JPH03128696A - 電流検出回路 - Google Patents
電流検出回路Info
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- JPH03128696A JPH03128696A JP2194522A JP19452290A JPH03128696A JP H03128696 A JPH03128696 A JP H03128696A JP 2194522 A JP2194522 A JP 2194522A JP 19452290 A JP19452290 A JP 19452290A JP H03128696 A JPH03128696 A JP H03128696A
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- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 claims description 4
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
-
- H—ELECTRICITY
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
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- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電流検出回路に関し、特に電界効果トランジ
スタ４個で構成されたＨブリッジ回路を出力段に持ちフ
Ｇｌツピイディスク装置、ハードディスク装置内に使用
されるモータドライブ用半導体集積回路内に用いられる
電流検出回路に関する。
スタ４個で構成されたＨブリッジ回路を出力段に持ちフ
Ｇｌツピイディスク装置、ハードディスク装置内に使用
されるモータドライブ用半導体集積回路内に用いられる
電流検出回路に関する。
従来この種の電流制限回路は第３図に示すように、４個
のＭＯＳトランジスタ５〜８で構成されるＨブリッジ回
路と抵抗１５で構成していた。即ち第３図で示すように
入力端子ｌからの信号に応じて第１及びＭ２の内部入力
端子１２及び１３に出力を供給し、さらに電流検出入力
端子１４の信号レベルにより内部入力端子１２及び１３
の出力電圧レベルを同時にコントロールするコントロー
ル回路１１と、ドレインが電流検出端子１４に接続され
、ソースが第１の出力端子９に接続されゲートが内部入
力端子１２に接続される第１のＭＯＳトランジスタ５と
、ドレインが出力端子９に接続されソースが接地端子４
に接続されゲートが内部入力端子１３に接続される第２
のＭＯＳトランジスタロと、ドレインが電流検出端子１
４に接続されソースが第２の出力端子１０に接続され、
ゲートが内部入力端子１３に接続される第３のＭＯＳト
ランジスタフと、ドレインが出力端子１０に接続されソ
ースが接地端子４に接続されゲートが内部入力端子１２
に接続される第４のＭＯＳトランジスタ８とを含んで構
成され、電流検出端子１４は電流検出抵抗１５を通して
電源端子３１に接続される。この回路は出力バッファＨ
ブリッジ回路を流れる電流を電流検出抵抗１５の電圧降
下分として検出しそのレベルにより内部入力端子１２．
１３の電圧をコントロールして出力バッファＨブリッジ
回路を流れる電流をコントロールする働きをする。
のＭＯＳトランジスタ５〜８で構成されるＨブリッジ回
路と抵抗１５で構成していた。即ち第３図で示すように
入力端子ｌからの信号に応じて第１及びＭ２の内部入力
端子１２及び１３に出力を供給し、さらに電流検出入力
端子１４の信号レベルにより内部入力端子１２及び１３
の出力電圧レベルを同時にコントロールするコントロー
ル回路１１と、ドレインが電流検出端子１４に接続され
、ソースが第１の出力端子９に接続されゲートが内部入
力端子１２に接続される第１のＭＯＳトランジスタ５と
、ドレインが出力端子９に接続されソースが接地端子４
に接続されゲートが内部入力端子１３に接続される第２
のＭＯＳトランジスタロと、ドレインが電流検出端子１
４に接続されソースが第２の出力端子１０に接続され、
ゲートが内部入力端子１３に接続される第３のＭＯＳト
ランジスタフと、ドレインが出力端子１０に接続されソ
ースが接地端子４に接続されゲートが内部入力端子１２
に接続される第４のＭＯＳトランジスタ８とを含んで構
成され、電流検出端子１４は電流検出抵抗１５を通して
電源端子３１に接続される。この回路は出力バッファＨ
ブリッジ回路を流れる電流を電流検出抵抗１５の電圧降
下分として検出しそのレベルにより内部入力端子１２．
１３の電圧をコントロールして出力バッファＨブリッジ
回路を流れる電流をコントロールする働きをする。
上述した従来技術の回路は、出力バッファＨブリッジ回
路に流れる電流を電流検出抵抗を通して電圧に変換し検
出する様になっているため、この抵抗で消費される電力
が大きく、低消費電力化には一定の限界があり又、外付
けにパワー抵抗が必要なためプリント基板等の小型化は
不可能であった。
路に流れる電流を電流検出抵抗を通して電圧に変換し検
出する様になっているため、この抵抗で消費される電力
が大きく、低消費電力化には一定の限界があり又、外付
けにパワー抵抗が必要なためプリント基板等の小型化は
不可能であった。
本発明の電流検出回路は、従来の出力バッフ７Ｈブリッ
ジ回路にさらにドレインが電源端子に接続されソースが
電流検出端子に接続されゲートが第１の内部入力端子に
接続される第５のＭＯＳトランジスタとドレインが電流
検出端子に接続されソースが第１の出力端子に接続され
、ゲートが第１の内部入力端子に接続される第６のＭＯ
Ｓトランジスタとドレインが電源端子に接続され、ソー
スが電流検出端子に接続され、ゲートが第２の内部入力
端子に接続される第７のＭＯＳトランジスタと、ドレイ
ンが電流検出端子に接続されソースが第２の出力端子に
接続され、ゲートが第２の内部入力端子に接続される第
８のＭＯＳトランジスタを含んで構成される。ここで第
５から第８のＭ○Ｓトランジスタを出力Ｈブリッジ回路
を構成するＭＯＳトランジスタに比べてサイズを１／１
００〜１１５００にする事で電流検出回路で消費される
電力を大幅に小さくする事が可能になる。
ジ回路にさらにドレインが電源端子に接続されソースが
電流検出端子に接続されゲートが第１の内部入力端子に
接続される第５のＭＯＳトランジスタとドレインが電流
検出端子に接続されソースが第１の出力端子に接続され
、ゲートが第１の内部入力端子に接続される第６のＭＯ
Ｓトランジスタとドレインが電源端子に接続され、ソー
スが電流検出端子に接続され、ゲートが第２の内部入力
端子に接続される第７のＭＯＳトランジスタと、ドレイ
ンが電流検出端子に接続されソースが第２の出力端子に
接続され、ゲートが第２の内部入力端子に接続される第
８のＭＯＳトランジスタを含んで構成される。ここで第
５から第８のＭ○Ｓトランジスタを出力Ｈブリッジ回路
を構成するＭＯＳトランジスタに比べてサイズを１／１
００〜１１５００にする事で電流検出回路で消費される
電力を大幅に小さくする事が可能になる。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は、本発明の第１の実施例である。第１図に示す
様に第１の実施例と第３の従来技術の回路と異なるのは
、Ｎチャンネル型ＭＯ８トランジスタ１５，１６，１７
．１８を追加した事である。
様に第１の実施例と第３の従来技術の回路と異なるのは
、Ｎチャンネル型ＭＯ８トランジスタ１５，１６，１７
．１８を追加した事である。
即ち、Ｎチャンネル型ＭＯ３トランジスタ１５のドレイ
ンが電源端子３に接続され、ソースが電流検出端子１４
に接続されゲートは内部入力端子ｌ２に接続されている
。
ンが電源端子３に接続され、ソースが電流検出端子１４
に接続されゲートは内部入力端子ｌ２に接続されている
。
又Ｎチャンネル型ＭＯ８トランジスタ１６のドレインが
電流検出端子１４に接続されソースが出力端子９に接続
され、ゲートが内部入力端子１２に接続されている。又
、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ１７のドレインが
電源端子３に接続されソースが電流検出端子１４に接続
されゲートが内部入力端子１３に接続されている。
電流検出端子１４に接続されソースが出力端子９に接続
され、ゲートが内部入力端子１２に接続されている。又
、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ１７のドレインが
電源端子３に接続されソースが電流検出端子１４に接続
されゲートが内部入力端子１３に接続されている。
又さらにＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタ１８のドレ
インが電流検出端子１４に接続され、ソースが出力端子
１０に接続されゲートが内部入力端子１３に接続されて
いる。
インが電流検出端子１４に接続され、ソースが出力端子
１０に接続されゲートが内部入力端子１３に接続されて
いる。
第１から第３図におけるコントロール回路１１は電流検
出端子１４からの信号により出力回路電流をコントロー
ルする回路と出力回路を０Ｎ１０ＦＦするロジック回路
及び出力をドライブするレベルシフト回路からなり具体
的には第４図の様な回路が用いられる。
出端子１４からの信号により出力回路電流をコントロー
ルする回路と出力回路を０Ｎ１０ＦＦするロジック回路
及び出力をドライブするレベルシフト回路からなり具体
的には第４図の様な回路が用いられる。
第４図における基準電圧発生回路は、普通一般に用いら
れるバンドギャップリファレンスを使用した回路を用い
る。
れるバンドギャップリファレンスを使用した回路を用い
る。
以上の様な回路構成にする事で出力バッファＨブリッジ
回路において低損失な電流検出を行う事ができる。それ
は出力回路を構成するＮチャンネル型ＭＯＳトランジス
タ５と電流検出検出回路を構成するＮチャンネル型ＭＯ
Ｓトランジスタ１５゜１６の面積比を例えば１対１１５
００にすれば出力に５００ｍＡ流れる場合は、検出回路
に流れる電流は２つのトランジスタが直列になっている
ので０．５ｍＡ程度になる。これはトランジスタ５と１
５．１６は構造が全く等しいのでオン抵抗は、単純に面
積に反比例するためである。この事はトランジスタ７及
び１７．１８との関係にも同様にあてはまる。
回路において低損失な電流検出を行う事ができる。それ
は出力回路を構成するＮチャンネル型ＭＯＳトランジス
タ５と電流検出検出回路を構成するＮチャンネル型ＭＯ
Ｓトランジスタ１５゜１６の面積比を例えば１対１１５
００にすれば出力に５００ｍＡ流れる場合は、検出回路
に流れる電流は２つのトランジスタが直列になっている
ので０．５ｍＡ程度になる。これはトランジスタ５と１
５．１６は構造が全く等しいのでオン抵抗は、単純に面
積に反比例するためである。この事はトランジスタ７及
び１７．１８との関係にも同様にあてはまる。
この場合の消費電力を計算すると出力回路電流５００ｍ
Ａ流した時の電源端子３と出力端子９間の電圧降下分を
０．５Ｖ（オン抵抗１，０Ω）とすると、本発明の回路
は、消費電力Ｐ＝０．５ＶＸ５、ＯＸ １０−’＝２．
５Ｘ １０−’Ｗになる。従来回路の場合同様な電圧を
検出するための損失は、Ｐ ＝ ０．５ ＶＸｏ、５Ａ
＝２．５Ｘ １０−’Ｗとなり本発明の回路は従来回路
に比べて検出回路で消費される損失は、１／１０００に
低減できる。
Ａ流した時の電源端子３と出力端子９間の電圧降下分を
０．５Ｖ（オン抵抗１，０Ω）とすると、本発明の回路
は、消費電力Ｐ＝０．５ＶＸ５、ＯＸ １０−’＝２．
５Ｘ １０−’Ｗになる。従来回路の場合同様な電圧を
検出するための損失は、Ｐ ＝ ０．５ ＶＸｏ、５Ａ
＝２．５Ｘ １０−’Ｗとなり本発明の回路は従来回路
に比べて検出回路で消費される損失は、１／１０００に
低減できる。
第２図は本発明の実施例２の回路図である。本回路は実
施例１の５〜８，１５〜１８のＭＯＳトランジスタを２
重拡散型のＭＯＳトランジスタ５ａ〜８ａ、１５ａ〜１
８ａで構成している。２重拡散型のＭＯＳトランジスタ
を使用する場合でも通常のＭＯＳトランジスタと同様な
効果がある。
施例１の５〜８，１５〜１８のＭＯＳトランジスタを２
重拡散型のＭＯＳトランジスタ５ａ〜８ａ、１５ａ〜１
８ａで構成している。２重拡散型のＭＯＳトランジスタ
を使用する場合でも通常のＭＯＳトランジスタと同様な
効果がある。
以上の実施例は全てＮチャンネル型のＭＯＳトランジス
タの場合だが、出力Ｈブリッジ回路のハイサイド側のト
ランジスタ５，７及び電流検出回路を構成するトランジ
スタ１５〜１８をＰチャンネル型のＭＯＳトランジスタ
を用いて構成しても同様な効果を得る事ができる。
タの場合だが、出力Ｈブリッジ回路のハイサイド側のト
ランジスタ５，７及び電流検出回路を構成するトランジ
スタ１５〜１８をＰチャンネル型のＭＯＳトランジスタ
を用いて構成しても同様な効果を得る事ができる。
以上説明したように本発明は、従来出力バッファＨブリ
ッジ回路を流れる電流を電流検出抵抗を通し、その電圧
降下分でコントロールしていたのを出力Ｈブリッジ回路
を構成するトランジスタと構造が同じで面積が小さいト
ランジスタを２個直列にして、そのトランジスタの電圧
降下分でコントロールする事により低消費電力化できる
効果がある。それは、出力回路を構成するトランジスタ
に比べ電流検出回路に用いるトランジスターを１／１０
０〜１１５００と小さくすれば、消費される電力もそれ
に比例するため低消費電力にする事ができる。しかも、
トランジスター構造は等しいためスレッシュホルド電圧
等緒特性も等しくなるので出力電流を正確にモニターで
きる効果がある。
ッジ回路を流れる電流を電流検出抵抗を通し、その電圧
降下分でコントロールしていたのを出力Ｈブリッジ回路
を構成するトランジスタと構造が同じで面積が小さいト
ランジスタを２個直列にして、そのトランジスタの電圧
降下分でコントロールする事により低消費電力化できる
効果がある。それは、出力回路を構成するトランジスタ
に比べ電流検出回路に用いるトランジスターを１／１０
０〜１１５００と小さくすれば、消費される電力もそれ
に比例するため低消費電力にする事ができる。しかも、
トランジスター構造は等しいためスレッシュホルド電圧
等緒特性も等しくなるので出力電流を正確にモニターで
きる効果がある。
第１図は、本発明の第１の実施例の回路図、第２図は本
発明の第２の実施例の回路図である。第３図は従来の電
流検出回路の回路図であり、第４図はコントロール回路
の具体的な回路例である。 １・・・・・・入力端子、２，３．・・・・・・電源端
子、４・・・・・・接地端子、５〜８・・・・・・ＭＯ
Ｓトランジスタ、５ａ〜８ａ・・・・・・２重拡散型の
ＭＯＳトランジスタ、９、ｌＯ・・・・・・出力端子、
１１・・・・・・コントロール回路、１２．１３・・・
・・・内部入力端子、１４・・・・・・電流検出端子、
■５〜１８・・・・・・ＭＯＳトランジスタ、１５ａ〜
１８ａ・・・・・・２重拡散型ＭＯＳトランジスタ、１
９・・・・・・インバータ回路、２０・・・・・・基準
電圧発生回路、２１・・・・・・オペアンプ、２２・・
・・・・レベルシフト回路。
発明の第２の実施例の回路図である。第３図は従来の電
流検出回路の回路図であり、第４図はコントロール回路
の具体的な回路例である。 １・・・・・・入力端子、２，３．・・・・・・電源端
子、４・・・・・・接地端子、５〜８・・・・・・ＭＯ
Ｓトランジスタ、５ａ〜８ａ・・・・・・２重拡散型の
ＭＯＳトランジスタ、９、ｌＯ・・・・・・出力端子、
１１・・・・・・コントロール回路、１２．１３・・・
・・・内部入力端子、１４・・・・・・電流検出端子、
■５〜１８・・・・・・ＭＯＳトランジスタ、１５ａ〜
１８ａ・・・・・・２重拡散型ＭＯＳトランジスタ、１
９・・・・・・インバータ回路、２０・・・・・・基準
電圧発生回路、２１・・・・・・オペアンプ、２２・・
・・・・レベルシフト回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）ドレインが電源端子に接続されソースが第１の出力
端子に接続されゲートが第１の内部入力端子に接続され
る第１のＭＯＳトランジスタとドレインが前記第１の出
力端子に接続されソースが接地端子に接続されゲートが
第２の内部入力端子に接続される第２のＭＯＳトランジ
スタと、ドレインが前記電源端子に接続されソースが第
２の出力端子に接続されゲートが前記第２の内部入力端
子に接続される第３のＭＯＳトランジスタと、ドレイン
が前記第２の出力端子に接続されソースが前記接地端子
に接地されゲートが前記第１の内部入力端子に接続され
る第４のＭＯＳトランジスタとドレインが前記電源端子
に接続されソースが電流検出端子に接続されゲートが前
記第１の内部入力端子に接続される第５のＭＯＳトラン
ジスタとドレインが前記電流検出端子に接続され、ソー
スが前記第１の出力端子に接続され、ゲートが前記第１
の内部入力端子に接続される第６のＭＯＳトランジスタ
とドレインが前記電源端子に接続され、ソースが前記電
流検出端子に接続され、ゲートが前記第２の内部入力端
子に接続される第７のＭＯＳトランジスタと、ドレイン
が前記電流検出端子に接続されソースが前記第２の出力
端子に接続され、ゲートが前記第２の内部入力端子に接
続される第８のＭＯＳトランジスタを含む事を特徴とす
る電流検出回路。 ２）第１から第８のＭＯＳトランジスタが２重拡散型の
ＭＯＳトランジスタである請求項１記載の電流検出回路
。 ３）前記第５から第８のＭＯＳトランジスタは、前記第
１から第４のＭＯＳトランジスタと構造は同一でかつ面
積が小さいことを特徴とする請求項１記載の電流検出回
路。 ４）前記第１及び前記第３のＭＯＳトランジスタと前記
第５から第８ＭＯＳトランジスタはＰチャンネルのＭＯ
Ｓトランジスタであり前記第２及び前記第４のＭＯＳト
ランジスタがＮチャンネルのＭＯＳトランジスタである
ことを特徴とする請求項１記載の電流検出回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19498989 | 1989-07-26 | ||
| JP1-194989 | 1989-07-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03128696A true JPH03128696A (ja) | 1991-05-31 |
| JP2623934B2 JP2623934B2 (ja) | 1997-06-25 |
Family
ID=16333692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2194522A Expired - Lifetime JP2623934B2 (ja) | 1989-07-26 | 1990-07-23 | 電流検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5126603A (ja) |
| JP (1) | JP2623934B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0564424A (ja) * | 1991-08-28 | 1993-03-12 | Sharp Corp | 半導体装置の電圧降下回路 |
| US5410229A (en) * | 1992-07-31 | 1995-04-25 | Black & Decker Inc. | Motor speed control circuit with electronic clutch |
| US5297024A (en) * | 1992-12-01 | 1994-03-22 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Voice coil driver with variable gain in seek and track-follow modes |
| EP0693749B1 (en) * | 1994-07-19 | 2001-05-23 | Sgs-Thomson Microelectronics Pte Ltd. | A bidirectional load current sense circuit for a H-bridge |
| EP0703667B1 (en) * | 1994-09-16 | 1997-06-25 | STMicroelectronics S.r.l. | An integrated control circuit with a level shifter for switching an electronic switch |
| EP0703666B1 (en) * | 1994-09-16 | 1997-06-25 | STMicroelectronics S.r.l. | A control circuit with a level shifter for switching an electronic switch |
| US6121800A (en) * | 1998-07-07 | 2000-09-19 | Lucent Technologies, Inc. | Impedance matched, voltage-mode H-bridge write drivers |
| JP3324555B2 (ja) * | 1999-04-07 | 2002-09-17 | 日本電気株式会社 | トランジスタの誤動作、破壊防止回路 |
| US7912904B2 (en) * | 2004-03-31 | 2011-03-22 | Google Inc. | Email system with conversation-centric user interface |
| US7940059B2 (en) * | 2008-08-25 | 2011-05-10 | Freescale Semiconductor, Inc. | Method for testing H-bridge |
| JP6668202B2 (ja) * | 2016-09-07 | 2020-03-18 | 株式会社東芝 | 駆動制御装置と駆動制御方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1215501B (it) * | 1987-05-18 | 1990-02-14 | Sgs Microelettronica Spa | Circuito a ponte a transistori moscon ricircolo veloce di corrente abassa diddipazione. |
| US4859877A (en) * | 1988-01-04 | 1989-08-22 | Gte Laboratories Incorporated | Bidirectional digital signal transmission system |
| IT1216481B (it) * | 1988-02-29 | 1990-03-08 | Sgs Thomson Microelectronics | Potenza. dispositivo circuitale a basso assorbimento per comandare in accensione un transistore di |
| JPH07118947B2 (ja) * | 1988-12-05 | 1995-12-18 | 日本電気株式会社 | 半導体装置 |
-
1990
- 1990-07-23 JP JP2194522A patent/JP2623934B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-24 US US07/557,183 patent/US5126603A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5126603A (en) | 1992-06-30 |
| JP2623934B2 (ja) | 1997-06-25 |
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