JP2623934B2 - 電流検出回路 - Google Patents
電流検出回路Info
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 10
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
-
- H—ELECTRICITY
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-
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、半導体駆動回路に関し、特に電界効果トラ
ンジスタ４個で構成されたＨブリッジ回路を出力段に持
ちフロッピィディスク装置，ハードディスク装置内に使
用されるモータドライブ用半導体集積回路内に用いられ
る電流検出回路を備える半導体駆動回路に関する。
ンジスタ４個で構成されたＨブリッジ回路を出力段に持
ちフロッピィディスク装置，ハードディスク装置内に使
用されるモータドライブ用半導体集積回路内に用いられ
る電流検出回路を備える半導体駆動回路に関する。
従来この種の半導体駆動回路は第３図に示すように、
４個のMOSトランジスタ５〜８で構成されるＨブリッジ
回路と抵抗15で構成していた。即ち第３図で示すように
入力端子１からの信号に応じて第１及び第２の内部入力
端子12及び13に出力を供給し、さらに電流検出入力端子
14の信号レベルにより内部入力端子12及び13の出力電圧
レベルを同時にコントロールするコントロール回路11
と、ドレインが電流検出端子14に接続され、ソースが第
１の出力端子９に接続されゲートが内部入力端子12に接
続される第１のMOSトランジスタ５と、ドレインが出力
端子９に接続されソースが接地端子４に接続されゲート
が内部入力端子13に接続される第２のMOSトランジスタ
６と、ドレインが電流検出端子14に接続されソースが第
２の出力端子10に接続され、ゲートが内部入力端子13に
接続される第３のMOSトランジスタ７と、ドレインが出
力端子10に接続されソースが接地端子４に接続されゲー
トが内部入力端子12に接続される第４のMOSトランジス
タ８とを含んで構成され、電流検出端子14は電流検出抵
抗15を通して電源端子31に接続される。この回路は出力
バッファＨブリッジ回路を流れる電流を電流検出抵抗15
の電圧降下分として検出しそのレベルにより内部入力端
子12,13の電圧をコントロールして出力バッファＨブリ
ッジ回路を流れる電流をコントロールする働きをする。
４個のMOSトランジスタ５〜８で構成されるＨブリッジ
回路と抵抗15で構成していた。即ち第３図で示すように
入力端子１からの信号に応じて第１及び第２の内部入力
端子12及び13に出力を供給し、さらに電流検出入力端子
14の信号レベルにより内部入力端子12及び13の出力電圧
レベルを同時にコントロールするコントロール回路11
と、ドレインが電流検出端子14に接続され、ソースが第
１の出力端子９に接続されゲートが内部入力端子12に接
続される第１のMOSトランジスタ５と、ドレインが出力
端子９に接続されソースが接地端子４に接続されゲート
が内部入力端子13に接続される第２のMOSトランジスタ
６と、ドレインが電流検出端子14に接続されソースが第
２の出力端子10に接続され、ゲートが内部入力端子13に
接続される第３のMOSトランジスタ７と、ドレインが出
力端子10に接続されソースが接地端子４に接続されゲー
トが内部入力端子12に接続される第４のMOSトランジス
タ８とを含んで構成され、電流検出端子14は電流検出抵
抗15を通して電源端子31に接続される。この回路は出力
バッファＨブリッジ回路を流れる電流を電流検出抵抗15
の電圧降下分として検出しそのレベルにより内部入力端
子12,13の電圧をコントロールして出力バッファＨブリ
ッジ回路を流れる電流をコントロールする働きをする。
上述した従来技術の回路は、出力バッファＨブリッジ
回路に流れる電流を電流検出抵抗を通して電圧に変換し
検出する様になっているため、この抵抗で消費される電
力が大きく、低消費電力化には一定の限界があり又、外
付けにパワー抵抗が必要なためプリント基板等の小型化
は不可能であった。
回路に流れる電流を電流検出抵抗を通して電圧に変換し
検出する様になっているため、この抵抗で消費される電
力が大きく、低消費電力化には一定の限界があり又、外
付けにパワー抵抗が必要なためプリント基板等の小型化
は不可能であった。
本発明の半導体駆動回路は、従来の出力バッファＨブ
リッジ回路にさらにドレインが電源端子に接続されソー
スが電流検出端子に接続されゲートが第１の内部入力端
子に接続される第５のMOSトランジスタとドレインが電
流検出端子に接続されソースが第１の出力端子に接続さ
れ、ゲートが第１の内部入力端子に接続される第６のMO
Sトランジスタとドレインが電源端子に接続され、ソー
スが電流検出端子に接続され、ゲートが第２の内部入力
端子に接続される第７のMOSトランジスタと、ドレイン
が電流検出端子に接続されソースが第２の出力端子に接
続され、ゲートが第２の内部入力端子に接続される第８
のMOSトランジスタを含んで構成される。ここで第５か
ら第８のMOSトランジスタを出力Ｈブリッジ回路を構成
するMOSトランジスタに比べてサイズを1/100〜1/500に
する事で電流検出回路で消費される電力を大幅に小さく
する事が可能になる。
リッジ回路にさらにドレインが電源端子に接続されソー
スが電流検出端子に接続されゲートが第１の内部入力端
子に接続される第５のMOSトランジスタとドレインが電
流検出端子に接続されソースが第１の出力端子に接続さ
れ、ゲートが第１の内部入力端子に接続される第６のMO
Sトランジスタとドレインが電源端子に接続され、ソー
スが電流検出端子に接続され、ゲートが第２の内部入力
端子に接続される第７のMOSトランジスタと、ドレイン
が電流検出端子に接続されソースが第２の出力端子に接
続され、ゲートが第２の内部入力端子に接続される第８
のMOSトランジスタを含んで構成される。ここで第５か
ら第８のMOSトランジスタを出力Ｈブリッジ回路を構成
するMOSトランジスタに比べてサイズを1/100〜1/500に
する事で電流検出回路で消費される電力を大幅に小さく
する事が可能になる。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は、本発明の第１の実施例である。第１図に示
す様に第１の実施例と第３の従来技術の回路と異なるの
は、Ｎチャンネル型MOSトランジスタ15,16,17,18を追加
した事である。即ち、Ｎチャンネル型MOSトランジスタ1
5のドレインが電源端子３に接続され、ソースが電流検
出端子14に接続されゲートは内部入力端子12に接続され
ている。
す様に第１の実施例と第３の従来技術の回路と異なるの
は、Ｎチャンネル型MOSトランジスタ15,16,17,18を追加
した事である。即ち、Ｎチャンネル型MOSトランジスタ1
5のドレインが電源端子３に接続され、ソースが電流検
出端子14に接続されゲートは内部入力端子12に接続され
ている。
又Ｎチャンネル型MOSトランジスタ16のドレインが電
流検出端子14に接続されソースが出力端子９に接続さ
れ、ゲートが内部入力端子12に接続されている。又、Ｎ
チャンネル型MOSトランジスタ17のドレインが電源端子
３に接続されソースが電流検出端子14に接続されゲート
が内部入力端子13に接続されている。
流検出端子14に接続されソースが出力端子９に接続さ
れ、ゲートが内部入力端子12に接続されている。又、Ｎ
チャンネル型MOSトランジスタ17のドレインが電源端子
３に接続されソースが電流検出端子14に接続されゲート
が内部入力端子13に接続されている。
又さらにＮチャンネル型MOSトランジスタ18のドレイ
ンが電流検出端子14に接続され、ソースが出力端子10に
接続されゲートが内部入力端子13に接続されている。
ンが電流検出端子14に接続され、ソースが出力端子10に
接続されゲートが内部入力端子13に接続されている。
第１から第３図におけるコントロール回路11は電流検
出端子14からの信号により出力回路電流をコントロール
する回路と出力回路をON/OFFするロジック回路及び出力
をドライブするレベルシフト回路からなり具体的には第
４図の様な回路が用いられる。
出端子14からの信号により出力回路電流をコントロール
する回路と出力回路をON/OFFするロジック回路及び出力
をドライブするレベルシフト回路からなり具体的には第
４図の様な回路が用いられる。
第４図における基準電圧発生回路は、普通一般に用い
られるバンドギャップリファレンスを使用した回路を用
いる。
られるバンドギャップリファレンスを使用した回路を用
いる。
以上の様な回路構成にする事で出力バッファＨブリッ
ジ回路において低損失な電流検出を行う事ができる。そ
れは出力回路を構成するＮチャンネル型MOSトランジス
タ５と電流検出検出回路を構成するＮチャンネル型MOS
トランジスタ15,16の面積比を例えば１対1/500にすれば
出力に500mA流れる場合は、検出回路に流れる電流は２
つのトランジスタが直列になっているので0.5mA程度に
なる。これはトランジスタ５と15,16は構造が全く等し
いのでオン抵抗は、単純に面積に反比例するためであ
る。この事はトランジスタ７及び17,18との関係にも同
様にあてはまる。
ジ回路において低損失な電流検出を行う事ができる。そ
れは出力回路を構成するＮチャンネル型MOSトランジス
タ５と電流検出検出回路を構成するＮチャンネル型MOS
トランジスタ15,16の面積比を例えば１対1/500にすれば
出力に500mA流れる場合は、検出回路に流れる電流は２
つのトランジスタが直列になっているので0.5mA程度に
なる。これはトランジスタ５と15,16は構造が全く等し
いのでオン抵抗は、単純に面積に反比例するためであ
る。この事はトランジスタ７及び17,18との関係にも同
様にあてはまる。
この場合の消費電力を計算すると出力回路電流500mA
流した時の電源端子３と出力端子９間の電圧降下分を0.
5V（オン抵抗1.0Ω）とすると、本発明の回路は、消費
電力Ｐ＝0.5V×5.0×10-4＝2.5×10-4Wになる。従来回
路の場合同様な電圧を検出するための損失は、Ｐ＝0.5V
×0.5A＝2.5×10-1Wとなり本発明の回路は従来回路に比
べて検出回路で消費される損失は、1/1000に低減でき
る。
流した時の電源端子３と出力端子９間の電圧降下分を0.
5V（オン抵抗1.0Ω）とすると、本発明の回路は、消費
電力Ｐ＝0.5V×5.0×10-4＝2.5×10-4Wになる。従来回
路の場合同様な電圧を検出するための損失は、Ｐ＝0.5V
×0.5A＝2.5×10-1Wとなり本発明の回路は従来回路に比
べて検出回路で消費される損失は、1/1000に低減でき
る。
第２図は本発明の実施例２の回路図である。本回路は
実施例１の５〜8,15〜18のMOSトランジスタを２重拡散
型のMOSトランジスタ5a〜8a,15a〜18aで構成している。
２重拡散型のMOSトランジスタを使用する場合でも通常
のMOSトランジスタと同様な効果がある。
実施例１の５〜8,15〜18のMOSトランジスタを２重拡散
型のMOSトランジスタ5a〜8a,15a〜18aで構成している。
２重拡散型のMOSトランジスタを使用する場合でも通常
のMOSトランジスタと同様な効果がある。
以上の実施例は全てＮチャンネル型のMOSトランジス
タの場合だが、出力Ｈブリッジ回路のハイサイド側のト
ランジスタ5,7及び電流検出回路を構成するトランジス
タ15〜18をＰチャンネル型のMOSトランジスタを用いて
構成しても同様な効果を得る事ができる。
タの場合だが、出力Ｈブリッジ回路のハイサイド側のト
ランジスタ5,7及び電流検出回路を構成するトランジス
タ15〜18をＰチャンネル型のMOSトランジスタを用いて
構成しても同様な効果を得る事ができる。
以上説明したように本発明は、従来出力バッファＨブ
リッジ回路を流れる電流を電流検出抵抗を通し、その電
圧降下分でコントロールしていたのを出力Ｈブリッジ回
路を構成するトランジスタと構造が同じで面積が小さい
トランジスタを２個直列にして、そのトランジスタの電
圧降下分でコントロールする事により低消費電力化でき
る効果がある。それは、出力回路を構成するトランジス
タに比べ電流検出回路に用いるトランジスターを1/100
〜1/500と小さくすれば、消費される電力もそれに比例
するため低消費電力にする事ができる。しかも、トラン
ジスター構造は等しいためスレッシュホルド電圧等諸特
性も等しくなるので出力電流を正確にモニターできる効
果がある。
リッジ回路を流れる電流を電流検出抵抗を通し、その電
圧降下分でコントロールしていたのを出力Ｈブリッジ回
路を構成するトランジスタと構造が同じで面積が小さい
トランジスタを２個直列にして、そのトランジスタの電
圧降下分でコントロールする事により低消費電力化でき
る効果がある。それは、出力回路を構成するトランジス
タに比べ電流検出回路に用いるトランジスターを1/100
〜1/500と小さくすれば、消費される電力もそれに比例
するため低消費電力にする事ができる。しかも、トラン
ジスター構造は等しいためスレッシュホルド電圧等諸特
性も等しくなるので出力電流を正確にモニターできる効
果がある。
第１図は、本発明の第１の実施例の回路図、第２図は本
発明の第２の実施例の回路図である。第３図は従来の電
流検出回路を備えた半導体駆動回路の回路図であり、第
４図はコントロール回路の具体的な回路例である。 １……入力端子、2,3,……電源端子、４……接続端子、
５〜８……MOSトランジスタ、5a〜8a……２重拡散型のM
OSトランジスタ、9,10……出力端子、11……コントロー
ル回路、12,13……内部入力端子、14……電流検出端
子、15〜18……MOSトランジスタ、15a〜18a……２重拡
散型MOSトランジスタ、19……インバータ回路、20……
基準電圧発生回路、21……オペアンプ、22……レベルシ
フト回路。
発明の第２の実施例の回路図である。第３図は従来の電
流検出回路を備えた半導体駆動回路の回路図であり、第
４図はコントロール回路の具体的な回路例である。 １……入力端子、2,3,……電源端子、４……接続端子、
５〜８……MOSトランジスタ、5a〜8a……２重拡散型のM
OSトランジスタ、9,10……出力端子、11……コントロー
ル回路、12,13……内部入力端子、14……電流検出端
子、15〜18……MOSトランジスタ、15a〜18a……２重拡
散型MOSトランジスタ、19……インバータ回路、20……
基準電圧発生回路、21……オペアンプ、22……レベルシ
フト回路。
Claims (4)
- 【請求項１】ドレインが電源端子に接続されソースが第
１の出力端子に接続されゲートが第１の内部入力端子に
接続される第１のMOSトランジスタと、ドレインが前記
第１の出力端子に接続されソースが接地端子に接続され
ゲートが第２の内部入力端子に接続される第２のMOSト
ランジスタと、ドレインが前記電源端子に接続されたソ
ースが第２の出力端子に接続されゲートが前記第２の内
部入力端子に接続される第３のMOSトランジスタと、ド
レインが前記第２の出力端子に接続されソースが前記接
地端子に接続されゲートが前記第１の内部入力端子に接
続される第４のMOSトランジスタと、ドレインが前記電
源端子に接続されソースが電流検出端子に接続されゲー
トが前記第１の内部入力端子に接続される第５のMOSト
ランジスタと、ドレインが前記電流検出端子に接続され
ソースが前記第１の出力端子に接続されゲートが前記第
１の内部入力端子に接続される第６のMOSトランジスタ
と、ドレインが前記電源端子に接続されソースが前記電
流検出端子に接続されゲートが前記第２の内部入力端子
に接続される第７のMOSトランジスタと、ドレインが前
記電源検出端子に接続されソースが前記第２の出力端子
に接続されゲートが前記第２の内部入力端子に接続され
る第８のMOSトランジスタを含むことを特徴とする電流
検出回路を備えた半導体駆動回路。 - 【請求項２】前記第１から第８のMOSトランジスタ２重
拡散型のMOSトランジスタである請求項１記載の電流検
出回路を備えた半導体駆動回路。 - 【請求項３】前記第５から第８のMOSトランジスタは、
前記第１から第４のMOSトランジスタと構造は同一でか
つ面積が小さいことを特徴とする請求項１記載の電流検
出回路を備えた半導体駆動回路。 - 【請求項４】前記第１及び前記第３のMOSトランジスタ
と前記第５から第８のMOSトランジスタはＰチャンネル
のMOSトランジスタであり前記第２及び前記第４のMOSト
ランジスタがＮチャンネルのMOSトランジスタであるこ
とを特徴とする請求項１記載の電流検出回路を備えた半
導体駆動回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19498989 | 1989-07-26 | ||
| JP1-194989 | 1989-07-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03128696A JPH03128696A (ja) | 1991-05-31 |
| JP2623934B2 true JP2623934B2 (ja) | 1997-06-25 |
Family
ID=16333692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2194522A Expired - Lifetime JP2623934B2 (ja) | 1989-07-26 | 1990-07-23 | 電流検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5126603A (ja) |
| JP (1) | JP2623934B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0564424A (ja) * | 1991-08-28 | 1993-03-12 | Sharp Corp | 半導体装置の電圧降下回路 |
| US5410229A (en) * | 1992-07-31 | 1995-04-25 | Black & Decker Inc. | Motor speed control circuit with electronic clutch |
| US5297024A (en) * | 1992-12-01 | 1994-03-22 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Voice coil driver with variable gain in seek and track-follow modes |
| DE69427292D1 (de) * | 1994-07-19 | 2001-06-28 | Sgs Thomson Microelectronics | Bidirektionale Stromabfühlschaltung für eine H-Brücke |
| EP0703667B1 (en) * | 1994-09-16 | 1997-06-25 | STMicroelectronics S.r.l. | An integrated control circuit with a level shifter for switching an electronic switch |
| DE69403964T2 (de) * | 1994-09-16 | 1998-01-29 | Sgs Thomson Microelectronics | Steuerschaltung mit einem Pegelschieber zum Schalten eines eletronischen Schalters |
| US6121800A (en) | 1998-07-07 | 2000-09-19 | Lucent Technologies, Inc. | Impedance matched, voltage-mode H-bridge write drivers |
| JP3324555B2 (ja) * | 1999-04-07 | 2002-09-17 | 日本電気株式会社 | トランジスタの誤動作、破壊防止回路 |
| US7912904B2 (en) * | 2004-03-31 | 2011-03-22 | Google Inc. | Email system with conversation-centric user interface |
| US7940059B2 (en) * | 2008-08-25 | 2011-05-10 | Freescale Semiconductor, Inc. | Method for testing H-bridge |
| JP6668202B2 (ja) * | 2016-09-07 | 2020-03-18 | 株式会社東芝 | 駆動制御装置と駆動制御方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1215501B (it) * | 1987-05-18 | 1990-02-14 | Sgs Microelettronica Spa | Circuito a ponte a transistori moscon ricircolo veloce di corrente abassa diddipazione. |
| US4859877A (en) * | 1988-01-04 | 1989-08-22 | Gte Laboratories Incorporated | Bidirectional digital signal transmission system |
| IT1216481B (it) * | 1988-02-29 | 1990-03-08 | Sgs Thomson Microelectronics | Potenza. dispositivo circuitale a basso assorbimento per comandare in accensione un transistore di |
| JPH07118947B2 (ja) * | 1988-12-05 | 1995-12-18 | 日本電気株式会社 | 半導体装置 |
-
1990
- 1990-07-23 JP JP2194522A patent/JP2623934B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-24 US US07/557,183 patent/US5126603A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03128696A (ja) | 1991-05-31 |
| US5126603A (en) | 1992-06-30 |
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