JPH06230044A - 電源電圧検出装置 - Google Patents
電源電圧検出装置Info
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- JPH06230044A JPH06230044A JP5032427A JP3242793A JPH06230044A JP H06230044 A JPH06230044 A JP H06230044A JP 5032427 A JP5032427 A JP 5032427A JP 3242793 A JP3242793 A JP 3242793A JP H06230044 A JPH06230044 A JP H06230044A
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Abstract
に実現する。 【構成】 そのソースとゲートと基板が相互接続された
ディプレッション型MOSトランジスタ21と、このデ
ィプレッション型MOSトランジスタ21に直列接続さ
れ、そのソースと基板が相互接続され、そのゲートに分
割抵抗23,24の出力が印可されるエンハンスメント
型MOSトランジスタ22から、電源電圧検出回路を実
現した。したがって、製造歩留まりを向上でき、製造コ
ストを大幅に低減することかできる。
Description
も小さくなったことを検出する電源電圧検出装置に関す
る。
携帯型オーディオ・カセット・テープ・プレーヤなどで
は、電源として乾電池を用いている。また、乾電池が消
耗し、乾電池の出力電圧がある程度にまで低下すると、
テープを走行しているモータの動作が不安定になって再
生音質が劣化するなどの不都合を生じるため、乾電池の
出力電圧が低下したことを検出すると、再生動作を打ち
切るようにしている。
要部を示している。
の動作を制御するためのものであり、操作表示部2は、
この電気機器をユーザが操作するためのものであり、機
構部3は、モータなど、この電気機器の動作のための機
構である。
び、機構部3には、乾電池4から出力される電源が印加
されている。また、電圧検出回路5は、乾電池4の出力
電圧が、所定値よりも小さくなったことを検出するため
のものであり、その検出信号DTは、制御部1に出力さ
れている。
ら出力される操作信号に基づいて、所定の動作を実行す
るとともに、電源検出回路5から出力されている検出信
号DTが、低電圧検出状態に変化すると、そのときの動
作を打ち切るようにしている。
る。
入力端には、基準電圧発生回路7から出力されている基
準電圧信号Vrefが加えられており、差動増幅器6の
プラス側入力端には、電源電圧Vddを分圧抵抗8,9
によって分圧して形成した電圧が印加されている。
い値であり、分圧抵抗8,9の分圧出力が、基準電圧信
号Vrefよりも大きくなっているときには、差動増幅
器6から出力される検出信号DTは論理Hレベルにな
る。
dが低下し、分圧抵抗8,9の分圧出力が、基準電圧信
号Vrefよりも小さくなると、差動増幅器6から出力
される検出信号DTは論理Lレベルになる。
電池の寿命をなるべく長くすることができるように、主
要回路をCMOS型の半導体装置で構成しており、した
がって、この場合、電圧検出回路5は、例えば、図5に
示すように構成される。なお、同図において、図4と同
一部分および相当する部分には、同一符号を付してい
る。
スタ11,12、および、nチャネルMOSトランジス
タ13,14は、CMOS型の差動増幅回路を構成して
いる。また、定電流源15は、この差動増幅回路を安定
して動作するためのものである。
圧Vrefは、nチャネルMOSトランジスタ13のゲ
ートに印可され、分圧抵抗8,9の分圧出力は、nチャ
ネルMOSトランジスタ14のゲートに印加されてい
る。そして、pチャネルMOSトランジスタ12とnチ
ャネルMOSトランジスタ14との相互接続端の信号
が、この差動増幅回路の出力信号として、出力信号生成
回路16に加えられている。
出力信号を、所定の論理レベルにレベル変換するための
ものであり、この出力生成回路16の出力信号が、検出
信号DTとして、次段回路に出力される。
うな従来装置には、次のような不都合があった。
ープ・プレーヤでは、消費電力の削減に伴い、単3乾電
池1本で駆動できるものも実用されている。このように
して、乾電池1本で駆動される機器では、上述した電圧
検出回路5で検出する電圧レベルは、例えば、0.9
(ボルト)程度の値となる。
MOSトランジスタ11,12、および、nチャネルM
OSトランジスタ13,14を飽和領域で動作する必要
があるため、この差動増幅回路が動作可能な電源電圧V
dd(=(Vdd−Vss);Vssは接地レベル)の
範囲は、次の式(1)のようになる。
ランジスタ11のスレッショルド電圧を示し、Vth1
3はnチャネルMOSトランジスタ13のスレッショル
ド電圧を示し、Vd7は定電流源7の電圧降下分を示
す。
路では、動作可能な電圧範囲が、pチャネルMOSトラ
ンジスタ11のスレッショルド電圧、nチャネルMOS
トランジスタ13のスレッショルド電圧、基準電圧、お
よび、定電流源7の電圧降下分という4つの要素の影響
を受ける。
製造工程でこれらの各要素がばらつくため、完成した集
積回路には、その差動増幅回路の動作可能な電圧範囲
が、0.9(ボルト)よりも大きくなるものが含まれ、
また、電圧範囲に影響を与える要素が4つと比較的多い
ため、そのようなものが含まれる割合が比較的高くな
り、その結果、この集積回路の歩留まりが非常に悪くな
り、製造コストが非常に高くなるという不都合を生じて
いた。
たものであり、0.9(ボルト)程度の低い電源電圧で
も安定して動作するとともに、製造コストを大幅に削減
することができる電源電圧検出装置を提供することを目
的としている。
定値よりも小さくなったことを検出する電源電圧検出装
置において、電源電圧を所定の比率で分割する分割抵抗
と、そのソースとゲートと基板が相互接続されたディプ
レッション型MOSトランジスタと、このディプレッシ
ョン型MOSトランジスタに直列接続され、そのソース
と基板が相互接続され、そのゲートに上記分割抵抗の出
力が印可されるエンハンスメント型MOSトランジスタ
を備え、上記ディプレッション型MOSトランジスタと
上記エンハンスメント型MOSトランジスタとの間に電
源電圧を印加するとともに、上記ディプレッション型M
OSトランジスタと上記エンハンスメント型MOSトラ
ンジスタとの相互接続端の信号を、検出信号として出力
するようにしたものである。
スタから構成されるため、回路の動作可能な電圧範囲の
変動幅が非常に小さくなり、回路を構成する集積回路の
歩留まりを大幅に向上でき、製造コストを大幅に低減す
ることができる。
施例を詳細に説明する。
圧検出回路を示している。なお、同図において、図5と
同一部分、および、相当する部分には、同一符号を付し
ている。
ン型MOSトランジスタ(以下、ディプレッション型M
OSトランジスタという)21のドレイン(D)には、
電源電圧Vddが接続され、また、このディプレッショ
ン型MOSトランジスタ21のソース(S)とゲート
(G)と基板(B)は、相互接続されているとともに、
ソースには、nチャネルエンハンスメント型MOSトラ
ンジスタ(以下、エンハンスメント型MOSトランジス
タという)22のドレインが接続されている。
2のソースと基板は相互接続されており、このエンハン
スメント型MOSトランジスタ22のゲートには、電源
電圧Vddを分圧する分割抵抗23,24の分割点の電
圧が印加されている。そして、ディプレッション型MO
Sトランジスタ21とエンハンスメント型MOSトラン
ジスタ22の相互接続端の信号VOは、出力信号生成回
路16に加えられており、この出力信号生成回路16の
出力は、検出信号DTとして、次段装置(図示略)に出
力されている。
トランジスタ21は、そのゲートとソースが相互接続さ
れているため、その特性上、飽和領域で動作する。ま
た、エンハンスメント型MOSトランジスタ22を電圧
検出動作させるためには、飽和領域で駆動する必要があ
る。
ジスタ21に流れる電流をIaとし、エンハンスメント
型MOSトランジスタ22に流れる電流をIbとする
と、ディプレッション型MOSトランジスタ21および
エンハンスメント型MOSトランジスタ22を飽和領域
で駆動するための条件として、次の式(2),(3)が
成立する(サーの式)。
Sトランジスタ21の導電係数を示し、Vg21はディ
プレッション型MOSトランジスタ21のゲートとソー
ス間の電圧を示し、Vth21はディプレッション型M
OSトランジスタ21のスレッショルド電圧を示し、演
算子{(x)**2}はxの2乗を演算するための演算
子である。また、K22はエンハンスメント型MOSト
ランジスタ22の導電係数を示し、Vg22はエンハン
スメント型MOSトランジスタ22のゲートとソース間
の電圧を示し、Vth22はエンハンスメント型MOS
トランジスタ22のスレッショルド電圧を示す。
0.9(ボルト)に一致して、信号VOが反転するとき
には、電流Iaと電流Ibが等しい値になるため、次の
式(4)が成立する。
ジスタ21の導電係数K21とエンハンスメント型MO
Sトランジスタ22の導電係数K22が等しくなるよう
に、ディプレッション型MOSトランジスタ21とエン
ハンスメント型MOSトランジスタ22のおのおののサ
イズを調整すると、式(4)は、次の式(5)のように
なる。
ジスタ21のゲートとソースが相互接続されているの
で、そのゲートとソースの間の電圧Vg21は0に等し
く(すなわち、Vg21=0)、したがって、式(5)
は、次の式(6)のようになる。
たい所定値(検出電圧値という;以下同じ)に一致する
とき、エンハンスメント型MOSトランジスタ22のゲ
ートとソースの間の電圧Vg22、すなわち、分割抵抗
23,24の分割値は、エンハンスメント型MOSトラ
ンジスタ22のスレッショルド電圧Vth22からディ
プレッション型MOSトランジスタ21のスレッショル
ド電圧Vth21を減算した結果に等しくなる。
Sトランジスタ22のスレッショルド電圧Vth22を
0.3(ボルト)とし、ディプレッション型MOSトラ
ンジスタ21のスレッショルド電圧Vth21を−0.
2(ボルト)として、電源電圧Vddが0.9(ボル
ト)になったことを検出するためには、分割抵抗23と
分割抵抗24の抵抗値の比を、4:5に設定するとよ
い。
スタ21における電源電圧Vddと電流Iaとの関係
は、電源電圧Vddを検出電圧よりも大きい値Vdd
(H)にまで変化したときには、図2の曲線PL1のよ
うになり、電源電圧Vddを検出電圧よりも小さい値V
dd(L)まで変化したときには、同図の曲線PL1’
のようになる。
スタ22における電源電圧Vddと電流Ibとの関係
は、ゲートとソース間に電源電圧Vddが値Vdd
(H)になっているときに対応した電圧を印可した状態
で、電源電圧Vddを値Vdd(H)にまで変化したと
きには、図2の曲線PL2のようになり、ゲートとソー
ス間に電源電圧Vddが値Vdd(L)になっていると
きに対応した電圧を印可した状態で、電源電圧Vddを
値Vdd(L)にまで変化したときには、同図の曲線P
L2’のようになる。
d(H)になっているときには、信号VOの電圧値は、
曲線PL1と曲線PL2の交点P1に相当する電圧値V
O1(低電圧レベル)になり、電源電圧Vddが値Vd
d(L)になっているときには、信号VOの電圧値は、
曲線PL1’と曲線PL2’の交点P2に相当する電圧
値VO2(高電圧レベル)になる。
よりも大きい電圧値になっているときには、出力信号生
成回路16に出力される信号VOの値は低電圧レベルの
電圧値VO1になり、また、電源電圧Vddが検出電圧
値よりも小さい電圧値になっているときには、信号VO
の値は高電圧レベルの電圧値VO2になるので、出力信
号生成回路16は、電源電圧Vddと検出電圧値の大小
関係をあらわす検出信号DTを適切に生成することがで
きる。
ける検出電圧の温度特性について説明する。
辺を温度で偏微分することで得られる(式(7))。
ジスタ21とエンハンスメント型MOSトランジスタ2
2のスレッショルド電圧の温度特性を合わせ込むことに
より、δVth22/δT=δVth21/δTとする
と、式(7)は、次の式(8)のようになる。
動することがなく、したがって、この電源電圧検出回路
の検出電圧の温度特性は、非常に優れたものになる。
めの電源電圧範囲は、次の式(9)のようになる。
動作可能な電圧範囲は、ディプレッション型MOSトラ
ンジスタ21のスレッショルド電圧とエンハンスメント
型MOSトランジスタ22のスレッショルド電圧の2つ
の要素によって決定されるため、低電圧で動作する電源
電圧検出回路を容易に製造することができる。また、例
えば、発明者の実験によれば、0.7(ボルト)程度の
低い電圧でも動作する電源電圧検出回路を実現すること
もできた。
製造するときの製造工程上でのばらつきによる動作可能
な電源電圧範囲の変動は、次の式(11)のようにな
る。
ジスタ21とエンハンスメント型MOSトランジスタ2
2がともにnチャネルで構成されているため、製造工程
上でのスレッショルド電圧のばらつきは、これらのディ
プレッション型MOSトランジスタ21とエンハンスメ
ント型MOSトランジスタ22で同じ方向にあらわれる
ので、ΔVth22とΔVth21がほぼ等しい値にな
り、したがって、式(11)は、次の式(12)のよう
になる。
動作可能な電源電圧範囲の変動は、ほぼディプレッショ
ン型MOSトランジスタ21のスレッショルド電圧の変
動に相当し、したがって、電源電圧検出回路の製造歩留
まりが非常に高くなり、電源電圧検出回路の製造コスト
を大幅に引き下げることができる。例えば、本発明者の
実験では、製造歩留まりは98%程度以上の高い値とな
る。
検出回路を構成するディプレッション型MOSトランジ
スタとエンハンスメント型MOSトランジスタとして、
ともにnチャネルのものを用いたが、ディプレッション
型MOSトランジスタとエンハンスメント型MOSトラ
ンジスタとしてともにpチャネルのものを用いることも
できる。
回路要素が2つのMOSトランジスタから構成されるた
め、回路の動作可能な電圧範囲の変動幅が非常に小さく
なり、回路を構成する集積回路の歩留まりを大幅に向上
でき、製造コストを大幅に低減することができるという
効果を得る。
示した回路図。
ック図。
図。
タ 22 nチャネルエンハンスメント型MOSトランジス
タ
Claims (1)
- 【請求項1】 電源電圧が所定値よりも小さくなったこ
とを検出する電源電圧検出装置において、 電源電圧を所定の比率で分割する分割抵抗と、 そのソースとゲートと基板が相互接続されたディプレッ
ション型MOSトランジスタと、 このディプレッション型MOSトランジスタに直列接続
され、そのソースと基板が相互接続され、そのゲートに
上記分割抵抗の出力が印可されるエンハンスメント型M
OSトランジスタを備え、 上記ディプレッション型MOSトランジスタと上記エン
ハンスメント型MOSトランジスタとの間に電源電圧を
印加するとともに、上記ディプレッション型MOSトラ
ンジスタと上記エンハンスメント型MOSトランジスタ
との相互接続端の信号を検出信号として出力することを
特徴とする電源電圧検出装置。
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