に生じる非線形誤差を補償するため、本発明は別の態様で、誤差 生成段階前の地点で信号に対応する手段を配設し、信号に非線形に関連して異な る量だけ遅延し、誤差生成段階前にそれに依存して信号を修正する複数の出力を 生成する。■実施例では、非線形信号はフィードバックしてそれらが導出された 時よりも後の時の入力信号に作用する。フィードバックには関心信号帯域内の誤 差を低減するためにフィルタを含める。

この場合、少なくとも１つの非線形信号を遅延してすぐ次のものの後の時の入力 信号に作用する。先に参照した従来技術にあるように、従来の雑音整形フィード バック回路では、補正は常にフィードバック誤差をもたらすサンプルのすぐ次の サンプルに対して行う。本発明の第３の態様では、前記のすぐ次のサンプルに続 く少なくとも１つのサンプルにだけ遅延雑音整形を行う。

フィードバックした非線形信号は、数信号サンプルに広がった非線形段階の出力 の関心信号帯域内でシミュレーションに対応することが出来る。代わりに、出力 （例：パルス幅変調器）段階による誤差を、シミュレートした出力サンプルと出 力段階に対する入力サンプルの間の差に対応して示すことが出来る。しかし同様 に、非線形出力は、それらの信号の線形組合せないしフィルタされたあるいは基 準化したバージョンに対応することが出来る。

実施例では、非線形補正は入力信号の少なくとも２つの相互に遅延したバージョ ンに対応して正方向信号経路でも行う。これによりフィードバック補正の大きさ は低減し、装置の安定性は向上する。入力信号の少なくとも２つの相互に遅延し たバージョンが得られるので、本実施例では過負荷を避けるため、予期される出 力過負荷に対応して、先行出力サンプルの値を調節する手段を設けることが望ま しい。しかしそのような過負荷の回避は、上記の態様の非線形補正とは独立して 使用することもできる。

本発明の他の態様は実施例と共に特許請求項で明らかにし、また添付する図面に ついて本発明の以下の実施例で例を挙げて説明する。

図面の簡単な説明 図１は本発明を実施していないディジタル−アナログ変換器の一般的な構成を概 略的に示した図である。

図２Ａは図１で使用するフィードバック・ネットワークを詳細に示した図である 。

図２８−Ｆは図１の構成で使用することの出来る雑音整形フィードバックの別の 構成を示した図である。

図３はｌｏｇ累乗／線形周波数軸上で図２Ａ−Ｆの雑音整形の効果を概略的に示 した図である。

図４Ａ−Ｃは図１のパルス幅変調器の別の構成を概略的に示した図である。

ｒＸＵ５Ａ−Ｄは図４Ａ−Ｃの変調器により生成された出力波形を概略的に示し た図である。

図６Ａ−Ｅは図５の出力が誤差を生じる様態を概略的に示した図である。

図７Ａ−Ｆは本発明の１つの実施例により、図６の誤差を補正のため表示する方 法を示した図である。

図８は図１の一部に対応し、本発明の第１の実施例によるアナログ−ディジタル 変換器を示した図である。

図９Ａは図８の構成で使用するため図７に従って表示を導出する方法を概略的に 示した図である。

図８Ｂは図７に従って表示を導出する第２の方法を概略的に示した図である。

図１０は図７に示した種類のパルス表示の更なる例を概略的に示した図である。

図１１Ａ−Ｃは図８に示す本発明の第１の実施例の第１のタイプのディジタル− アナログ変換器の別の構成を示した図である。

図１２Ａは図８の本発明の第１の実施例のディジタル−アナログ変換器の第２の 例の構成を概略的に示した図である。

図１２Ｂはディジタル−アナログ変換器の別の例の構成を概略的に示した図であ る。

図１３は図１２の雑音整形フィルタの１つの可能な構成を詳細に示した図である 。

図１４は図１３の別の構成を示した図である。

図１５は図１４の構成を取り入れた図１２に示すディジタル−アナログ変換器例 を示した回である。

図１６は図１４の構成内のフィルタの１例を詳細に示した図である。

図１７は本発明の第２の実施例のディジタル−アナログ変換器を概略的に示した 図である。

図１８は本発明の第３の実施例のディジタル−アナログ変換器を概略的に示した 図である。

図１９は時間依存性の非線形性を補償する際に使用する図１２の構成の構成部分 を示した図である。

図２０は量子化器ロックアツプを低減するため前述の実施例のディジタル−アナ ログ変換器に追加するものを概略的に示した図である。

図２１は本発明を実施していないアナログ−ディジタル変換器を概略的に示した 図である。

図２２は本発明の更なる実施例の、対応するアナログ−ディジタル変換器を概略 的に示した図である。

図２３は本発明の更なる実施例の好ましいタイプのアナログ−ディジタル変換器 を示した図である。

図２４は本発明の更なる実施例の別のタイプのアナログ−ディジタル変換器を示 した図である。

図２５は本発明の更なる実施例のディジタル−アナログ変換器の要素を示した図 である。

図２６は本発明の更なる実施例のディジタル電力増幅器を概略的に示した図であ る。

図２７は本発明の更なる実施例のディジタル−アナログ変換器の要素を概略的に 示した図である。

Ｉ２１２８は本発明の更なる実施例のディジタル−アナログ変換器の作動原理を 示した図である。

図２９は本発明のその実施例を概略的に示した図である。

図３０は本発明の更なる実施例の量子化器過負荷を防ぐ手段を含む雑音整形量子 化器フィードバック回路を概略的に示した図である。

図３１は図３０のものに対する別の構成を概略的に示した図である。

図３２は本発明の更なる実施例の構造を概略的に示した図である。

図３３は図３２の構造の特定例の構造を概略的に示した図である。

図３４は図３２の別の構成の構造を概略的に示した図である。

図３５は図３４の構成で使用するのに適した補間回路を概略的に示した図である 。

図３６は図３４の構成のフィルタ形成部分を概略的に示した図である。

図３７は図３２の別の構成を概略的に示した図である。

図３８は図３４の参照用テーブル形成部分の内容を導出する過程を概略的に示し た図である。

図３９は区３８の過程を図式的に示した図である。

発明を実施するための最良の形態 本発明の理解のため、本発明を実施していない装置の構造を最初に図１について 述べるが、この装置は特定の従来の提案を示すものあるいは必ずしも最新技術一 部を形成するものではない。

図１でディジタル入力ｌＯはディジタル信号を運ぶ３２ビツトワイドのデータバ スを受ける。バスはクロック２０により所与のサンプリング率で刻時する。例え ば２０キロヘルツの帯幅を有する音声信号については、オーバーサンプリング率 は６４とすること力咄来、従ってサンプリング率は（少なくとも）２．５６メガ ヘルツである。

信号はネットワーク３０に送り、そこで修正して量子化器雑音を考慮する。修正 した信号は、（通常）線形階段状特性を有し、それにより各々の３２ビツト入カ サンプルに対応した３ビツト出力サンプルを生成する量子化器４０に供給する。

量子化器４０の出力はネットワーク３０にフィードバックして後続の入力サンプ ルに作用する。量子化器４０の３ビツト出力はまた、各々のサンプルに対して固 定振幅と量子化器の３ビツト出力に対応する幅を有するパルスを生成するパルス 幅変調器５０にも供給する。パルス幅変調器５０の出力は従って、各々のパルス が量子化器４０からの対応するサンプル出力に比例しな幅（そしてその結果、出 力ないしエネルギー）を有する２、５６メガヘルツのパルス列となる。パルス幅 変調器５０からのアナログ出力線は、音声帯域（例えば２０キロヘルツ）以上の いずれかの限界周波数以上の阻止域を有するアナログ低域フィルタ６０に送る。

低域フィルタ６０はパルス幅変調器５０からのパルス出力を積分ないし平均して 、出力ポードア０でディジタル入力ｌＯから受けたディジタル信号に比例したア ナログ出力信号を出す。

図２について、ネットワーク３０はいくつかの形態を取ることが出来る。図２Ａ では、ネットワーク３０は量子化器出力をその入力から差し引くことで量子化器 誤差を導出する第１のノード３１が含まれている。２つの信号は異なる数のビッ トを有しているので、乗算回路３１Ａ　（本質的に「反転量子化器」Ｑ−りを設 けて量子化器出力の数値範囲を対応する量子化器入力の数値範囲と整合する。量 子化器と出力が両方とも２進で、量子化器出力レベルが入力レベルの小集合であ る場合は、３量子化器ビツトを量子化器入力信号の最高次３ビツトに対応するよ うに構成することだけが必要で、従って乗算器３１Ａは量子化器出力信号に２９ の低次ビットを付加する回路を含むだけである。以下の実施例では、乗算器３１ Ａは明確にするため更に言及しないが、存在すると想定する。

ネットワーク３０は更に第２のノード３２を含み、そこでは以上のように導出さ れた量子化器誤差サンプルをディジタル入力１０からの信号に加える。即ち瞬時 の）イードバックは物理的に実際的ではないので、遅延段階３３がノード３１と ３２の間に存在し、誤差サンプルは次の入力サンプルに作用する。

図２Ｂについて、雑音整形フィルタ３４を設けて第２のノード３２に供給される 量子化器誤差信号をフィルタすることが出来る。雑音整形フィルタ３４の作用は いくつかの方法で見ることが出来る。即ち少なくとも一定の周波数帯域（音声帯 域ないしその他の関心信号帯域を含む）でフィードバック経路に固有の遅延３３ の作用を低減する予測フィルタとしてみることが出来る。ここで量子化器誤差は 、量子化器の出力でそのスペクトルがフィルタ’ＩＦ（ｚ−リ＝１−ｚ−’Φ（ ｚ−’）により整形されて現れることが分かる。これは完全性のため、図２Ａの 単純なケースでは、１−Ｚ−１に単純化する。

図２０で、図２Ｂはフィルタ３４内に遅延３３を含むように描き直すことが出来 、これを一般に雑音整形フィルタと称する。量子化雑音は他での振幅の増大を犠 牲にしてのみ雑音スペクトル部分内で低減できることが分かっている（「ディジ タル信号の最適雑音整形とディザ」ゲルソン及びクラベン、第８７回音声工学協 会会議、１９８９年１０月１８−２１日に提出される。ブリプリントは音声工学 協会から入手可能、を参照のこと）。その参考文献で提案されている基準を図３ に示す。本質的に図２０の雑音整形フィルタ３４のスペクトル応答曲線を変化さ せて所与の周波数での（ｌｏｇ）雑音出力を低減することが出来るが、曲線下の 合計区域は一定のままとなる。その参考文献はまた、好ましい雑音整形フィルタ は合計積分ｌｏｇ雑音出力を最小にするため最小位相フィルタであることを開示 している。

図２Ｄについて、図２Ｂに示すネットワークは図示する形に位相幾何学的に変換 することが出来る。第１のノード３１は１対のノード３１０と３１１に置き換え る。

即ちノード３１０では、量子化器出力と入力信号の間の差が形成され、ノード３ １１では雑音整形フィルタ３４の（以前の）出力の値を加えるので、図２Ｂと比 較して、ノード３１１の出力は図２Ｂのノード３１の出力に対応する量子化器誤 差信号であることが分かる。

図２Ｅについて、フィードバック経路とノード３１１はもちろん雑音整形フィル タ３４の一部を形成するように考慮することが出来、フィルタ変換特性をＷ（Ｚ −ｔ）−１として示すと、Ｗ　（Ｚ−’）＝１／曹（Ｚ−’）となる。

図２Ｆについて、ディジタル入力ｌＯと第２のノード３２の間の経路を（そのノ ードと共に）省略すると、ネットワーク３０は量子化器出力と入力信号の差が形 成されるノード３１０とノード３１０と量子化器４０の間の雑音整形フィルタ３ ４を含むだけでよい。変調器を通る量子化器誤差の経路は不変であるが、入力信 号に対する変調器の全体的な利得はもはや単一ではない。しかし偏差は信号周波 数範囲内ではしばしば些細なものとなる。この構造はフィードバック増幅器と似 ており、フィードバック理論から類推して量子化器誤差はＷ（Ｚ−１）の係数で 低減されることが分かる。

図２Ｂから図２Ｆの異なる構造は単に例示したものであり、量子化器誤差信号の 線形フィルタを使用し、（量子化器を無視して）１つの利得を保持するそれら及 びその他の雑音整形ネットワーク３０は、図２Ｂと２Ｅの形式に還元できること が分かる。特定の構造の選択は、後続の乗算ないし割り算によるまるめの誤差、 遅延段階の数、及び全体的な遅延などを考慮して決定する。ネットワーク３０の 本質的な特徴は、それは入力信号と量子化器の出力から導出された信号（さもな ければ量子化器誤差の代表値）を受け取り、入力信号を処理して信号の帯幅内の 量子化器誤差の作用を低減することである。量子化器誤差が明示的に生成される かどうかは便宜的な問題である。

上記に参照したゲルソン及びクラベンの論文はその理論３で、雑音に適用するこ とが所望される（即ち雑音に重みを付けることが所望される）周波数の関数とし ての出力利得から始めて、最小位相雑音整形フィルタ曹の間の関係を教示してい る。即ち所望の出力利得は、説明したように音声帯域では非常に低く、一般に音 声帯域外の大きなピークを回避する。

これから図２Ｅ、２Ｆの構造で使用するフィルタＷはこの雑音重み関数の単なる 基準化バージョンということになる。フィルタＷ（ｚ”）は従って雑音重みつけ フィルタと称することが出来、フィルタ曹を雑音整形フィルタと称することが出 来る。

図４について、パルス幅変調器５０を詳細に説明する。「パルス幅変調器」とい う用語はここで可変パルスタイミングを有する一定振幅出力信号を出すあらゆる 装置を指すために広く用い、例えばいわゆるパルス長変調（ＰＬＭ）及びパルス 端変調（ＰＥＭ）装置が含まれる。図４Ａは第１の構成を示し、その中で量子化 器４０の３ビツト出力はＲＯＭ５１のアドレス線に供給する。

ＲＯＭ内に格納される各々の語は、量子化器出力で示すことの出来る最大数に相 当する長さのものである。即ちこの場合、３ビツトは７つまでの異なるレベルを 示すことが出来、従ってＲＯＭ語長は少なくとも７ビツト（そして便宜的に８ビ ツト）でなければならない。各々のＲＯＭの内容は、表１に示すように量子化器 出力のビットで示す数の長さに等しい１のストリングを有する語からなる。

ｏｏｏ　ｏｏｏｏｏｏｏ。

＋１　１０１　０００１１１１１ ＋２　１１０　００１１１１１１ ＋３　１１１　０１１１１１１１ 量子化器がＲＯＭ５１のアドレス線に３ビツト数を出力すると、ＲＯＭ５１のデ ータ出力回線で対応する格納された語が生成され、正のビットの連続的なＰＩ力 １らなる対応するパルスを供給する並列人−直列出変換器（な−しシフト・レジ スタ）５２に供給され、パルス長はそれにより量子化器出力しこ比例する。図５ Ａｉよ並ＦＪ−直列変換器５２の対応する出力を示した図である。便宜上、各々 のノ（ルス（よ空白ので刻時される。

しかしそのようなシステムは生来的に非線形である。図６Ａにつし）て、１クロ ック周期の長さのパルスが所与のレベル（例えｉｆ　１　）を示し、２クロック 周期の長さのパルスが図６Ｂに示すように１＋１＝２を示すならｉｆ、線形シス テムでレベル３は図６Ｃに示すパルスにより示されると線形推定をこより予測さ れる。実際には、レベル３は図６Ｄに示すパルスレこより示され、２つを差しり １０た結果（よ双極の図６Ｅに示す誤差パルス信号となる。

図４Ａ、表１、及び図５Ａの構成でのこのＩＩｉ線形性の１つの作用番よ、高周 波情報の位相変調である。即ち例えば比較的高０周波数の信号力ζ１量子イヒ器 レベルの振幅を有するならば、パルス幅変調器５０ｈ１ら出力されるｆ＆続の） くルスの間のノ（ルス長の急速な遷移を生じる。

しかし大きな振幅の比較的低い周波数信号成分力ζまた存在するならｉｆ、）＜ ）レス幅変調器５０により出力されるパルスの長さは時間をｈ）Ｉすて（余々し こ増大し、その結果、（高周波数信号情報を搬送する）遷移の時間的な位置番よ （余々にシフトする。

言い替えれば、高周波信号はパルス幅変調器５０の出力で位相変調に直面する。

この位相変調を克服する別のタイプの）（ルス申晶変調器５０を図４Ｂに示す。

ＲＯＭ５１が１６ビツト語（ないしいずれの串をニしろ、１４ビット以上の長さ の語）を牟各納し、並列大−直列出装置５２がその結果、１６ビツト長を有する ことを除いて、構成は同様である。即ちその結果、並列入−直列出装置５２をデ ィジタルサンプル率の１６倍で刻時する必要がある。

ｏｏｏ　ｏｏｏｏｏｏｏｏｏｏｏｏｏｏｏ。

すＩ　１０１　０００１１１１１１１１１１０００＋２　１１０　００１１１１ １１１１１１１１００Ｉｌｌ　０１１１１１１１１１１１１１１０ＲＯＭ５１の 内容を表２に示す。表２を調べると表１の８ビット語の対称バージョンからなる ので、パルス幅変調器５０で生成されたパルスの端は固定パルス中央時間につい て常に対称的に配分され、量子化器出力のレベル内の増加は図５Ｂに示すように 中心時間についてパルスの両端の対称的なシフトをもたらす。これにより図４Ａ の回路による１次位相変調はなくなるが、パルスのスペクトルはその幅に関係し 、その結果量子化弱出力により変化するので、小さい値の残存２次振幅変調が残 る。しかし高精度アプリケーションで、実際的に必要な高いクロックレート及び 関連するより細かい時間分割は達成困難である。

２次ひずみを除去するパルス幅変調器５０の１つの構成を図４０に示すが、図４ Ａに示すタイプの各々１対の回路５０Ａ、　５０Ｂからなり、量子化器からの信 号は負の増幅器（例えば２の補数回路）５３を経て第２の回路に送る。

第１のパルス幅変調器５０Ａの出力は従って波長が増大する量子化器出力レベル と共に増大するパルスであり、第２のパルス幅変調器５０Ｂの出力は図５０に示 すように増大する量子化器出力レベルと共に減少するパルス幅を有するパルス列 である。差動増幅器５４の出力は従って中心時間点について対称で、正の増大す る量子化器レベルに対して正の極性で幅が増大し、負の量子化器出力レベルに対 して負の極性と幅が増大するパルスをもたらすパルスシーケンスとなる。その結 果、図４Ａの回路の位相変調はなくなり、双極出力が得られる。

代わりに２つのパルス幅変調器５０Ａ、５０Ｂは図４Ｂに示すタイプとすること が出来、その場合、対応する変調器出力は図５Ｄに示すようになる。

もちろん単に第２のパルス幅変調器５０ＢのＲＯＭ５１Ｂが第１のＲＯＭ５１Ａ のものに対して相補的な語を含むならば、負の乗算器５３を省略できる。等しく ＲＯＭ回路と直列−並列変換器の代わりに計数器回路を用いて必要なパルス長を 提供することが可能である。

図４０及び５Ｄに示すタイプの変調器を用いると、６４ｘオーバーサンプルシス テムに対して最悪のケースで振幅変調はわずか０．０１％であることが分かり、 これは１４番目のビットの雑音に対応し、多くのアプリケーションで受容可能で ある。

しかしいままで従来技術で無視されてきた問題が見いだされた。その問題は、雑 音整形フィルタ３４により実質的に関心信号帯域外にあるように整形される量子 化器雑音はパルス幅変調器５０への入力で依然存在し、パルス幅変調器５０の非 線形性は量子化器雑音と信号の間で相互変調をもたらし、一部が信号帯域内にあ る量子化器雑音の異なる周波数成分の間では更に大きな度合でもたらすというこ とである。言い替えれば量子化器に続く非線形段階は、量子化器雑音を信号帯域 に効果的に再導入してしまうのである。量子化器雑音を完全に信号帯域外にシフ トする高次の雑音整形フィルタもこのひずみに直面する。即ち信号帯域内の雑音 振幅を低減することは、図３に示すように信号帯域外の振幅の増大につながり、 その結果、パルス幅変調器により生成される相互変調雑音が増大することになる 。

第１の、施例−ディジタルーアナログ　換器この問題を除去するため、本実施例 ではパルス幅変調器の出力に対応したフィードバックを使用する。しかし図１に 示す回路では、これは直接可能ではないことは明かである。パルス幅変調器５０ で使用する信号表示は基本的に先行回路で使用するものと異なるため、図６に例 示した誤差は先行回路のサンプリング時は生じないが、代わりにサンプリング時 の間の小区分で生じる。従って本発明の本実施例ではパルス幅変調器５０の出力 から実際のフィードバック経路を使用する代わりに、音声帯域に対してサンプリ ング間隔の間にある１点よりもむしろ複数のサンプリング間隔のパルス幅変調器 により生成された誤差を示す対応する信号を使用してパルス幅変調器５０に対す る信号入力を補正する。

サンプルないし複数のサンプルからパルス幅変調器への入力に対するパルス幅変 調器による誤差出力がどのようなものか予測することは可能である。量子化器４ ０により出力されパルス幅変調器５０に入力される信号はわずか数ビットで生の まま表示されるので、パルス幅変調器５０に対する補正は量子化信号では行うこ とはできず、代わりに補正するため量子化器４０の前に非量子化信号にフィード バックする。１つの従来の提案（最新技術の一部を形成するものではない）は、 パルス幅変調器への入力を修正してその出力で生成されるひずみを克服すること を示唆しているが、誰もフィードバックを用いてそれを行うことは提案していな い（言い替えれば、先行する入力パルスに対応する出力パルスのひずみによりパ ルス幅変調器への所与の入力サンプルを補正する）。

パルス幅変ｍ器５０は非線形ひずみを生成するので、入力とパルス幅変調器５０ 及び量子化器４０への入力の間の線形フィードバックでパルス幅変調器５０の出 力での誤差を示すことはできない。従って本発明の本実施例では、ネットワーク ３０には少なくとも２つの非線形段階を含め、その非線形性はパルス幅変調器５ ｏのものをシミュレートするように構成する。音声帯域での作用はこのようにフ ィードバック経路内の同一変調器のものとちょうど同じになり、変調器出力自身 からのフィードバックに相当する。

図７について、非線形性の性質を説明する。図７Ａは図６Ｅに示すものと同一の 一般的なタイプの双極誤差パルスを示し、所与のパルス幅変調器出力がら生じて いる。誤差パルスは２つの量子化器サンプリング時ＸいＸ１＋、の間で生じ、そ れらのサンプリング時の間の時間よりもはるかに短い持続時間を持つ。

しかし誤差パルスを低域フィルタ６０でフィルタすると、関心信号帯域にある成 分だけが残る。即ちこれにより図７Ｂに示すはるかに穏やかな遷移がもたらされ る。これはサンプリング点Ｘ２、Ｘ、＋、で、図７０に示す低い振幅パルスを提 供することで関心信号帯域内にあるパルス幅変調器誤差のその部分をフィードバ ックすることが可能であることを示している。

サンプリング点で必要なパルス振幅を導出するために使用出来る１つの方法は、 ｒｍ間分析」である。即ちこの文脈では、ゼロ番目の瞬間が時間をかけて積分さ れた信号振幅となり、１番目の瞬間は時間の線形関数により重み付けされた信号 振幅の時間をかけての積分であり、一般にｎ番目の瞬間は　ｊ　ｔ”ｆ　（ｔ） データとなる。

この文脈で、２つの信号の低次瞬間が合致するならば、それらの低周波成分も同 様に合致すると思われる。必要なことはサンプリング時に、関心信号帯幅にかけ て図７Ａの誤差パルスのスペクトルに合致するパルスのシーケンスを選択するこ とである。

代わりに誤差パルスよりも（音声周波数帯域内の）パルス幅変調器出力に合致す るパルスを選択することが出来る。

図７Ａ、Ｃ，Ｄ、Ｅについて、図示した４つの全ての信号は対称的に正と負の振 幅を有し、その結果、ゼロのゼロ番目の瞬間を有している。図７Ａの各々の正と 角のパルスの幅はＸｌ、Ｘ、＋、間のサンプリング間隔の１／１６と想定すると 、図７Ｃの１次瞬間と図７Ａのそれはパルス振幅を１／３２として選択すると合 致し、図りとＥのそれはパルス振幅を１／１６として選択すると合致する。それ らの値で、図７Ｃの２次瞬間は図７Ａのものとほぼ合致する。しかし図７Ｄと７ Ｅの２次瞬間は漸進的に大きな誤差を持つ。一般にサンプリング時の間に生じる 誤差は、誤差の前後のサンプリング時での対応するインパルスとしてより表現で きる。

しかし図７Ｆについて、図７Ａのパルスを誤差の後のサンプリング時で生じるパ ルス列で更にパルスを加えることで所望の正確度でシミュレートすることが出来 る。即ち図７Ｆのパルスは、係数がほぼ一５／３２．８／３２、−３／３２であ るゼロ番目、第１番目、第２番目の瞬間で図７Ａの誤差パルスと合致する。

図６の考察から、誤差パルスのサンプリング時Ｘ８、Ｘ、＋１間の時間的な位置 はしかしパルス幅変調器５０に入力する信号の値によって変化し、対応する出力 パルス端位置をもたらすことが分かる。従ってそれぞれ別々のパルス幅変調器入 力（及び対応するパルス幅変調器出力誤差パルス）について、図７０−Ｆに示す タイプの異なるパルス表示信号が必要となり、変調器誤差パルスは線形に関連し ていないので、補正信号シーケンスも線形に関連しない。

図８について、従って本実施例では、図１の装置のネットワーク３０に、量子化 器４０の出力から導出される（及びその結果、パルス幅変調器５０に対する入力 への信号に関連した）信号を受信し、その信号の各々のサンプルに対応して少な くとも２つの出力サンプルを生成する回路８０を含める。出力サンプルの値は、 異なる信号入力サンプルにフィードバックして作用しパルス幅変調器５０の非線 形性を補償する入力サンプルに非線形に関連している。図６Ｅ、７Ａに示すよう にその出力誤差は双極であり、サンプル時の間で生じるので、パルス幅変調器を 補正するには一般に少なくとも２つのパルスが必要である。

ここで図９Ａについて、手段８０で生成してフィードバックするノ＜）レスの振 幅を導出するより厳密な方法を説明する。パルス幅変調器５０は量子化器４０の 異なる数のレベルに対応して離散した数の異なるパルス長だけを出力するように 制御するが、各々の異なるパルス長は図７Ａに示す一般的なタイプの対応する誤 差ノ１ルスＥをサンプリング時の間の時間的に異なる点で有してｂする。ノ（１ １３幅変調器出力パルス長の各々について、誤差パルスを計算する。パルス幅変 調器５０もアナログひずみを含む場合は、それら（及び続く回路内に存在するそ の他のアナログひずみ）は例えばオシロスコープで測定することカ咄来るので、 図７Ａに示す誤差ノ（ルス表示は物理的に正確なものとなる。

次に信号帯幅にわたる１組の周波数でのパルスのスペクトル振幅及び位相成分を 、各々の周波数のパルスのフーリエ積分を計算してめる。これにより各々の周波 数に対して１組の複素数がもたらされる。次に所定の数のサンプ１ノング時につ いて、１組のパルス振幅を導出して１組のパルスのスペクトノし応答と誤差ノク ルスの間の１組の周波数に対する差を最小にする。最小差を出して、その結果関 心信号帯域にかけてのその誤差パルス已に最も近い合致を示すノベルスの集合旧 麦に使用するために格納する。この過程は各々のパルス幅変調器入力なｔル量子 化器出力に対応して各々の誤差パルスについて繰り返すので、その結果は各々の 量子化器４０出力レベルについて１つの、複数の格納パルスシーケンスとなる。

Ａ）レスシーケンス生成器８０は従って、量子化器出力（ないしパルス幅変調器 入力）力を接続された各々のアドレス線に対して、例えばＲＯＭ装置として実現 されたシーケンス内の各々の出力インパルスについて１つの、複数の参照用テー ブルで構成して、それらのデータ出力回線で対応する高精度（３２ビット戸（ル ス振幅を生成することができ、それらは引き続いて異なる数のサンプリング時で 遅延して図７０−Ｆに示すタイプのフィードバック・パルス・シーケンスを提供 する。

パルス幅変調器出力に整合するために選択するパルスの１つの特定例をここで例 示することが出来る。即ち簡潔にするため図４Ａ及び図５Ａの単一のパルス端変 調雌を考えると、ゼロの入力で、パルス幅変調器５０は図１０Ａに示すようにマ ーク；、１：１の間隔比を有する方形波出力を生成する。変調器が入力Ｘ　（− １／２　＜Ｘ　＜　１／２）を有するとき、Ｉ＆縁は時間Ｘで生じる。方形波に 関して、これはｔ＝０で前縁を有し、ｔ＝ｘで後縁を有する図１０Ｂに示す単位 高さの矩形パルスＲｏ。

Ｘの出力を生じる。パルスは所与の周波数（角周波数）Ｗで以下の式で与えられ るフーリエ積分を有している。

このパルスの作用をサンプルしたパルスＳ−，、Ｓ−、、Ｓ−０，Ｓｌ、、、、 、Ｓ、のシーケンスでシミュレートすることが望まれる。一般に少数のサンプリ ング時で十分であり、この場合にはｍ＝ｎ＝３である。このパルスシーケンスの 同一角周波数Ｗでの対応するフーリエ積分は次式でめることが出来る。

ｋニーの 周波数範囲０からＷＩＩＩｌｘにかけてチェブイシェフ曲線に沿って分散された ２０の周波数値は次で選択する。

”＋Ｖｒ＝　’１ＶＩＩａｘＣｏ　ｓ　（（ｒ　１　／　２　）　ｘ　／　４０ ）、ｒ　＝１　、、、、、、、、、、２０ここでＷ、、、、つはサンプル率の８ 分の１ないし関心信号範囲のｎ　／　８倍であり（ｎはオーバーサンプリング率 ）、パルス振幅は自乗の和を最小にするように決定する。

これはいくつかの凛準数学的な数値方式（例：正規方程式、グラム／シュミット 直交化、ハウスホルダー変換、ギブンス回転）で解くことの出来る線形最小自乗 問題である。極端な場合のＸ＝１／２（これは可能な最大誤差）では、７つの係 数Ｓ、、、、Ｓ３は以下の値を持つ。

−、００１６７３５８１，０１，３９２７８４、−、０６０３５７６４１，４４ ５５０１９１，１１９７９６０４、−，０１９２６６８５１，００２０７１８１ これらの値で、パルスシーケンスＳ、、、、Ｓ、とそれらが対応するパルス幅変 調器出力波形の間の誤差は、信号帯域でＩＯ″♂の位となる。上記の値は非線形 性を示すパルス幅変調器を示す以下と比較することが出来る。

０．０．０、−５．０．０、Ｏ パルスシーケンスをパルス幅変調器出力パルスと整合するＯ　Ｗｍａｘの範囲は 、関心信号帯域よりもわずかに大きい。即ち例えば１．５から２オクターブそれ を超過するが、信号帯域に対して等しくすることが出来る。

同様の方法は例えば図５Ｂ−Ｄに示す変調信号で生成された他の種類の非線形の ひずみを持つ出力に用いることが出来る。

パルスの振幅を導出する他の方法も用いることが出来、例えば音声帯域内の補正 に必要なものよりも多くの補正パルスを用いて若干の帯域外補正を行って、それ により潜在的な不安定問題を避けることが望ましいことがある。

また「過去」の補正インパルスＳ−１、Ｓ−２等は入力信号に対して漸進的に不 正確に適用されるので（それらは切捨て雑音整形を増大して以前のサンプルより も後続のサンプルに適用されるので）、パルスを導出する過程はこれを考慮に入 れることが出来る。即ちこの場合には、各々のパルスＳｋ　（ここでｋは負）に 対するフーリエ積分Ｆ８は、そのパルスを入力信号に適用する雑音整形フィード バックの周波数応答により乗算することが出来、それによ、り図１２の形の装置 を使用する場合、そのような「過去Ｊに対する低い補正精度を考慮に入れる。

上記のシーケンスはパルス幅変調器出力パルスそれ自身をシミュレートしたもの であり、先述した「瞬間分析」方法はそれらと量子化器への入力の間の誤差に対 応するパルスのシーケンスを提供し、従って３０パルスは入力信号の値により２ つの場合で異なる。

図１１Ａについて、全ての補正パルスは誤差パルスに続くサンプリング時Ｓ１＋ Ｓ２＋　Ｓ３＋　Ｓ４．ＳＳに対して導出することが出来る〔言い替えれば、後 続のサンプルの大きさを変えることでパルス振幅を計算してパルス幅変調器５ｏ を通過する１つのサンプルで生成される誤差を補償する〕。

従って非線形補正信号生成器８０は、それぞれ量子化器４０の出力からフィード バックされた語によりアドレスされ、それぞれそのデータ線上に対応する多ビツ トフィードバックサンプルＳｌ、Ｓ２．ＳＳ、５４１Ｓ５を生成する１組の参照 用テーブル８２Ａ　−８２Ｅを格納する参照用テーブル装置（例：読取り専用メ モリ即ちＲＯＭ）で構成することが出来る。

各々の参照用テーブル８２Ａ−８２Ｅは、誤差パルスに続き、一般に図９Ａに従 って計算されるあるいは他の方法から導出される特定のサンプリング時に対する インパルス振幅の値のシーケンスを含んでいる。

第１のインパルス値Ｓ、は次のサンプリング時の補正パルス振幅であり、従って フィードバックされ、減算ノード８４で入力ディジタル信号から差し引かれる。

フィードバックは瞬間的なものではないので、不可避的な１サンプル遅延８５が 必要となる。第２のＲＯＭ８２Ｂからの値Ｓ２は次のサンプリング時に加える誤 差パルスに対応し、従って減算ノード８４で次のサンプルから差し引くために（ 総和ノード８６と遅延８５を経て）遅延し、フィードバックする。

同様にＲＯＭ８２Ｃ−８２Ｅからの数Ｓ、、Ｓ４．Ｓ、も同様に後に生じる入力 サンプルから差し引くために遅延段階の対応する数によりフィードバックする。

ノード８４で所与の入力サンプルから差し引いた補正は従って、先行入力サンプ ルに対応してパルス幅変調器出力内の誤差に対応して生成される振幅Ｓ１、その 前のサンプルに対応する変調器誤差の振幅Ｓ　２　＋その前のサンプルに対応し て生成された変調器誤差に対応する振幅Ｓ９等に対応する。

図１１Ｂについて、総和ノードはカスケード化加算器８６Ａ−８６Ｄと置き換え ることが出来、別々の遅延経路を単一の遅延連鎖で置き換えることが出来る。

図１１Ｃについて、参照用テーブル８２Ａ−８２Ｅは、遅延回線のタップに接続 し、総和ノード８６で総和される複数の別々のＲＯＭとして再構成することが同 様に可能である。従来のフィルタ構造に対する類似性は明かであるが、参照用テ ーブル８２Ａ−８２Ｅの内容は必然的に非線形であるので、ネットワーク８０は 量子化器出力レベルが時間をかけて一定の希な状況下を除いて、線形フィルタと しては挙動しない。

上記の例から、当業者に取ってはネットワーク８０の多くの他の特定の構成が明 らかである。しかし構成要素は、参照用テーブルの内容を再計算して異なる非線 形関数を実行せずに線形システムはど自由に交換することはできない（例えば後 続の時に出力する誤差パルスの間の差）。

従って上述の実施例では、パルス幅変調器非線形性の補正は、各々のサンプルに ついてパルス幅変調器出力パルスの音声帯域シミュレーションを計算することに より行う。シミュレーシミンはパルス幅変調器出力を生じるサンプルよりも後に 生じるサンプルパルスだけを含む。そのような後にシミュレートする複数のパル スサンプルは、先行ないし後続の遅延連鎖により差動的に遅延し、かくしてパル ス幅変調器出力サンプルを生じるものの後に生じる対応する入力サンプルに加え る非線形関数生成器（例：ＲＯＭ）から提供する。

別の観点から見ると、各々の入力サンプルは、非線形生成器（例：ＲＯＭ）によ りもたらされる複数の先行するパルス幅変調器出力サンプルに対応する部分を示 す複数の差動的に遅延したサンプルの加算により修正する。

同じ効果は遅延連鎖を正方向信号経路に配置し、遅延段階の間のサンプルを加算 することにより達成することが出来る。

図＋１Ａ−１１Ｃの上述の実施例は、図７Ｅ、７Ｆにあるように参照用テーブル ８２Ａ−８２Ｅの内容を計算して後続の入力値のみに作用することにより誤差パ ルスを補償する場合に効果的である。初期及び後続の入力サンプルに関して誤差 パルスを計算して補正する［ｍ７Ｃに示すタイプの補正は一般的に、等しい数の 補正サンプルに対してより良き補正を与えることが叩起される。その結果、これ は少ない遅延と計算段階ないし図１１Ａ　−１１０の実施例よりもその等しい数 に対して大きな正確さをもたらすことになるので、好ましい。

残念ながら、量子化器４０とパルス幅変調器５０を既に通過した入力サンプルに 対して補正を行うことは物理的に可能ではなく、従ってもはや得ることはできな い。

この問題は、本発明の実施例では、後の入力サンプルに対して補正を実行するこ とにより解決することが出来る。しかし上記のように補正パルス（即ち５−１） を直接差し引く代わりに、それらは最初に関心信号帯域に対して補正内のこの必 要な遅延の作用を補償する予測フィルタでフィルタする。言い替えれば、パルス 幅変調器補正サンプルＳ−＋は、接続の入力サンプル値を調節するために使用す る間に、雑音整形する。原則的に、図２８−Ｆに示す様々な雑音整形トポロジー のいずれも使用することが出来るが、異なる補正パルスＳ−いＳ−２等が、異な る数のサンプリング時により導出されたものに続くサンプルに適用するので、対 応する異なる遅延？補償するためにそれらは異なる予測フィルタを必要とする。

図１２Ａについて、そのような実施例で、フィードバック・ネットワーク３０は （減算ノード８４が図の左に置き換えられていることを除いて図１１Ｂに示すタ イプの）第１のネットワーク８０Ａを含んでおり、その中で将来の入力サンプル をもたらすために計算するそれらの補正パルスｓ、、ｓ２．ｓ、、、、、ｓｌｌ の値は遅延し、合成し、フィードバックし、ノード８４で差し引く。誤差（ＳＯ ）の原因となる入力サンプルに対応するインパルス（Ｓｏ、Ｓ−＋、Ｓ−２，５ −１）の値及び先行する入力サンプル（Ｓ−＋）も量子化器出力（ないしパルス 変調器入力）によりアドレスされる対応する参照用テーブル８２Ｆ−８２Ｈに格 納され、雑音整形フィルタネットワーク８８を通して供給して入力サンプルを修 正する。図示するように、雑音整形フィルタ８８は信号経路内に配置して（図２ ｆの形で）パルス幅変調器誤差を示すフィードバック信号を確実に整形して過去 の入力サンプルを直接補正するという不可能性に伴う遅延を補償する。

概念的にパルス幅変調器非線形性を補償する非線形フィードバック構造で量子化 器雑音を整形するために使用するフィルタ３４に対する別のフィードバックネッ トワークを形成することは可能であるが、実際にはこれは構成要素の実質的な重 複をもたらし、不必要であることも等しく明らかである。しかし従来の雑音整形 フィルタは次のものに対して可能なかぎり量子化器出力誤差を各々のサンプルに ついて補正するので、その２つをどの様に合成するかはすぐに明らかではないが 、それに対して本実施例では、サンプルＳ−１を入力サンプルを補正するために 適用する前に数瞬間遅延する必要がある。

図７Ａと７０を考察して上述の瞬間分析を再考察すると、源パルスが早期に適用 される場合（即ちより遅延された入力サンプルに）、全体的なパルス振幅は図７ Ｆにあるように、全ての補正が将来時に適用される場合よりも低い。その結果、 フィードバック・パルスの振幅を低く保つことが出来、量子化器４０の不注意の 過負荷（入力サンプルの総計と補正が量子化器の最高ないし最低レベルを超過し たときに生じることがある）を防ぐのに有利であり、それにより量子化器ひずみ を低減する。

それぞれ補正サンプルＳ。、Ｓ−い、、、Ｓ−、の１つをフィルタする複数フィ ルタとしての雑音整形フィルタ８８を考えると、第１のインパルス応答は従来の 雑音整形フィルタと同一種類のものである。フィードバック・ネットワークには フィルタがすべて補償しようとする不可避的な単位遅延がある。更に、Ｓ−ｔな どに対する後のフィルタは、それらのサンプルが追加されると漸進的に長い遅延 を補償しようとする。

それ故に、それらのフィルタの各々を通して適用する補正は完全なものとするこ とはできず、誤差の低周波成分の最初の部分（即ちその発生の瞬間と補正が開始 するときの遅延時間の間）は補正されないことになる。

従って遅延雑音重み付はフィルタＷ１、Ｗ２などでフィルタする各々の遅延パル スＳ−＋、Ｓ−２を考察すると、これは達成可能な最高の雑音整形フィルタであ るので、各々のそのような遅延雑音重み付はフィルタのインパルス応答は従って 雑音重み付はフィルタＷのものに対応するが、０に切り捨てた第１の項（Ｗｌに 対する）ないし第１の１項（Ｗｉに対する）を有する。比較のため、１サンプル の遅延を持つ従来の雑音整形フィルタが信号帯域に対して１８ビツトの誤差低減 をもたらす場合、３段階遅延した雑音整形補正はほぼ１５ビツトの誤差低減を行 うことが出来る。本発明の本実施例にあるように、遅延した雑音整形フィルタは 次のサンプルに適用する従来の雑音整形フィルタはど完全に補正はしないが、目 下のように、補正を遅延させることから他の利点を得られる場合、そのようにす る不利益は受け入れることが出来る。この手法は、線形ないし非線形フィードバ ック信号が何等かの理由で次のものの他に後続のサンプルを補正する他の状況に 適用できることは明かである。

図１３について、フィルタ８日は、それぞれ対応する参照用テーブル８２Ｆ、８ ２Ｇ。

８２Ｈから各々のサンプルＳ。、Ｓ−１、Ｓ−Ｚをうける複数の別々のフィルタ ８８Ａ、８８Ｂ、８８Ｃで構成することが出来る。フィルタ８８ＡはサンプルＳ 。をフィルタし、その結果、Ｓｏの値を生じるもののすぐ次の入力サンプルの値 に作用する。従って雑音整形は１つのサンプル遅延を補償し、その結果、図２０ の従来のフィルタで要求されるものと同じにすることが出来る。上記に参照した ゲルシンとクラベン論文は、特に望ましいフィルタは最小位相でありことを示し ており、所望の周波数特性への最小位相フィルタの導出は従来技術で知られてい る。

フィルタ８８Ｂと８８Ｃは本実施例では、８８Ａのフィルタの遅延し、基準化バ ージョンとして構成する。基準化フィルタＷ２．Ｗ３は雑音整形フィルタ曹（Ｚ −’）の逆であり、その結果、最低位相で原因的な雑音重みフィルタＷ（Ｚ−１ ）の応答の各々の切捨て項で与えられ、少なくとも関心信号帯幅を通過する低域 フィルタを含んでいる。このフィルタのインパルス応答の一般的な形式の例は次 のシーケンスとなる。

■、２，６１９．５．７０７、＋０．６６４．１８．０３３．２８．３１１．４ １．９４２上記のインパルス応答項はＷ＋　（ｉ　＝０．　１　、　、、、）で 示し、基準化フィルタＷ１、ｗ２１．、、、ＷＮは以下からなる。

ｉ二〇 従って基準化フィルタの応答とフィルタ？（＝１／Ｗ）を合成し、単一体を減算 する効果は、パルスに適用する雑音重みフィルタＷのインパルス応答の最初のＮ 項を切り捨て、以下の応答を残すことである。

ｂ、８８ｃで項ＺＨにより消去される。従って各々のフィルタ８８ｂ、８８ｃは 、（Ｓ。−Ｘ）項に適用するフィルタ曹のインパルス応答の後部により信号を重 み付けすることに対応する雑音整形を適用する。

本実施例に該当する４次フィルタでは、後続のＷ項の間でほぼ３の比率で殆ど幾 何学的な増大が見られるが、その比率は高次のフィルタを採用することで低減す ることが出来る。

図１３のフィルタネットワーク８８は図１４に示すように単純化して、任意の複 雑性の１つのフィルタ８９だけを含めることが出来る。これにより構成を単純化 出来るので好ましい。更にこの構成は積分器としての一般的な特性を持ち、関心 信号帯域内の雑音の抑制は帯域内のフィルタの高い利得によりフィードバック作 用により達成することが出来る。またこれは類似の値を持つ信号の減算を含む図 １３の構造よりも、切捨てしたあるいは短い係数の作用に対して受ける影響は少 ない。

ｌＫ１２Ａでは、将来の入力サンプルを補正するために指定された補正インパル スＳ、、Ｓ２．Ｓ、、、、は、減算器８４のそれらのサンプルに直接加えるのに 対して、過去のサンプルに指定したものは遅延してフィルタする。例えば図７Ｃ に示す単純なケースでは、Ｓ、インパルスは従って「完全な」補正を適用するの に対してＳ−１インパルスは雑音整形フィルタ８８の精度によって、音声帯域内 で約２−１６の精度まで補正することが出来る。しかし各々のインパルスに対し て等しいフィルタを適用することが好ましいことがあり、図１２Ｂに示す実施例 は各々のインパルスＳ１．ｌを２ｍ遅延段階で遅延し、それを相当するインパル スＳ−０に加えて対応する出力Ｓ′１を生成することでこれを達成する。各々の そのような合成した補正インパルスは更に段階１．２１．、、、ｍ−１の介在数 により遅延した値を更に含むことが出来る。

上述したように、本発明の１つの態様によると、雑音整形フィルタを通して（従 来技術のように）すぐ次の入力サンプルよりも後のサンプルにフィードバックを 適用すると、雑音整形の効果はフィードバック経路内の遅延に従って劣化する。

従ってＩｌ］９ｂに示すように本実施例では、参照用テーブル内に格納された補 正インパルスＳの大きさを順次の過程で導出する方がよい。即ち第１にパルスＳ 。

（ないしＳ。のまわりのパルスグループ）を選択し、図９Ａについて説明したよ うに音声帯域内でパルス幅変調器により生じた誤差Ｅのスペクトルと合致するよ うに大きさを導出する。

次に第２のパルスグループＳ−１，３１，Ｓ−２，８２等を選択し、雑音重み付 はフィルタを経て接続の入力サンプルに適用する。第２のパルスのグループは図 ９Ｂに示すように導出して、第１のパルスグループにより補正されなかった最初 のパルス幅変調器誤差のその部分に対応する再計算誤差Ｅを最小にする。これは 各々の周波数で誤差のスペクトルを導出し、次にそこから第１のパルスのグルー プの導出スペクトルを差し引くことにより達成する。この過程は更に遅延したサ ンプルに加える更なる補正インパルスのグループで繰り返すことが出来る。

ここで図１５について、高品質オーディオ・アプリケーションに対するディジタ ル−アナログ変換器の１例を説明する。音声用ナイキスト周波数を超過してサン プルした並列ディジタル信号（例えば４８キロヘルツでサンプル）は、４８キロ ヘルツの対応するクロックレートで刻時した並列入力ボートに到達し、６４　ｘ 　４Ｂ　＝３゜０７２メガヘルツのオーバーサンプル率で対応する並列出力を生 成する補間フィルタ９０に送る。補間フィルタの作動は従来と同様で、各々の入 力サンプルの対の間で補間された６３サンプルは２ないしそれ以上の入力サンプ ルからの補間により決定される介在振幅レベルを有している。

並列３２ビツト出力は、以下の詳細に説明するフィルタ・ネットワーク３０（非 線形補正ネットワーク８０からなる）を経て量子化器４０に送る。量子化器４０ はそのアドレス線上に看かれた３２ビツト数に対応して１６の量子化器レベルの １つを示す４ビツト・ディジタル出力を生成する。１６の出力レベルはゼロにつ いて−７，５と＋７．５の間で等しく間隔が空けられている。単純な量子化器４ ０は、４つの最上位ビットだけへの接続を含み、他は廃棄されている。

４ビツト量子化器出力は、それぞれ１つの端を変調する第１と第２の変調器５０ Ａ、５０Ｂ及び図５０に示すように双極出力シーケンスを生成する差動増幅器か らなる図４０に示すタイプのパルス幅変調器５０に供給する。その結果、パルス 幅変調器５０は量子化器４０のレートの１６倍ないし１６　ｘ　６４χ４８キロ ヘルツ＝　４８．９６メガヘルツ（これは現在のＣＭＯ３技術を使用して信頼で きる作動のクロックレートの現在実現可能な限界に近付いている）で刻時する必 要がある。従ってクロックはこの周波数で作動する水晶発振器２０を含み、それ は引き続いて各々のフリップフロップパルス分割回路２１．２２により１６と６ ４に分割され、オーバーサンプル及び入力データ・ストリームをそれぞれ刻時す るのに使用する。

パルス幅変調器５０からの出力回線は円滑な通過帯域を２４キロヘルツ以上に対 して示すように構成し、その後は１−２オクターブで比較的緩やかな遷移を示し てアナログ出力信号を出すアナログフィルタ６０に供給する。

量子化器４０の４ビツトデイジタル出力は、一般的に図１２Ａに示す形のフィー ドバック・ネットワーク３０に送る。特に量子化器出力は、４ビツトアドレスに 対応して５つの３２ビット出力サンプルＳ２．Ｓｌ、Ｓｏ、Ｓ−１，８−２を生 成する単一の装置８２として設けられた５つの読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）の アドレス線に送る。それらを計算して各々の異なる量子化器出力及び関連パルス 幅変調誤差値に対する５つのインパルス・サンプル点近似を出す。「将来時」補 正サンプルＳ２゜Ｓｌは遅延して図１１Ａ−１１Ｃに示すように合成し、合成し た補正項は減算ノード８４で補間フィルタ９０からのディジタルサンプルから差 し引く。残りの３つのサンプルＳＯ，Ｓ−１，Ｓ−２はフィルタして図１４に示 す形のフィルタ８８により以上のように補正された信号と合成し、その結果は量 子化器４０に送る。

フィルタネットワーク８８は実質的に図１４に示すとおりである。信号Ｓｏは、 減算器８４からのディジタル入力信号Ｘｓを差し引く減算器９１に送り、次に遅 延段階９２を経て重み付は乗算器９３を通過して総和ノード９４に送る。遅延段 階９２の出力には更に総和ノード９５で信号Ｓ−１が加わり、その和は遅延段階 ９６により更なる乗算器９７を通過して総和ノード９４に送る。重み付は乗算器 ９３．９７はフィルタ８９から導出されるものに比べて比較的小さい補正しか行 わないことが分かり、その結果、重み付は乗算器９３．９７は比較的短い数のビ ット（この場合は５）として表現される係数により乗算でき、従って各々の乗算 器９３．９７はビットシフトと加算／減算演算を実行する手段を含んでいる（５ ビツト係数により乗算は２追加のそのような加算／減算演算として拡張できる） 。遅延段階９６の出力には総和ノード９８でＲＯＭ８２からの信号Ｓ−２を加え 、その結果はフィルタ８９でフィルタする。フィルタした出力は次に総和ノード ９４がらの信号に加えてその合計を信号Ｘｓがら差し引く。

図１６について、フィルタ８９は低周波数で高い利得を有するはずであり、これ は例えば図１６に示す構造を用いて短い語長係数を用いて達成することが出来る 。この構造はフィルタ８９を形式Ｚ２（Ｗ−ＷＯ−Ｗｌ　ｚ−１−Ｗ２　ｚ−２ ）　あるいは一般的にＺＩＩ（Ｗ（ｚ−１）　−ＷＩｌ＋１　（ｚ−１））　の ものと考することで導出する（ここでＷは最低位相フィルタの応答で、生成する 所望の雑音スペクトルの逆数）。

フィルタ８９は分母と同一ないし大きい位を持つ分子を持っＷと同じ位で回帰的 である。分母を２次節に因数分解し、（ｚ−１−１）で多項式として計算し直す ことで、短い語調係数を有する低周波数での高い利得を得ること力咄来る。

従って図１６の構造は２つの２次節を有する４次であり、各々のサンプルについ て９つの乗算と１２の加算を必要とする。乗算段階８９Ａ−８９Ｉはそれぞれ５ ビツト乗算を行い、シフト及び加算ないし減算する手段を含んでいる。上記のよ うに各々の乗算は２回以上の加算ないし減算演算を必要としない。その結果、フ ィルタ８９は４つ遅延段階と４０の加算ないし減算段階だけを用いて、関連ビッ トのシフトで実現することが出来る。

入力１０で受け取る入力信号は量子化器４ｏの内部（＋／−）４量子化器レベル 内にあるように制約する（その最も外側のレベルは３２ビツトで表すことの出来 る最高及び最低数に対応する）。これによりネットワーク３ｏにより誤差信号を 追加して、量子化器４０を過負荷する事なく＋／−３量子化器レベルまでの振幅 を持つことが可能になる。それらの状況下での量子化器の過負荷の確率は非常に 小さいことが分かる。

ＲＯＭＢ２内の５つの参照用テーブルの各々の内容は、図９について上述した方 法により導出される３２ビットディジタル語（各々の量子化器出力レベルについ て１つ）からなり、音声周波数範囲（０−２４キロヘルツ）及びその１１１０− ８までの約１゜５オクターブに対する誤差の正確な表現を含める。

雑音整形フィルタは０．２５ｄＢ音声帯域リプル及び１ｄＢ広帯域リプルで設計 する。遷移帯幅は４．２５オクターブであった。音声帯域に対する雑音密度はそ の未フィルタレベルから１８．０８ビツト低減され、その結果高周波数で１．９ ２ビツト増大する。

図１５について説明した上記のディジタル−アナログ変換器の雑音性能は従って 以下のようになる。

変調器（８ピットクロックｐｋ−ｐｋ）　３ビツト６４ｘオーバーサンプリング からのＪｎ利点　３ビット雑音整形利点　１８ビツト 合計　２４ビット パルス幅変調器５０への相互変調によりもたらされた雑音は、約２−１３からか なり低減される。即ち図１２Ｂの構造を採用することで１５ビツトまで低減する ことが出来、従って最大変調器出力よりほぼ２８ビツト以下となり、これは存在 する他の雑音＃（例えば量子化器雑音）より十分下回っている。

アナログの不完全性を許容すると、前述した図１５のディジタル−アナログ変換 器が少なくとも２２ビットの精度を示すはずであると推定することは従って妥当 なことである。

変更 特定のアプリケーションでは、上記の例の様々なパラメータは変更して変換器の 性能を最適化することが出来る。

クロックレート クロックレートを９８メガヘルツに倍増することで、信号対雑音比での１ビツト の向上を得ることが出来る。異なるパルス幅変調器出力レベルの範囲、従って量 子化器レベルは倍増するが、範囲を向上するにはフィードバック雑音に対して同 一数しか必要としない。しかし現在では、４９メガヘルツが市販されている最高 のクロックレートである。

オーバーサンプリング率 同−クロックレートでのオーバーサンプリング率が低減されると、可能なパルス 幅変調器レベルが多くなり、より細かい量子化器レベル（即ちより多くのレベル ）が得られるようになる。しかし雑音整形はかなり効果がなくなり、性能は単純 なディジタルパルス幅変調器のものに向かって収束しがちとなる。しかし同様に 、量子化器の過負荷を避けるには、２つ以上の少なくとも最低数の量子化器レベ ルを維持してネットワーク３０からの（高周波数）フィードバック雑音の振幅を 考慮することが望ましいが、これは所与のクロックレートについての高いオーバ ーサンプリング率を使用することに対して逆作用しがちとなる。

パルス変調タイプ 上記に提案した単一端変調は、必要なりロックレートは〔量子化器レベルの数〕 Ｘ（オーバーサンプリング率）ｘ（入力周波数のナイキスト周波数）という利点 を有している。表２及び図５ｂについて述べたタイプの両パルス端を変調するパ ルス変調器を使用するには、この倍のクロックレートが必要で、その結果、同一 の物理的に得られるクロックレートについて、量子化器レベルの数に対するオー バーサンプリング率の半分が必要となる。

正確さの観点からは、図４０に示すタイプの差動出力段階はアナ凸グ誤差を低減 することが出来るので、それを使用することが望ましい。

図４０の回路を使用すると、パルス幅変調器５０の最終出力は、差動段階が偶数 次非線形性を消去しているので、奇数次の非線形しか含まない。しかし完全な消 去のためには、２つの変調器５０Ａ、５０Ｂの間の非常に良好なアナログ整合が 必要となる。オーバーサンプリング・ディジタル−アナログ変換器を使用するの は正に高精度アナログ整合の必要性を回避するためである。

この問題を克服する１つの方法は、図１７について、それぞれ各々の量子化器４ ゜Ａ、４０Ｂ（各々のケースで同一）、パルス幅変調器５０Ａ、５０Ｂ（補足的 な長さのパルスを与える）、非線形フィードバック・ネットワーク３０Ａ、３０ Ｂ（その関連パルス幅変調器５０Ａ、５０Ｂの非線形性を補償するためにそれぞ れ特に構成されている）からなる１対の変調器１００Ａ、１００Ｂｔ／設けるこ とである。２つのパルス幅変調器５０Ａ、５０Ｂの出力は次に差動段階１１０で 合成してその結果的な信号は低域フィルタを通過させて出力する。各々のパルス 幅変調器５０Ａ、５０Ｂは対応する非線形フィードバック補正により補償するの で、２つのパルス幅変調器５０Ａ、５０Ｂの間の整合は、図４０の構成よりも重 要性は少なくなる。

パルス端変調の別のタイプは、前端が第１の方向に変調され（例：上昇信号値に ついて時間的に前方）及び後端が次の信号サンプルで逆方向に変調されるパルス を提供するものである。これは所与のビットクロックレートについて、各々の出 力パルスで２倍の量の情報を運ぶこと力咄来、その結果、パルス幅変調器ビット タイミングは速度制限ステップであるので、量子化器レベルを多くするが、オー バーサンプリング率を高くすることが出来るという利点を有している。それはこ の種の変調を、後に説明するディジタル電力増幅器で使用するのを魅力的なもの にしている。

ピーク変調 ピーク変調（即ち入力信号が量子化器の合計範囲を占有可能にされた範囲）は、 最終的な信号対雑音比を決定する。しがし雑音整形の効果は、フィードバック雑 音を入力信号に加える量子化器範囲の一部の利用可能性に依存している。上述の タイプのディジタル−アナログ変換器について、信号は量子化器範囲の４０−６ ０％内にあるように制約され、ディジタル電力増幅器のような他のアプリケーシ ョンは高いレベルの信号変調を必要とする。

雑音整形 高次の雑音整形フィルタにより、信号帯域内の雑音を大きく低減することが出来 る。しかし雑音整形フィルタは例えば高レベルの超音波信号がアナログ出カフ０ に現れるのは望ましくないことがあり、アナログフィルタ６０の特性を考慮する ことが一般に望ましい。高いディジタル音声性能については、５次雑音整形フィ ルタが適切な高性能を提供するはずである。

第２の実施例：ＭＡＳＨディジタル−アナログ変換器図１８について、量子化器 ４０は他の種類の量子化器と置き換えることが出来る。

即ち例えばマツヤ他により上記した論文（及び特にその図６）で説明した多段階 雑音整形ないしＭＡＳＨ量子化器を、上述した線形階段タイプ量子化器の代わり に使用することが出来る。しかしそのような量子化器は既にその出力量子化誤差 の雑音整形を含んでいる。従って図１４に示す形からフィルタ８８の構造を適合 してノード９１を変調記入力に与えられる信号に接続することが望ましい場合が ある。

この変調は、ネットワーク３０は量子化器雑音をフィルタしないが、パルス幅変 調器５０による雑音ないし非線形性のみをフィルタする。これは量子化器雑音は 上述したようにＭＡＳＨ量子化器自身内で低減されるので望ましい。

ディジタル−アナログ変換器の他の態様図１９に示す更にオプションの実施例で は、参照用テーブル８２はその入力アドレス線で、パルス幅変調器５０への現在 及び直前の両人力を含む信号を受ける。各々の参照用テーブルの大きさは従って 増大し、１６の量子化器レベルに対しては、各々の参照用テーブルに対して１６ Ｘ１６＝２５６項目が必要となる。

これはパルスの正確な形とタイミングは以前のものにわずかに影響されることが 予期されるという点で有利である（一般に直前のサンプルしか大きな作用を持た ないが）。

図２０について、量子化器の周りの雑音整形フィードバックは参照ないし限定サ イクル効果をもたらし、ときどき可聴雑音信号を生じることが知られている。こ の問題を克服するため従来技術で提案されている解決法は、量子化器入力信号に 加える±１／２ないし±１量子化器レベルに対応した大きさの本質的にランダム な（ゼロについて分散された）数を生成する生成器１２０を設けることである。

しかし一定量の雑音はそれにより不可避的に信号に加えられ、それに対応して高 性能の雑音整形フィルタが必要となる。

上記の非線形信号生成器１２０は複数の参照用テーブルからなる。しかし所望に より、ディジタル信号処理装置などのディジタル計算機を備えて、代わりに各々 の受け取ったサンプルに対応して非線形関数を計算出来ることが分かる。

代わりにランダム・アクセスないしプログラマブル読み取り専用メモリからなる ディジタル計算機（例えばＡＴ＆Ｔ社から入手可能なり５Ｐ３２あるいはテキサ ス・インスッルメント社から入手可能なＴ　Ｍ　３３２０Ｃ３２素子などのディ ジタル信号処理装置）を参照用テーブルに接続して設けることが出来る。ディジ タル信号処理装置は、一方でパルス幅変調器に続く回路内の地点及び回路の他の 非線形構成部分に接続可能な入力に接続可能で、回路によりもたらされる実際の 誤差ないし非線形性を測定するように構成する。その後に、ディジタルプロセッ サを配設して（２ＩＯＡないし図９Ｂの方法により参照用テーブル８２の内容の 値を導出し、それにしたがって参照用テーブルをプログラムする。従ってそれに よるディジタル入力１０に適用するディジタルテスト入力信号を生成することが 出来る。本発明のこの実施例は、アナログ出力段階の近い突合せを避けることが 望まれる場合に特に有利である。例えばパルス幅変調器内で有限の遷移時間によ り生じた非線形性は、変換器を使用する前に考慮に入れることが出来る。同様に 、ディジタル信号プロセッサへの入力は変換器に続くアナログ回路内の地点がら 取ることが出来るので、変換器はそれ自身の非線形性だけでなく、後続の回路の ものも補償する。

代わりに参照用テーブル８２は上記のようにプログラム可能であるが、変換器は その代わり参照用テーブル８２をプログラムするプログラミング・ボートを含め ることが出来、変換器の製造過程では変換器の非線形性をテストし、参照用テー ブルの必要な補正を計算し、ボートを経て参照用テーブルをプログラムする段階 を設けることが出来る。

第３の実施例：アナログ−ディジタル変換器アナログ−ディジタル変換での本発 明の１つの応用を図２１について説明する。

上記に参照したラルソン他の論文で開示されている高精度アナログ−ディジタル 変換器を設ける１つの方法は、アナログ入力信号を比較的低精度のアナログ−デ ィジタル変換器を通してディジタル出力信号に変換し、次にディジタル出力をア ナログ信号に再変換して、後続のアナログ入力値を修正して誤差を低減するため に使用するアナログ信号をディジタル化する際の誤差の度合を出すことである。

従って図２１は、例えば６４χ４８キロヘルツ＝３．０７２メガヘルツのオーバ ーサンプル率でアナログサンプルの各々の出力列を生成するサンプリング回路２ １０がもなるアナログ入力を示している。サンプルしたアナログ信号は図２Ａ− ２Ｆに示したいずれのネットワークとも似ているが、図２Ｆに対応して示したフ ィードバックネットワーク２３０に送る。

ネットワーク２３０は例えば交換コンデンサ・フィルタとして実現される雑音重 み付はフィルタ２３４が後に続いた減算ノード２３１を含んでおり、フィルタ２ ３４の出力は、出力ノード２７０で対応する量子化ディジタル出力を生成する粗 いアナログ−ディジタル変換器２４０に送る。次にディジタル出力は高精度ディ ジタル−アナログ変換器２４１を経てフィードバックしてノード２３１の入力信 号から差し引く。

本発明のこの実施例では、ディジタル−アナログ変換器２４１は、粗（ディジタ ル化したディジタル信号を受け取り対応する長さのパルスを生成するパルス幅（ ないし他のパルス端ないし長さタイプ）変調器２４２からなっている。図２２に 示す例では、パルス幅変調器２４２の後には積分器２４３が続き、各々の（オー バーサンプルした）サンプリング間隔中にパルス幅変調器２４２の出力を累積し 、各々のサンプリング間隔の終わりでディジタル出力サンプルと比例しノード２ ３１で次のアナログ入力サンプルから差し引く対応するアナログ出力サンプルを 供給する。

この構成は実質的に線形出力をもたらす。

図２３に示す別の構成は、連続時間アナログフィルタ３３４を使用可能にする。

連続アナログ入力信号は減算ノード３３１を通過し、サンプリング回路３２０に より（オーバーサンプリング率で）サンプルされ、対応するサンプルされたアナ ログ信号（ｒｂＪ　）は、以前と同様に粗いアナログ−ディジタル変換器３４０ によりディジタル化する。ディジタル出力（ｒａｇ）はパルス幅変調器３４２を 通して減算ノードにフィードバックする。連続時間フィルタ３３４の周波数応答 は、地点ａとｂの間の遷移関数は実質的に上記の例のフィルタ２３４のものと同 一であり、サンプリング回路３２０の周波数での応答とその周波数でのその高調 波は小さいものとなる（パルス幅変調器３４２によるこの周波数での実質的な高 調波を減衰するために）。

ｌ２Ｉ２３のフィードバックの作用は本質的にパルス変調器出力をアナログ入力 と実質的に等しくすることである。パルス幅変調器３４２に対するディジタル入 力がその出力に正確に対応するならば、それにより粗いアナログ−ディジタル変 換器のディジタル出力がそれに対応してアナログ入力に確実に近くなる。しかし 上述したように、長さではパルス幅変調器３４２の出力はその入力の非線形の歪 んだバージョンとなる。この問題の１つの解決法は、実施例１について上述した ように正確にパルス幅変調器３４２の周りにフィードバックを設けることであろ う。しかしこれは不必要に複雑となる。即ち実際に必要な全ては、上記の実施例 についてちようど説明したように音声帯域でいくつかのサンプルに対して補正を 含め出力へのディジタル語に対応するメモリ３８２内に設けた対応する参照用テ ーブル３８２Ａ。

３８２Ｅを経て複数の非線形出力Ｓ−２、Ｓ−１，３０％Ｓ１．Ｓ２を用意する ことである。合成し近似的に遅延した参照用テーブル３８２Ａ、３８２Ｅの出力 は補正済みのディジタル出力語をもたらし、それは引き続いてフィルタされ所望 のサンプルレートにデシメートすること力咄来る。代わりに参照用テーブルの内 容を異なって計算すると、その出力は粗いアナログ−ディジタル変換器３４０に より出力された語から差し引く補正値を示すことが出来る。

パルス幅変調器がディジタル入力信号を受け取り、対応する長さのパルスを生成 する上記のパルス幅変調は、均一のサンプリングを実行するサンプリング回路３ ２０（即ち各々のディジタルサンプルは一定のサンプリング間隔で次のものから 分離される）について説明した。パルスを生成したとき、パルス端の位置はサン プリング時の入力サンプルの値に依存する。これはパルス端がパルスの長さくそ れ自身可変〕により生じるときとは異なる。このため、パルス幅変調器の出方内 の上記の非線形性が生じる。

しかしクラスＤ増幅器などのアナログパルス幅変調器はしばしばパルス繰り返し 周波数ののこぎり波フォーマットを生成し、のこぎり波が入力波形を越えるとき に比較器を切り換えることでもたらされている。この場合、パルスの端は時間的 に正確にパルスが示す信号レベルと対応し、それにより上記のタイプの非線形性 は生じない。従ってパルス幅変調器は不規則な間隔でサンプリングしている（ス キューサンプリング）。この文脈で、「自然サンプリング」と称する。しかし離 散時間システムはその性質により均一のサンプリングを伴う傾向があるので、従 来ディジタル−アナログ変換器ないしアナログ−ディジタル変換語でのパルス幅 変調器非線形性を低減するこの方法は利用すること力咄来なかった。

図２４について、図２３の回路を以下のように別の例で修正する。連続時間サン プルフィルタ３３４を通してフィルタしたアナログ信号は「自然サンプリング回 路」及び非線形段階３８２を含み、それに続くディジタル回路のサンプルレート に対応した周波数でのこぎりアナログ波を生成するのこぎり波生成器３２２（例 えばアナログ積分器）を含むサンプリング回路３２１を通過させる。のこぎり波 形及び連続時間フィルタ３３４かものアナログ信号は比較器３２３の端子に送り 、それはパルスが入力信号レベルと対応した長さのパルスか出力を生成する。サ ンプリング回路３２１により生成された連続的に可変なパルス長さは、パルス端 量子化回路３９０により量子化器に変換する。パルス端量子化回路３９０は、こ の場合、カスケードされピットクロックレート（言い替えればシミュレータ３８ ２に対する入力内で最大レベル数により乗算されたディジタル・サンプルレート ）で刻時された複数のＤタイプ・フリップフロップからなるフリップフロップ回 路を含んでいる。本実施例のパルス端量子化回路３９０は粗いアナログ−ディジ タル変換器３４０を置き換えたものであり、従ってパルス端の比較的粗い量子化 を行うことが出来る。その量子化はサンプリング回路３２１で使用する自然サン プリングの線形性に影響を与えない。

従ってパルス端量子化回路３９０の出力はディジタル出力サンプルレートのパル ス波形からなり、端はパルス端量子化回路３９０の粗さにより定義される所定の 少数の時間位置の１つにある。この信号はディジタル出力４００で生成される信 号のアナログ表現であるので、減算器３３１へのフィードバックループ内でアナ ログ信号に再変換する必要はない。しかしパルスの大きさの基準化及び他のパル ス整形ないし調整を行う回路３９５は経路に配設する。

パルス端量子化回路３９０からの量子化パルス信号はピットクロックレートで刻 時され、パルス開始で使用可能になり、パルス終了で使用不能になるカウンタ回 路４０１により多ビツトディジタル出力に変換する。カウンタ４０１によりカウ ントされたパルス長さは次にディジタルサンプルレートで図２３で説明した非線 形変換器３８２に供給する。パルス変調からディジタル出力に変換する際のカウ ンタ４０１の作用は、カウンタ４０１は実際上は逆のパルス幅変調器であるので 、図２３の回路内で生じる非線形ひずみを再導入することである。従って以前の ようにカウンタ４０１の出力によりアドレスされる複数の参照用テーブルからな る補正回路３８２を配設する必要がある。

第４の実施例：ディジタル−アナログ変換器図２５について、図２３の回路を改 造してディジタル−アナログ変換器を提供することが出来る。オーバーサンプル 率のディジタル信号はピットクロックレートで刻時された多ビツトディジタル入 力ポート５１０に供給する。例えば４８キロヘルツのナイキスト周波数を有する 音声信号を示す１６回オーバーサンプルされた３２ビットディジタル入力語は、 ３２　ｘ　１６　ｘ　４８　；２４．５７６メガヘルツで刻時する。信号はネッ トワーク５３０を経て、ディジタル自然サンプリング回路としての役割をする回 路５４０に供給する。回路５４０は、それぞれ複数のビットからなる量子化ステ ップでカウントするカウンタ回路からなるディジタルのこぎり波生成器５４１を 含み、その出力は減算ノード５４２でネットワーク５３０によりフィルタされた 信号から差し引かれる。

入力信号のレベルがカウンタ５４１からのカウントを超過すると、パルスが開始 される。パルスはカウンタ５４１が３２ビット周期の終わりにリセットするまで 続く。

符号付き２進数を使用すると、パルスは減算器５４２の出力での符号ビットを検 査するだけで生成することが出来る。代わりに２レベル量子化器５４３にゼロ入 力で生じる量子化器レベルの間のしきい値を与えることが出来る。

従って回路５４０はサンプリング回路及びパルス幅変調器の両方の役割をするこ とが分かる。サンプリングはほぼ「自然」サンプリングであるので、ＣＩ＆続の アナログフィルタ６０に送る）出力パルス幅変調波形は実質的に図１の量子化器 及びパルス幅変調器構成よりも非線形性は少なくなる。好ましい例では、パルス 波変請出力は逆量子化器ないし乗算器５３１Ａを経てフィードバックし、この例 では図２Ｆに示す形のネットワーク５３０に（上述の他の雑音整形構造を置き換 えることが出来るが）対する量子化雑音を低減し、図２３の連続時間フィルタ３ ３４に対して類似の周波数応答を有する。記号ｒｚｚＪはピットクロックレート での遅延を指す。

比較的低いオーバーサンプリング及びビットレートを使用した場合、図２５の構 成は従って線形ディジタル−アナログ変換器をもたらす。図１２の回路に比べて 、これは雑音整形及び量子化器回路５３０．５４０がすべてピットクロックレー トで刻時される同一オーバーサンプリング率とビット数を必要とする。図１２の 構成では、パルス幅変調器だけがそのような高いレートを必要とする。

第５の実施例：ディジタル電力増幅器 図２６について、ディジタル電力増幅器では、ディジタル音声信号はディジタル 人力５１０で受信し、第１の実施例について説明したタイプの非線形フィートノ ルツク・ネットワーク３０．８０を経て量子化器５４０に送る。

量子化器５４０の出力は次にパルス幅変調器５５０に送る。パルス幅変調器５５ ０の出力は高出力アナログ出力端子５７０に接続された電源からアナログ低域フ ィルり５６０への高出力線内に配置されたソリッドステート・スイッチ５５１の 制御端子に供給する。無線周波数の放射と他の望ましくない作用を避けるため、 スイッチ５５１はできるだけ低い周波数でスイッチすることが望ましい。これに は低いオーツ（−サンプリング率を使用することが必要であるが、低いオーバー サンプリング率では、雑音整形で量子化器雑音を低減することは余りできない。

一般的なディジタル電力増幅器については、従って入力信号は８−１６の比率で オーバーサンプルする。量子化器５４０は高いレベル数を持つこと力咄来、従っ て大きな精度を持つことが出来るが、あるいは代わりに、ネットワーク３０内の 雑音整形は音声帯域外の大きな増大を犠牲にして音声帯域内の量子化器雑音を効 果的に低減する高次（例えば８−１６）のフィルタを含めることが出来る。切り 替え装置５５１はサイリスタないしトライアック素子ないしＭＯ３ＦＥＴ素子と することが出来、そのような装置は、２つの隣接するパルスの端が相互作用する とディジタルサンプル時の間で生じる誤差の原因となり得る有限の立上がり及び 立下がり時間を持っている。本実施例では、ネットワーク３０内の非線形フィー ドバック８０を計算して図１９について説明したようにスイッチ５５１による誤 差及びパルス幅変調器５５０による誤差を補正することが出来る。

パルス変調器は代わりに、先述したように第１のサンプルがパルスの前線を変調 し、第２のサンプルが反対方向の後縁を変調するダブルないし連続縁タイプのも のとすることが出来る。この場合、パルスの２つの端ないし２つのパルスの端は 、非常に近く近付（ことが出来る。従って本実施例では、非線形補正は図１９に ついて説明したように２つないしそれ以上の隣接したサンプルに依存する。

第６の実施例：予測補正 上述したように遅延無しにフィードバックを利用してパルス幅変調器への入力で のサンプルがパルス幅変調器の出力で生成したひずみについてサンプルを補正す ることは可能ではない。従って補正は次及び後続のサンプルに適用しなければな らない。

量子化器４０がパルス幅変調器５０に先行した図１の構造では、パルス幅変調器 ５０への入力ではこの地点の信号は比較的粗く量子化されているので、正確な補 正を適用することはできない。代わりに補正は量子化器４０の前の回路内の多ビ ット信号に適用しなければならない。

図２７について、ディジタル人力６１０からの信号は雑音整形ネットワーク６３ ０を経て量子化器６４０に供給し、その出力はネットワーク６３０にフィードバ ックし、図１にあるようにパルス幅変調器６５０に送る。

ネットワーク６３０に送る前に、信号は遅延線６９０によりｍ時間遅延し、遅延 した信号から、減算器６９１で補正項を差し引く。減算器６９１への入力は予測 回路７００から導出する。予測回路７００は、実際上、例えば各々が中心パルス Ｓｐａ及び将来時、過去補正パルスＳｐｎ、　５ｐ−ｎからなる５パルス表現の 対応する補正インパルスを生成する複数の参照用テーブル６８２Ａ、６８２Ｂ、 ６８２０などをアドレスするのに使用する量子化器６５０に対する入力を形成す る信号の表示を生成する。量子化器の出力を示す信号は、パルス幅変調器誤差だ けを示すように中心時間サンプルＳｐｏから差し引く。次に参照用テーブル出力 は長さｍ＋ｎ−１の遅延線の後続段階に加え、そのようにして導出した合計誤差 補正はノード６９１で遅延線６９０からの信号から差し引く。遅延線６９０の長 さは過去補正パルスの数のｍで、従って中心時間パルスＳｏを補正を計算して補 正する誤差の原因となる入力サンプルと整列するのに十分である。

言い替えれば、本発明のこの実施例では、パルス幅変調器非線形性の作用を次及 び後続のサンプルで補正する代わりに、引き続いてパルス変調器６５０を通過す るときに誤差をもたらす同じサンプルに補正を適用する。

−蔑すると、これはフィードバック補正の必要性をなくし、パルス変調器誤差を まとめて示しているように見える。しかし良く見るとそうではない。量子化器６ ４０の出力（及びパルス幅変調器６５０への入力）を示す参照用テーブル６８２ Ａ　−Ｅに供給される信号は、入力６１０からの信号を元にして導出される。し かし減算器６９１で補正項が減算されるとき、その結果は量子化器６４０により 量子化されるとき、量子化器６４０により加えられた雑音により明かに異なる。

例えば補正項の作用が量子化器レベルしきい値の１つを越えて入力を量子化器６ ４０にシフトすることであれば、量子化器出力はもはや参照用テーブル６８２を アドレスするのに使用した予測出力にしたがったものではなくなる。ディジタル −アナログ変換器では、量子化器は比較的粗く、従って実質的な振幅を有する雑 音を加える。回路７００及び減算器６９１により適用される予測補正は従ってパ ルス幅変調器６５０による誤差を効果的に低減するには不十分である（しかし例 えばディジタル電力増幅器などの量子化器雑音振幅が低い他の一部の応用では、 予測補正はパルス幅変調器誤差を受け入れ可能なレベルに低減するのに十分な場 合がある）。従ってネットワーク６３０は、量子化器６４０の出力によりアドレ スされ、対応する補正パルスを出力する複数の非線形参照用テーブル７８２Ａ、 ７８２Ｂ、７８２Ｃ１７８２Ｄ、７８２Ｅを含んでいる。補正パルスからは予測 参照用テーブル６８２Ａ−６８２Ｂ　（時間アラインメントのためｍサンプリン グ間隔だけ遅延されている）により生成された対応するシミュレーション・パル スの大きさを差し引いて予測器により行われる出力シミュレーションを考慮する 。中心時間補正パルスＳｏについては、予測中心時間パルスＳｐａと予測量子化 器出力Ｘ９間の差は減算器６９１の誤差信号に現れる項であるので、それを代わ りに差し引く。便宜上、参照用テーブルＳＯはシミュレートしたパルス振幅を含 む代わりに、対応する差ないし補正パルス（Ｓｏ−Ｘｐ）を格納することが出来 る。

このようにして形成した差は減算器６９１での予測補正の後に残っている誤差を 低減するのに必要な補正を示している。それらは図１２Ａ、１２Ｂについて説明 した形で雑音整形し、入力信号に加え戻す。

入力ツードロ１０から予測補正パルス生成器６８２への経路には、予測量子化器 出力信号を形成する回路６８５が含まれる。従って一般に、入力信号が連続して 通過するもの（６４０，６３０）に似た雑音整形回路を含み、またアドレス線の 数を低減するために量子化器を含めることもできる。

ここで予測補正に適用する本発明の別の実施例を説明する。図１３について、及 び一時的に量子化器の存在を無視すると、図２８は図１３の回路を書き直した場 合の作用を示しており、全てのフィルタは１サンプルだけ概念的に進められてい る。

これが行われれば、フィルタ曹（ｚ−１）　−１は単一体となり（ここでは遅延 はないので）、８８ｂ、８８ｃのフィルタｗｉはｚ　（Ｗ２　（ｚ−１）曹（ｚ −１）−１）が２（ｖ（ｚ−１）−１）などになるようにそのインパルス応答内 に１つの更なる早期の項を含む。

次に「即時」ないし遅延自由項ＷＩＳ−１，Ｗ２Ｓ−２をフィルタから差し引い て概念的な遅延自由フィードバックループに入れることが出来る。但しこれは実 際の回路として提案されているのではなく、単なる例示であることを理解する必 要がある。従って補正する誤差をもたらすサンプルに続くサンプルに加えられる 補正インパルスＳｏとＷＩＳ−１％Ｗ２Ｓ−２は、最初に変調記入力を差し引い た後に代わりに減算ノードで同一サンプルに加える。残存する補正インパルスＳ −１、Ｓ−２等は各々の雑音整形フィルタ８８８ａ、　８８８ｂに供給して次及 び後続のサンプルに加える。

しかし物理的に不可能な遅延自由フィードバック経路を含む回路８８９は、回路 ８８９への全ての入力Ｘについて、入力Ｘだけに依存する出力Ｙを定義でき、遅 延自由項が取り除かれたフィルタ８８８ｂ、８８８ｃが物理的に実現可能である ので、単純な参照用テーブルと置き換えることは可能である。

図２９について、本発明のこの実施例では従って、出力信号をアドレス線に適用 するディジタル語の非線形関数として生成するＲＯＭ８８９を配設する。出力信 号は量子化器８４０に供給し、その出力は雑音がフィルタされた複数の参照用テ ーブル８８２Ａ、８８２Ｂ、８８２Ｃにフィードバックする。

参照用テーブル８８２Ａ、８８２Ｂ、８８２Ｃは非線形回路８８９により適用さ れる処理を考慮するために変更する。非線形回路８８９は量子化器８４０と共に 非線形量子化器を構成するように考慮することが出来る。代わりに非線形回路８ ８９は数値反転補間法（例えば二等分法ないしセカンド法）を用いて入力Ｘから の出力Ｙの各々の値を計算するディジタル信号処理装置により行うこともできる 。しかし実際の非線形回路８８９の分解度は後に続く量子化器８４０の分解度を 大きく超過する必要はないので、ＲＯＭを使用することが好ましい。従って入力 ディジタル語の高次のビットだけでアドレスされた比較的小さいＲＯＭを使用す ることが出来る。

第７の実施例：量子化器過負荷低減 量子化器の出力をその入力にフィードバックし、量子化器雑音をフィルタしてそ れを信号帯域外に再分散するどの種類の雑音整形システムでも、量子化器の入力 での信号が量子化器の一番はずれたレベルを超過する可能性がある。これが生じ る場合、量子化器応答は非線形になり、どの様な量のフィードバックあるいは雑 音整形でも非線形性を低減することはできない。

雑音整形を使用する場合、関心信号帯域内の量子化器雑音のレベルは低減される が、それはその帯域以上では増大し、量子化器の過負荷という目的のためには、 そのスペクトル分布というより重大な雑音の大きさとなる。図１２に示した例に あるように、入力信号が一般的に量子化器の内部レベル内にあるように制限する 場合でも、量子化器雑音は信号レベルに加えたとき、しばしば一時的に量子化器 を過負荷する可能性がある。

過負荷が単に量子化器それ自身が入力信号をクリップするのを可能にする形を取 るならば（例えばそれを実際の９のレベルの代わりに７の最大量子化器レベルに あるように制約することにより）、量子化器誤差は一２レベルだけ増大する。

この誤差に対する増大は例えば図２０に示すフィルタを通してフィードバックさ れ、典型的な例のフィルタでは、対応して量子化器上の入力で＋４−＋５の摂動 を生成すること力咄来る。従って次のサンプルは量子化器を更に大きく過負荷し 、明かに急速に不安定性をもたらす。

量子化器が追加レベルを持つことを許されていれば（それに対するパルス幅変調 器相当出力はない）、誤差がフィードバックされないようにクリッピングを量子 化器出力の後に行うことが出来る。

しかしフィードバック無しには、誤差は信号帯域内の成分を含み、その結果、感 知されるものとなる。従って既知のアプローチではそれらの両極端の間で妥協を 図ろうとしている。クリップ回路は、不安定性を誘発しないように慎重に制御し て、少ないクリップ誤差の雑音整形量を提供する雑音整形フィルタ内に配置する 。

上述したように、クリッピングにより生じた負の量子化誤差は、量子化器を更に 過負荷する原因となる量子化器に入力する次の信号に対する正の補正をもたらす ので、正の量子化器誤差が先行するサンプルに加えられたならば、そのフィード バックは、信号レベルを低減する傾向を持ち過負荷が生じない点までそれを行う ように構成することの出来る次のサンプルで負の補正を生成することになる。

図３０について本発明の本実施例の量子化システムでは、複数（例えば３２）の ビットからなるディジタル信号はディジタル入力９１０でオーバーサンプル率で 受信し、ネットワーク９３０を通して量子化器９４０に送り、量子化器９４０は その出力で低減された数のビット（例えば４）からなるディジタル信号を生成す る。出力信号はネットワーク９３０を経てフィードバック後続の量子化器入力を 修正して、雑音整形フィードバックを提供する。ネットワーク９３０は図２０に 示すものと同様で、それに対応して量子化器出力信号と量子化器入力でのサンプ ルの間の差（量子化器誤差）を形成する減算ノード９３１を含んでいる。誤差は フィルタ９３４を経てフィードバックして加算ノード９３２でｆ歩続の入力サン プルに作用する。

本発明の本実施例を実施するため、量子化器補正を信号に加える地点（９３２） と量子化器９４０の間に、遅延段階９５０を配役する。従って遅延段階９５０の 前の信号は量子化器９４０の入力での現在サンプルの後、次に量子化される値を 示す。フィードフォワード経路９５１は遅延９５０の周りに配設し、量子化器９ ４０に接続された制御装置９４５に接続する。回線９５１を経て受信した信号の 値が、サンプルは量子化器入力で受信したときに量子化器を正の方向に過負荷す ることを示す場合は、制御装置９４５は対応する正の量子化器誤差を量子化する サンプルに加え（そしてそれに対応して負の過負荷の場合は負の誤差）、この誤 差は減算器９３１を通して逆に伝搬して次のサンプルに作用してその大きさを低 減して過負荷を防ぐ。導入した誤差はそれ自身雑音整形により整形され、その結 果、信号帯域内の成分は実質的に低減される。図３０の回路は、制御装置９４５ が不活性な状況下では、信号は１サンプル周期遅延されることを除いて、図２０ に示すものと機能的に同一であることが代数的に分かる。

制御装置９４５により生成された誤差が逆に伝搬して次のサンプルに作用するよ うにするため、第１のフィードバック経路９３５（不可避の１段階遅延を含む） を遅延９５０に続く信号経路に配設する。図２Ａに示すように１次雑音整形だけ が行われるならば、フィルタ９３４と関連経路及び加算器９３２は不必要になる 。しかし高次の雑音整形が所望される場合は（本発明の実施例で強く望まれるよ うに）、雑音整形フィルタの複雑性と回帰的な性質は、以下に述べる理由により 遅延９５０に続く地点にフィードバックすることはできないことを意味する。こ の問題は、図２０のフィルタを、−Ｗｌの固定乗算を実行する乗算器が配置され た第１の部分９３５と形式ｚ２　（’Ｆ　（ｚ−１）　−１＋Ｗ１ｚ−１）を有 するフィルタ９３４からなる形に分離することにより克服する。

制御装置９４５はディジタル計算装置で構成することが出来る。この場合、装置 の操作の流れは次のようになる。

回線９５１からの信号の値を検査する。この信号だけの値では、以前の量子化器 出力からの補正項が回線９３５と総和ノード９３６を経て加えられるので、量子 化器が過負荷するかどうか判定するには不十分である。従って現在の量子化器入 力と出力の値を減算し、その差を−Ｗ１で乗算する。この値は回線９５１からの サンプルに加え、量子化器９４０への入力で現れる次のサンプルを示す。この値 が量子化器範囲内ならば、制御装置９４５は何の処置もせずに量子化器９４０は 通常通りに作動する。他方、値が量子化器過負荷が起こりそうであることを示す ならば、制御装置９４５は量子化器９４０に対応する誤差を現在の量子化器出力 に加えるようにする。制御装置９４５は量子化器９４０前の信号に小さい増分を 加えたり、あるいは量子化器の作動に影響を与えることが出来る。制御装置９４ ５と量子化器９４０は丸めルチーンを実行するように構成した１つのディジタル プロセッサを含むことが出来るが、量子化器の出力状態の限定された数故に、計 算できる全ての解決法は実際、アドレス線が共に現在の量子化器入力サンプルと 回線９５１から受け取ったサンプルに応答するＲＯＭ内に格納することが出来る 。

制御装置９４５はまた回線９５１から受け取った次のサンプルを補正する作用は 、現在サンプルも過負荷を生じさせるものであるかどうか評価するように構成す る。

そうである場合、本実施例では、過負荷を補正する試みは行われない。

またいくつかの先の段階を検査するのに有利で、直前のサンプルの補正が過負荷 を生じる場合は、代わりにそのサンプルを前もって補正する。

図３１はこのタイプの実施例を示しており、１つのＲＯＭ　１０４０は共にその アドレスバスに結合された３つの４ビツト入力！！１０５０．１０５１．１０５ ２に応答し、他の線１０５１．１０５２の値が予測量子化器過負荷を示すならば 、補償誤差が導入される場合、第１の線１０５０上のサンプルの量子化表現に対 応する出力を生成する。２つの遅延段階を使用することで、２つのサンプルの１ つのオプション的な補正が可能になり、これは直前のサンプルに量子化器を過負 荷を生じさせないでそのサンプルを補正することが可能でない場合に有利である 。

図１に示すタイプの回路は一般に安定している。しかし本発明の第１の実施例に あるようにフィードバック経路内に非線形性を導入することは、不安定性が生じ る可能性をもたらすが、その不安定性を防ぐには様々な手段がある。図３０．３ １について説明した量子化器か負荷を回避する処置を使用する場合、１つの特に 好ましい方法は、量子化器過負荷の特定のケースで不安定性を単に防ぐ代わりに 全てのサンプルを不安定性の可能性についてテストし、それが生じないように制 御装置９４５を構成することである。１つのＲＯＭ　１０４０は、過負荷と回路 の不安定性を避ける量子化器の役割をすることが出来る。しがし雑音整形フィー ドバックループ内で制御要素（出来れば参照用テーブル）を使用してサンプルご とのベースで不安定性を防ぐことは、上述のもの以外にも他の多くのアプリケー ションに適用することが出来る。

本実施例と図３０のものは、特に１ビツト（２レベル）量子化器で特に有利に利 用できる。

第８の実施伊ロディジタルーアナログ変換器第８の実施例を説明する前に、以前 の実施例のいくつかの特徴を要約するのが都合がよい。

図１９の実施例では、非線形補正を提供する参照用テーブルはパルス幅変調器に 入力する現在サンプルと先行するサンプルの両方に共に応答することが出来るこ とを開示している。

図２７の実施例では、パルス幅変調器非線形性は引き続いてパルス変調器を通過 するときに誤差をもたらすサンプル上で補正され、予測補正の不正確さによる残 留誤差は雑音整形する。バルク遅延６９０を設けることで、装置は先を読み、後 続のパルス幅変調器入力を予測し、ＲＯＭ　６８２を用いてフィードフォワード 補正を行うことが出来る。

図２９の実施例では、パルス幅変調器に入力したサンプルに対して非線形補正を 用い、正方向信号経路内に参照用テーブル８８９を設け、フィードバック参照用 テーブル内でこれを補償することで、その同一サンプル内のパルス幅変調器誤差 を計算する。

第７の実施例では、図３１はいくつかの相互に遅延した入力サンプルに共に対応 して、入力サンプルを量子化して過負荷を回避する信号経路内の１つのＲＯＭを 示している。

上述したように、パルス幅変調器入力で非線形補正を行うことは、その地点の信 号は粗く量子化されているのでできない。量子化器入力で信号を補正することも 、量子化器によりもたらされる誤差を考慮していないので、直接的にはできない 。従って本発明では、量子化器誤差を考慮して未量子化信号に対してフィードバ ックで行う。しかし上記したように、量子化器誤差の大きさはかなりのものとな り、不安定性その他の問題をもたらすことがある。本実施例では、不安定性を避 けるために、第６の実施例の解決法を採用して補正をできるだけ正方向信号経路 で行い、フィードバック信号の大きさを低減し、回路の不安定性に対する傾向を 低減する。

本実施例では、正方向経路内のＲＯＭ８８９に先行する遅延段階を設けて、いく つかの別々に遅延された入力サンプルに共に対応するようにする。従って後のサ ンプルに対応してパルス幅変調器出力で将来生じる誤差についてサンプルを補正 することが出来、かくしてＳ−ｉ補正サンプルを直接的に加える。しかし第６の 実施例で既に述べたように、そのような補正は、フィードフォワード補正ＲＯＭ で得ることの出来る遅延サンプルはパルス幅変調器への入力に正確に対応しない ので、完全なものとすることばできない。それらは更に後に生じるサンプルを考 慮するためにフィードバックにより修正するのである。従って第６の実施例にあ るように、予測を使用することによる誤差があり、この予測誤差は先の実施例に あるように非線形フィードバック補正を後続のサンプルに提供することにより考 慮する。

本実施例では、正方向信号経路に差動遅延を配置し、正方向経路内のＲＯＭにフ ィードフォワード（遅延フリー）補正を提供することにより、装置で（部分的に ）、先に生じるサンプルに対して補正を行うことでサンプルによるパルス幅変調 器出力内の誤差を補正することが出来る。このフィードフォワード補正故に、１ ］　＋２Ａ　−１２ｃについて説明した遅延雑音整形フィードバックは、補正イ ンパルスは直接信号サンプルに加えることが出来るので、直接的には必要ない。

先行及び後続のサンプルに加える補正はかくして図１２Ｂでそうであったように 対称的なものになるが、対称性は図１２Ｂで行われたように、「将来時」補正イ ンパルスを遅延するよりも入力信号を遅延することにより達成する。

しかし提供する「将来時」補正は、更に将来に対してサンプルと、そのようなサ ンプルによる補正を装置内のそれらに加える作用を考慮しないので、正確ではな い。このように適用する予測補正とパルス幅変調器の実際の出力間の差は、従っ てフィードバックして、遅延雑音整形を用いて後のサンプルを補正しなければな らない。

図３２について、本実施例ではパルス幅変調器１１５ｏへの入力は、本実施例で 図２９のＲＯＭ８８９のように「同一サンプル」補正を行う参照用テーブルＲＯ Ｍを含む非線形生成器１１８５から行う。ＲＯＭ１１８５のアドレス線には、合 成ネットワーク１１３０から供給された２つの粗く量子化されたサンプルが接続 され、各々の線の量子化器１１４０Ａ、　１１４０Ｂは本実施例では、並列バス の低次ビットを単に切り捨てる段階となる。例えばＲＯＭ１１８５は２つの７ビ ツト量子化器号からなる１４アドレスビツトに対応することが出来る。パルス幅 変調器１１５０への入力は単位遅延１１８１を経てパルス幅変調器への入力の非 線形関数である複数の出力をもたらすＲＯＭ１１８２にフィードバックする。シ ミュレータＲＯＭ１１８２の出力は第１の線形ネットワーク１１８４で入力信号 と合成する。フィードはネットワーク１１８４がら第１の量子化器１１４０Ａに 正方向に行う。その後信号経路は１段階遅延１１８７と更にシミュレータＲＯＭ １１８２の出力に接続された線形ネットワーク１１８３を通過し、その出力は第 ２の量子化器１１４０Ｂにいく。

実際、遅延１１８１はＲＯＭ１１８２の出力経路内に配置することが出来、ＲＯ Ｍ１１８５と単一の装置を形成することが出来る。もちろんＲＯＭ１１８２はま た、ＲＯＭ１１８５出力からよりも量子化器１１４０Ａ、　１１４０Ｂからアド レスすることが出来る。しかし図示する構成は、はんの少数のビットでアドレス する（パルス幅変調器１１５０への入力は少数のレベルしか含まないので）コン パクトなシミュレータＲＯＭ１１８２の実現が可能にするという点で都合がよい 。

第６の実施例にあるように、本実施例はＲＯＭ１１８５で若干の瞬間的な補正を 行い、フィルタ声ットワーク１１８４．１１８３は瞬間補正を考慮するために再 構成するので、フィードバック回路はＲＯＭ１１８５自身が提供しないそれらの 信号経路を瞬間的に提供する。

図３３について、先述したようにＷは必要な雑音重み付はフィルりで、ＷＮ４よ フィルタのインパルス応答のＮ番目の項で、ＷＮは以下からなる切捨てフィルり である。

パルス幅変調器への入力Ｙに対応してパルス幅変調器の出力の音声周波数作用を 刺激するインパルスＳ−１，ＳＯ，Ｓｔは、フィードバックし、雑音重み付番ナ フィルタのインパルス応答の最初の３つの項でそれぞれ重み付けし、ネットワー ク１１８３で量子化器１１４０Ｂに供給された信号から差し引く。ネットワーク １１８４で番よ、サンプルは時間アラインメントのために作動的に遅延し、総計 して減算ノード１２８１で３倍に遅延した入力信号から差引き、その差はフィル タ１１８８応答ｚ３［Ｗ（ｚｉ）−ｗ３（ｚ−１）］　でフィルタし、遅延１１ ８７前に入力信号に加える。インパルスＳ１は同様にノード１２８３で一度遅延 した入力信号から差引き、係数Ｗ１で基準化し、入力信号に加え、また遅延して インパルスＳＯに加え、ノード１２８２で２回遅延した入力信号から差引き、係 数Ｗ２で基準化して、入力信号しこ加える。

図３４について、図３３の回路は以下のように単純化することが出来る。まず、 ネットワーク１１８３は定数により乗算を提供するので、ＲＯＭ１１８２は格納 された値５Ｔ＝−（Ｓ１＋ＷＩＳＯ＋Ｗ２Ｓ−１）　を含むことが出来る。これ は、ネットワーク１１８３はここで１つの加算ノードを含むので、必要な計算数 を低減する。減算ノード１２８１への遅延入力信号経路は残存しているが、ノー ド１２８２及び１２８３への経路は除去され、図２Ｅと２Ｆの間の変換にあるよ うに、直接信号経路も除去される。フィルタ１１８８は図３６に詳細に示す。ｗ ｌの値は２で、ｗ２の値は３．８７５　＝　３１　ｘ　２−３である。

補間回路 図３５について、１つの適切な補間回路の構造を簡潔に説明する。線形補間回路 がそれ自身よく知られており、他の応用では他の回路も等しく適する場合がある 。

補間回路９０はディジタル入力ボートｌＯで入力信号をその信号について８ｘナ イキスト周波数（即ち１６ｘ信号内の関心最高周波数）のレートで、例えば１符 号ビットを有する２０ビット平行信号を受け取る。入力信号は信号から差し引か れたフィードフォワード経路内の単位遅延からなる微分段階９１により微分し、 微分した信号は２０ビツトラツチ９２でラッチし、それから入力サンプリング周 波数（即ち６４のオーバーサンプリング率）ｘ８　の周波数で読み取る。ラッチ ９２から読み取った信号は１遅延フイードバツク累算器からなる積分段階９３で 累積し、積分器９３の出力はバス内のワイヤを再接続して４ビツト右方向シフト を行う右シフト回路９４により１６で割る。積分器９３の出力は、積分器２３は 微分回路９１のレートの８倍で作動しているので、２３ビツトワイド・バスとな る。

フィルタ フィルタはもちろん従来技術でよく知られているように、いくつかの異なる構造 で実現することが出来る。図３６には１つの適した構造を例示しており、分子乗 算器ｎｏ−ｎ５で分子係数により乗算されるフィードフォワード・タップを有す るカスケード化積分部分と分母乗算器ｄｉ−ｄ５を通した積分器の連鎖の終わり からのフィードバックからなる。フィルタは５次で、分子及び分母係数は次の通 りである。

分子： ｎ　Ｏ＝　０．０３８４１４　：　１５７　ｘ　２−１２ｎ　１　＝　０．４７ ８９１２　＝　９８１　ｘ　２−１１ｎ　２　＝　２．１９５８４　＝　２２４ ９　ｘ　２−１０ｎ　３　＝　６．０５４４４　＝　３＋００ｘ　２−９ｎ　４ 　＝　１１．０８５０３　＝　２８３８χ２−８ｎ　５　＝　６．７９１４５　 ＝　８６９　ｘ　２−７分母： ｄ　１　＝　−０，０６８２６１＝　−２８０ｘ　２−１２ｄ　２　＝　−０， ０５０１１９＝　−６５７ｘ　２−１７ｄ　３　＝　−１，７８２６ｘ　１０− ４　＝　−７４８ｘ　２−２２ｄ　４　＝　−４，７９１４ｘ　１０−６　＝　 −３２２ｘ　２−２６ｄ　５　＝　−５，５６６８ｘ　１０−８　＝　−＋２０ 　ｘ　２−３１設計は大きなビットの加算及び減算の数を低減するように構成す る。各々のバスで、数値のコロンの前後の数は、概念的なバイナリ点に関したそ れぞれＭＳＢ及びＬ　Ｓ　Ｂの−を示している。負の符号はバイナリ点に先行す る−を示している。

数字には一般に符号がついている。スイッチオンにすると、全てのラッチｚ−１ はゼロに設定される。

別の構成 図３３ないし区３４の実施例は、その機能に影響を与える事なく構造を変えるこ とが出来る。図３７で、図３７の遅延入力信号経路は別々に配殺し、図３６のフ ィルタ１１８８を変更して正方向信号経路を取り除いている。更に図１１Ｃの形 で、図３３と３４でＲＯＭ１１８２の出力に接続した時間アラインメント遅延は 、ＲＯＭ１１８２への入力に再配置し、また図１９の形でＲＯＭを複数の相互に 遅延された入力に共に対応するようにする。これはＲＯＭの必要記憶容量を２１ ２ビツトに拡張するが、このサイズのＲＯＭは容易に入手することが出来る。Ｒ ＯＭの出力ＳＴは図３４にあるように、ＲＯＭ　１１８５の一度遅延された出力 （パルス幅変調器への入力）だけに対応して生成されるシミュレーションパルス Ｓｔ％５Ｏ１Ｓ−１の重み付は総計を含んでいる。ＲＯＭ１１８２の出力ＳＯは ノード１２８２．１２８３で無効にしたフィードバック入力を先にもたらし、フ ィルタ１１８８からの取り除いた項を示し、ＲＯＭ１１８２の出力ＳＶは図３３ の減算ノード１２８１の無効にされた入力を含む。それらの３つのＲＯＭ出力は すべてパルス幅変調器の出力と必要な雑音重み付けＷの知識から事前に計算する ことが出来る。

最後に本実施例で存在する遅延入力経路は、図２Ｅと２Ｆの遷移にあるものと同 じ形で不要にすることが出来る。良好な補間回路９０は必要とするが、音声帯域 の作用は非常に小さい。遅延正方向信号経路を保持するならば、それらは比較的 低いビット精度で配設するだけでよい。

フィードフォワードＲＯＭ 図３訳３９について、フィードフォワードＲＯＭ１１８５の内容を導出する方法 を開示する。

最初に上記のゲルシン及びクラベン論文について開示したように雑音重み付はフ ィルタＷを音声スペクトルに対して延長しているストップ帯域と音声スペクトル 以上の比較的平らな通過帯域を有する最小位相フィルタとして導出する。１組の パルス５−ｉ−３−ｊを次に導出して上述のようにパルス幅変調器を含む出力段 階の非線形誤差の作用をシミュレートしてパルス幅変調器の各々の可能性のある 出力に対してそのような１組のパルスをもたらす。

２つの量子化器１１４０Ａ、　１１４０Ｂで出力される量子化信号Ｑ１、Ｑ２の 初期値を選択する。図３９についてそれらの値を用いて、１対の対応するＲＯＭ 出力値Ｙ１、Ｙ２を計算する。

その計算の信号流れ図である図３９について、タスクは誤差項ｅ１と８２をでき るだけ小さくするｙｌ、ｙ２の値を計算することである。Ｑ２に現存する情報が Ｑｌ（及びネットワーク１１８３により導入される余分な項）に転送されるとき に、ｙｌは現在時に変調器に送られる信号として解釈され、ｙ２は次のサンプル 時に入力される変調器に対する近似として解釈される。

量子化を無視すると、値ｅ１、ｅ２は両方とも強制的にゼロにすることが出来る 。ｙｌ、ｙ２の必要な値は例えば次の非線形連立方程式を解くことでめることが 出来る。

Ｑ１＝　ｗｌ、ｓ−１（ｙｌ）＋ＳＯ（ｙｌ）＋Ｓ−１（ｙ２） Ｑ２＝　ｗ２．Ｓ−１（ｙｌ）＋ｗ１．Ｓｏ　（ｙｌ）＋Ｓ１　（ｙｌ）＋Ｗ１ 、Ｓ−１（ｙ２）　＋ＳＯ（ｙ２）＋Ｓ−１（ｙ３） しかし２番目の方程式の最後の項にはｙ３が含まれ、従って２つのサンプルに入 力する変調器の予測として解釈される。そのような予測を正確にしなければなら ないことを避けるため、ここに任意の式を挿入する。ｙ３−　（Ｙ１＋ｙ２）／ ２が都合がよいが、他の値を使用することもできる。

例えば値ｙ１とｙ２がフィードバック誤差の大きさが過負荷を生じる値に近いか どうか見るには調節過程でそれらをテストすることが必要である。ｙ２が最大受 容可能レベルを超過するならば、最大受容可能誤差に設定し、ｙｌはｅ２がゼロ であるように調節する。ｙｌが最大受容可能レベルを超過するならば、それは最 大レベルに設定する。

計算した出力値Ｙｌは次にＲＯＭ１１８５のアドレス船でＱｌとＱ２により定義 されるビットパターンに対応するアドレスに格納する。この過程はそこでＱｌと Ｑ２の全ての他の量子化値について繰り返す。量子化器１１４０Ａ、　１１４０ Ｂの出力の値は実際には大きく違わないので、実際には大きく異なるＱｌ、Ｑ２ 値によりアドレスされるＲＯＭ１１８５内のそれらの項目は実際には計算して格 納する必要はない。

この場合の有意義な値の計算も可能ではない。

図３９を考察し、図３３．３４と比較することで、フィードフォワードＲＯＭ１ １８５内の格納値Ｙｌを計算するときに考慮されるシミュレートしたパルス幅変 調器出力は実際にはフィードバックネットワーク１１８３．１１８４内に存在し ない経路に対応することが分かる。図３９の概念的な構造は、フィードバックを 有する高利得演算増幅器を有するＲＯＭ１１８５の類比を示すために描いたもの で、その出力はフィードバックは入力信号をその入力で消去するという制約によ り決定される。この構成は単に明解にするために示したもので、実際の回路を記 述したものではない。

もちろん図３２−３４の構造は、２倍に遅延した入力経路に対応してＲＯＭ１１ ８５に対する第３の量子化入力を提供することで拡張できることは明かである。

この場合、第３の入力Ｑ３に対してＲＯＭに格納された出力値を導出する過程の 拡張は明かとなる。

予測電力増幅器 図２６について上述したように、本発明を用い、パルス幅変調器の出力を接続し て低域フィルタ５６０によりフィルタされた電力トランジスタ５５１を駆動して ディジタル電力増幅器を提供することが出来る。上記したように、各々のパルス の両端を後続の信号サンプルで変調するパルス幅変調器５５０は特に、信号情報 がパルス幅変調器５５０により出力するレートを倍増する場合に適している。し かし上記したように特定の信号値では、パルスの端は近接し、パルス端の移動は 密接に相互関連する。この場合、半導体スイッチ５５１は例えばトランジスタの 容量により有限の立ち上がり、立ち下がり時間を持つので、端は互いに相互作用 することができる。この場合、補正サンプルは隣接するパルス値の組合せに依存 して導出し、フィードバックＲＯＭは図１９にあるように、相互に遅延したフィ ードバックサンプルの対に対して共に対応する。第８の実施例は、ＲＯＭ１１８ ５は２ないしそれ以上相互に遅延してサンプルに対して共に対応し、従ってパル ス端の間の相互作用を考慮することが出来るので、このタイプの変調器を使用す る電力増幅器に特に望ましい。

第８の実施例のこの特定の用途では、図３８の過程を行って誤差ｅ１、ｅ２の関 数を最小にするために選択した量子化値でＹｌ、Ｙ２を計算する（誤差をゼロに 設定し、次に続いてＹ、をＲＯＭ１１８５に格納するために量子化することによ りＹｌ、Ｙ２を高精度に計算する代わりに）。

−一　増加　Ｑ 噸−増加　Ｑ　４ ｘ１◆１ Ｆ／６７７ｂ ＦＩＧ、７３ Ｆ／（ｉ２２ 特表千６−５０８４８４０５’） 特表平６−５０８４８４　（２７） 国際調査報告 自−＝ｉｍ−１ｈ＝＝ａｅｍｏｍｓｏ、ＰＣＴ／ＧＥド１２／ｆコー０３１２国 際調査報告

Claims (39)

【特許請求の範囲】
1. １．パルス端変調器及びその出力の以前の値での誤差に依存してそれへの信号入 力を修正し、所望の信号帯域内の前記誤差の作用を低減する手段からなる信号変 換器。
2. ２．量子化器の出力により制御するパルス端変調器を含み、量子化器入力はその 出力に依存して非線形段階により処理して所定の信号周波数帯域に対するパルス 端変調器による対応する非線形性の作用を低減する信号変換器。
3. ３．信号入力と、量子化器と、量子化器雑音のスペクトルに作用するように構成 してフィードバック経路無しに示されるスペクトルに関した所望の周波数帯域で そのレベルを低減する前記量子化器の周りのフィードバックネットワークと、前 記量子化器の出力に依存して所定の振幅パルスのパルスを出力するパルス変調器 とからなり、前記パルスの端の発生は制御され、前記パルス変調器により量子化 器雑音の相互変調を通して生成された前記所望の帯域内の雑音を低減する手段を 特徴とする信号変換器。
4. ４．プログラマブル記憶装置を調整して信号変換で使用する複数の異なる非線形 参照用テーブルを実施するステップを含む信号変換器装置を製造する方法。
5. ５．変換器の段階を通る経路の転送特性を測定し、その中のひずみに関連したデ ータをそれから導出するステップからなり、前記調整ステップは前記データにし たがって行う請求項４の方法。
6. ６．パルス端変調器と対応する入力レベルに対応してディジタル記憶手段の出力 に存在するひずみに関連したデータを格納する前記ディジタル記憶手段を含む信 号変換器。
7. ７．ディジタル−アナログ変換器からなり、前記記憶手段はその中のフィードバ ック経路に配設する請求項６の変換器。
8. ８．更にその正方向信号経路内に記憶手段を含む請求項６ないし７の変換器。
9. ９．前記正方向信号経路はタップして正方向経路の記憶手段は共に応答する複数 の差動的に遅延した信号をもたらす請求項６の変換器。
10. １０．アナログーディジタル変換器からなり、前記パルス変調器をフィードバッ ク経路に含み、前記メモリはディジタル出力経路に配設した請求項６の変換器。
11. １１．前記記憶手段は読取り専用メモリ装置からなる請求項６−１０のいずれか の変換器。
12. １２．前記メモリは調節可能な請求項６−１０のいずれかの変換器。
13. １３．更に前記データを導出する手段を含む請求項１２の変換器。
14. １４．前記導出手段は前記変調器に所定の入力を供給する手段と、前記変調器に 続く信号経路内の１点で対応する出力を測定する手段と、前記データを前記出力 から導出する手段とからなる請求項１３の変換器。
15. １５．比較的低精度のディジクル−アナログ変換器とパルス端変調器を前記デイ ジクル−アナログ変換器の周りのフィードバック経路内に含む比較的高精度のア ナログーディジタル変換器。
16. １６．入力と、雑音源を経てサンプリング時の間の時に誤差を生成する後続の段 階を通した信号経路と、所望の信号周波数範囲内の雑音が比較的低くなるように 構成した前記雑音源の周りのフィードバック経路とからなり、フィードバック経 路は後続の段階に対する入力の非線形関数として複数の差動的に遅延したフィー ドバック信号を生成するように構成したフィードバック手段を含むので、前記後 続段階により導入された前記所望の範囲内の雑音は対応する線形フィードバック 手段内に存在するものよりも低いことを特徴とするサンプル信号変換器。
17. １７．サンプリング時にあるときに誤差を生成する段階を含むサンプルシステム で、サンプリング時に補正で使用するためのインパルスを生成して所定の周波数 帯域で前記誤差を低減することからなる前記誤差を低減する方法。
18. １８．各々の誤差について、少なくとも１つのインパルスを送って前記誤差を生 じるものより時間的に後に生じるサンプルを補正する請求項１７の方法。
19. １９．前記インパルスは計算して前記誤差を生じるものより前にサンプリング時 に対応するようにした第１のインパルスの小集合を含み、前記第１の小集合のイ ンパルスは前記誤差サンプルの後に生じるサンプルを補正するためにそれにより 生じる遅延の作用を低減するように構成したフィルタを通して送る請求項１８の 方法。
20. ２０．サンプル信号システムと連続時間信号システムからなり、更に前記サンプ ルシステム内で前記連続時間システム内の誤差の作用を補正する手段を含み、前 記誤差補正手段は各々のサンプルについてサンプリング時に複数の異なる差動的 に遅延した補正インパルスを生成する手段と前記補正インパルスから補正した信 号を生成する手段からなる信号変換装置。
21. ２１．前記連続時間システムは前記サンプル時間システムから信号を受信する請 求項２０の信号変換器。
22. ２２．前記補正インパルスはフィードバックして前記サンプルシステム内の後に 生じるインパルスを補正する請求項２０ないし２１の変換器。
23. ２３．前記補正した信号はフィードフォワード補正インパルスからなる請求項２ １の変換器。
24. ２４．前記連続時間システムは前記サンプル時間システムに信号を供給する請求 項２０の変換器。
25. ２５．前記補正インパルスは前記サンプルシステム内で後に生じるインパルスを 補正するためにフィードフォワードする請求項２０ないし２３の変換器。
26. ２６．システム出力サンプルから導出された信号をフィードバックしてその出力 をもたらすサンプルの直後に続くものに続くサンプルだけに作用することからな るオーバーサンプルシステム内の雑音整形方法。
27. ２７．更にシステム出力サンプルから導出された信号をフィードバックしてその 出力をもたらすものの直後に続くサンプルを作用することからなる請求項２６の 方法。
28. ２８．入力と出力の間に接続された量子化器と量子化器の周りの少なくとも１木 のフィードバック経路を含み、フィードバックループの伝達関数は所定の信号範 囲で量子化器雑音を低減するものであり、少なくとも１本の前記フィードバック 経路は前記量子化器の周りに２以下の遅延段階を含む経路を含まないオーバーサ ンプル信号変換器。
29. ２９．ディジタル値の増減の周期的な繰り返しシーケンスを生成する手段と、端 位置が入力ディジタル信号及び前記シーケンスの現在値が所定の関係にある時間 に依存して制御されるパルスの対応する周期的なシーケンスを生成する手段を含 むディジクル−アナログ変換器。
30. ３０．前記所定の関係は相当性である請求項２９の変換器。
31. ３１．前記シリーズは前記入力信号で可能なレベルよりも少ないレベルを含み、 それにより一時的に量子化されたパルス信号が生成される請求項２９ないし３０ の変換器。
32. ３２．前記パルス生成器の周りにフィードバック経路を含む請求項２９−３１の いずれかの信号変換器。
33. ３３．端の時間的位置が変換器へのディジタル入力の値に依存して制御されるパ ルスを生成するパルス変調器を含み、入力信号に依存してアドレスされる複数の 補正値を格納する参照用テーブル手段と前記参照用テーブル手段への入力ないし それからの出力を差動的に遅延する手段からなり、前記出力は各々の入力サンプ ルについてその入力サンプルに対応してパルス変調器で生成された対応する誤差 を低減するために送る信号変換器。
34. ３４．量子化器の出力をフィードバックしてその量子化器内の雑音を整形し、サ ンプルが量子化器を過負荷する状況下で、必要に応じてフィードバックする更な る誤差を導入して後に量子化するサンプルに作用することからなる量子化器の過 負荷を防ぐ方法。
35. ３５．更なるサンプルが量子化器の受容可能なレベルを越える状況下で前記量子 化器と量子化器により生成されたフィードバック誤差はそれに入力されるサンプ ルと続いてそれに入力される更なるサンプルに依存する量子化器の周りの雑音整 形フィードバックループを含む信号変換器。
36. ３６．量子化器と量子化器についての誤差整形フィードバックループを含み、更 に続いて量子化される更なる入力サンプルが前記フィードバックループ内で不安 定性をもたらすものである場合に所与の入力サンプルに対応して量子化器出力に 対応してフィードバックされた誤差を修正する手段を含む信号変換器。
37. ３７．入力信号を量子化し、量子化器した入力信号に依存して出力信号を生成す る手段を含み、更に少なくとも２つの差動的に遅延した入力信号を受け取り、そ れに共に応答する出力信号を生成する正方向信号経路内の非線形回路と非線形回 路の出力に応答してそれに入力される信号に作用するフィードバック経路からな る信号変換器。
38. ３８．前記フィードバック経路は非線形要素を含む請求項３７の変換器。
39. ３９．前記量子化器は１ビット量子化器である請求項３５−３８のいずれかめ変 換器。