JPH0621989A - 交互変調パターン技術に従って変調されたディジタル信号の復調装置 - Google Patents
交互変調パターン技術に従って変調されたディジタル信号の復調装置Info
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- JPH0621989A JPH0621989A JP5076823A JP7682393A JPH0621989A JP H0621989 A JPH0621989 A JP H0621989A JP 5076823 A JP5076823 A JP 5076823A JP 7682393 A JP7682393 A JP 7682393A JP H0621989 A JPH0621989 A JP H0621989A
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
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- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
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- H04L2027/0063—Elements of loops
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 位相シフトされた2つのパターンを交互に用
いるπ/4−QPSK変調技術に従って2軸上で直交位
相変調された信号の復調装置を提供する。 【構成】 当該復調装置は、実質的に搬送周波数を有す
る局部信号を供給する電圧制御発振器28と、局部信号
を使用し且つ復調された受信信号の位相成分P及び直交
位相成分Qを濾波30,31後に供給する復調手段と、
発振器28を制御するための制御信号39を生成し、且
つ位相推定信号E35を生成して、発振器28の制御に
介在する位相推定器33を含む位相制御手段32であっ
て、位相推定信号が復調された受信信号の位相成分P及
び直交位相成分Qから得られる位相制御手段とを含んで
いる。位相制御手段は、パターンの交互タイミングで位
相推定信号E35の極性を交互に反転させる手段34を
含んでおり、該手段はループ内濾波29後に発振器28
を制御する制御信号39を供給する。
いるπ/4−QPSK変調技術に従って2軸上で直交位
相変調された信号の復調装置を提供する。 【構成】 当該復調装置は、実質的に搬送周波数を有す
る局部信号を供給する電圧制御発振器28と、局部信号
を使用し且つ復調された受信信号の位相成分P及び直交
位相成分Qを濾波30,31後に供給する復調手段と、
発振器28を制御するための制御信号39を生成し、且
つ位相推定信号E35を生成して、発振器28の制御に
介在する位相推定器33を含む位相制御手段32であっ
て、位相推定信号が復調された受信信号の位相成分P及
び直交位相成分Qから得られる位相制御手段とを含んで
いる。位相制御手段は、パターンの交互タイミングで位
相推定信号E35の極性を交互に反転させる手段34を
含んでおり、該手段はループ内濾波29後に発振器28
を制御する制御信号39を供給する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、π/4−QPSK変調
(英語ではπ/4だけ移相された直交位相シフトキーイ
ング)に従って、偏移されており且つ交互に選択された
2つの変調パターン(constellations)
を用いる変調を用いて符号化されたディジタル信号の復
調に関する。
(英語ではπ/4だけ移相された直交位相シフトキーイ
ング)に従って、偏移されており且つ交互に選択された
2つの変調パターン(constellations)
を用いる変調を用いて符号化されたディジタル信号の復
調に関する。
【0002】
【従来の技術】π/4−QPSK変調は、今日、無線電
話の分野で広く使用されている変調である。この変調は
特に、ディジタルセルラ無線電話の北米規格及び日本規
格並びに定期航空機用ディジタル無線電話の新規TST
Sヨーロッパ規格で選択されている。
話の分野で広く使用されている変調である。この変調は
特に、ディジタルセルラ無線電話の北米規格及び日本規
格並びに定期航空機用ディジタル無線電話の新規TST
Sヨーロッパ規格で選択されている。
【0003】この変調の一般原理は、変調パターンが2
回に1回π/4の角度だけ偏移される従来の4位相状態
型変調(QPSK)に相当する。記号間の遷移は、振幅
変調が従来のQPSK変調よりも限定されるように設定
されている。
回に1回π/4の角度だけ偏移される従来の4位相状態
型変調(QPSK)に相当する。記号間の遷移は、振幅
変調が従来のQPSK変調よりも限定されるように設定
されている。
【0004】このような、従来の信号復調方法は、信号
が8位相状態型変調に基づいて変調されることを考慮し
ている。例えば8PSK Costasループ型復調器
が使用されている。このような変調器はQPSK復調器
よりも遥かに複雑であり、従って高価になる。
が8位相状態型変調に基づいて変調されることを考慮し
ている。例えば8PSK Costasループ型復調器
が使用されている。このような変調器はQPSK復調器
よりも遥かに複雑であり、従って高価になる。
【0005】特に1991年1月23日に出願された英
国特許出願第2,240,674号に記載されているよ
うなπ/4−QPSKに特有の復調技術も開発されてい
る。
国特許出願第2,240,674号に記載されているよ
うなπ/4−QPSKに特有の復調技術も開発されてい
る。
【0006】特に、前記明細書は、受信信号のパターン
を、復調後に2つの記号のうち1つをπ/4だけ“回
転”させることを共通の目的とする3つの型の復調器を
記載している。
を、復調後に2つの記号のうち1つをπ/4だけ“回
転”させることを共通の目的とする3つの型の復調器を
記載している。
【0007】換言すれば、これらの復調器はQPSK信
号復調用の従来型Costasループを含んでおり、こ
のループは電圧制御発振器を制御し且つ位相復調及び直
交位相復調された2つの信号を提供する2つの乗算器を
制御する。特殊回転モジュール(英国特許明細書第2,
240,674号の図4)、トランスコーディングテー
ブル(図9)又はCostasループの周波数の4倍の
周波数で機能する電圧制御発振器(図11)を用いて、
これらの復調信号に関してπ/4だけ交互に回転させ
る。
号復調用の従来型Costasループを含んでおり、こ
のループは電圧制御発振器を制御し且つ位相復調及び直
交位相復調された2つの信号を提供する2つの乗算器を
制御する。特殊回転モジュール(英国特許明細書第2,
240,674号の図4)、トランスコーディングテー
ブル(図9)又はCostasループの周波数の4倍の
周波数で機能する電圧制御発振器(図11)を用いて、
これらの復調信号に関してπ/4だけ交互に回転させ
る。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】これら3つの技術は特
に、公知のCostasループ型システムに、複雑であ
り従ってコストのかかる素子(移相回路、デッドメモリ
(memoire morte)又はフェーズロックド
ループ等)を1つ以上付け加えねばならないという欠点
を有する。
に、公知のCostasループ型システムに、複雑であ
り従ってコストのかかる素子(移相回路、デッドメモリ
(memoire morte)又はフェーズロックド
ループ等)を1つ以上付け加えねばならないという欠点
を有する。
【0009】本発明は従来技術で認められる種々の前記
欠点を克服することを目的とする。
欠点を克服することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】特に本発明の目的は、位
相状態が同数であるが、パターン偏移のない変調用の既
存の復調器に比べて簡単で、コストがあまりかからず、
また公知のCostasループ装置に複雑な部品を付け
加える必要のない交互に偏移されているπ/4−QPS
K型変調パターン技術に従って変調された信号の復調装
置を提供することである。
相状態が同数であるが、パターン偏移のない変調用の既
存の復調器に比べて簡単で、コストがあまりかからず、
また公知のCostasループ装置に複雑な部品を付け
加える必要のない交互に偏移されているπ/4−QPS
K型変調パターン技術に従って変調された信号の復調装
置を提供することである。
【0011】本発明の他の目的は、従来のCostas
ループ型装置の堅牢性と同様の堅牢性を有する復調装置
を提供することである。
ループ型装置の堅牢性と同様の堅牢性を有する復調装置
を提供することである。
【0012】前記目的及びこれから説明する他の目的
は、偏移されており且つ交互に選択された2つの4位相
状態型変調パターンを用いるπ/4−QPSK型ディジ
タル変調技術に従って2軸上で直交位相変調され、搬送
周波数を有する受信信号を復調するための装置によって
達成される。該復調装置は、この搬送周波数を有する局
部信号を供給する電圧制御発振器と、局部信号を使用し
且つ復調された受信信号の位相成分P及び直交位相成分
Qを濾波後に供給する復調手段と、発振器を制御するた
めの制御信号を生成し、且つ位相推定信号Eを生成し、
特性: E(φ+π/4)=−E(φ) (1)
は、偏移されており且つ交互に選択された2つの4位相
状態型変調パターンを用いるπ/4−QPSK型ディジ
タル変調技術に従って2軸上で直交位相変調され、搬送
周波数を有する受信信号を復調するための装置によって
達成される。該復調装置は、この搬送周波数を有する局
部信号を供給する電圧制御発振器と、局部信号を使用し
且つ復調された受信信号の位相成分P及び直交位相成分
Qを濾波後に供給する復調手段と、発振器を制御するた
めの制御信号を生成し、且つ位相推定信号Eを生成し、
特性: E(φ+π/4)=−E(φ) (1)
【0013】
【数2】
【0014】を実質的に確認し、また発振器の制御に介
在する位相推定器を含んでいる位相制御手段であって、
位相推定信号が復調された受信信号の位相成分P及び直
交位相成分Qから得られる位相制御手段とを含んでい
る。
在する位相推定器を含んでいる位相制御手段であって、
位相推定信号が復調された受信信号の位相成分P及び直
交位相成分Qから得られる位相制御手段とを含んでい
る。
【0015】本発明によれば、位相制御手段は、パター
ンの交互タイミングで位相推定信号Eの極性を交互に反
転させる手段を含んでおり、この手段は発振器制御用の
制御信号を供給する。
ンの交互タイミングで位相推定信号Eの極性を交互に反
転させる手段を含んでおり、この手段は発振器制御用の
制御信号を供給する。
【0016】有利には、パターンの交互タイミングで位
相推定信号Eの極性を交互に反転させる手段は、符号が
交互に正負に変わる極性反転信号Iによって制御され
る。反転信号の各遷移は実質的に、ディジタル信号の連
続する2つの記号間の遷移に相当する。
相推定信号Eの極性を交互に反転させる手段は、符号が
交互に正負に変わる極性反転信号Iによって制御され
る。反転信号の各遷移は実質的に、ディジタル信号の連
続する2つの記号間の遷移に相当する。
【0017】極性反転信号Iは単に、ディジタル信号の
記号周波数を有するクロック信号の周波数を2で割るこ
とによって得られる。
記号周波数を有するクロック信号の周波数を2で割るこ
とによって得られる。
【0018】有利には、位相推定信号の極性交互反転手
段は、一方では極性反転信号を、他方では位相推定信号
Eを受信する乗算器からなる。
段は、一方では極性反転信号を、他方では位相推定信号
Eを受信する乗算器からなる。
【0019】本発明は特に、位相推定器が以下の式: E=(P)・(Q)・(P+Q)・(P−Q) (2) E=sgn(P)・sgn(Q)・sgn(P+Q)・sgn(P−Q)(3) (式中、sgn(.)は考察する信号(.)の符号を供
給する演算子である)の一方に基づいて位相推定信号E
を提供するときに用いられる。
給する演算子である)の一方に基づいて位相推定信号E
を提供するときに用いられる。
【0020】勿論、特性(1)を確認する他の同様の又
は同等の推定器を使用してもよい。
は同等の推定器を使用してもよい。
【0021】
【実施例】添付図面を参照して例示的且つ非制限的な好
ましい実施例に関する以下の説明を読めば、本発明の他
の特徴及び利点が明白となろう。
ましい実施例に関する以下の説明を読めば、本発明の他
の特徴及び利点が明白となろう。
【0022】図1Aは、軸P(位相成分)及び軸Q(直
交位相成分)によって定義される面内でπ/4−QPS
K変調のパターンを構成する状態全体を示している。
交位相成分)によって定義される面内でπ/4−QPS
K変調のパターンを構成する状態全体を示している。
【0023】従って、信号は経時的に異なる8つの状態
111〜114及び121〜124をとり得る。これらは全
てπ/4の角度だけ離れている。
111〜114及び121〜124をとり得る。これらは全
てπ/4の角度だけ離れている。
【0024】このパターンは、従来の8−PSK変調に
使用されているパターンに相当する。従って、π/4−
QPSK変調を8−PSK復調器を用いて復調し得るこ
とは明らかである。しかしながら、このような復調器は
あまり使用されていない。この復調器はπ/4(考えら
れる連続する2つの状態間の角度)の識別能力を有さね
ばならないが、π/4−QPSKではπ/2の識別で十
分である。その結果、π/4−QPSK変調のために8
−PSK復調器を使用すると、無益に複雑になるのは明
白である。
使用されているパターンに相当する。従って、π/4−
QPSK変調を8−PSK復調器を用いて復調し得るこ
とは明らかである。しかしながら、このような復調器は
あまり使用されていない。この復調器はπ/4(考えら
れる連続する2つの状態間の角度)の識別能力を有さね
ばならないが、π/4−QPSKではπ/2の識別で十
分である。その結果、π/4−QPSK変調のために8
−PSK復調器を使用すると、無益に複雑になるのは明
白である。
【0025】実際π/4−QPSK変調では、信号は、
所与の時刻に異なる4つの位相状態のみをとり得る。こ
れらの状態は全てπ/2だけ離れている。例えば状態1
11〜114を含むパターン1は時刻tに相当する。次の
記号に相当する時刻では、信号は、パターン1に対して
π/4だけ偏移したパターン2の4つの状態121〜1
24の一つをとり得る。
所与の時刻に異なる4つの位相状態のみをとり得る。こ
れらの状態は全てπ/2だけ離れている。例えば状態1
11〜114を含むパターン1は時刻tに相当する。次の
記号に相当する時刻では、信号は、パターン1に対して
π/4だけ偏移したパターン2の4つの状態121〜1
24の一つをとり得る。
【0026】交互偏移は、特に連続する2つの状態間の
遷移に関して多くの利点がある。
遷移に関して多くの利点がある。
【0027】図1B及び図1Cはそれぞれ、能動(ac
tive)パターン1及び能動パターン2の場合を示し
ている。これらの図面によれば、これらのパターンが所
与の時刻で従来のQPSKパターンに相当することが明
らかである。
tive)パターン1及び能動パターン2の場合を示し
ている。これらの図面によれば、これらのパターンが所
与の時刻で従来のQPSKパターンに相当することが明
らかである。
【0028】従って、本発明の目的はQPSK復調で知
られている復調手段、特にCostasループを用いて
π/4−QPSK信号の復調を可能とすることである。
特に本発明は、このQPSK Costasループに簡
単且つコストのかからない改善された方法を提供する。
それによって、堅牢性を変えることなく、QPSKCo
stasループをπ/4−QPSK復調に適合させるこ
とができる。
られている復調手段、特にCostasループを用いて
π/4−QPSK信号の復調を可能とすることである。
特に本発明は、このQPSK Costasループに簡
単且つコストのかからない改善された方法を提供する。
それによって、堅牢性を変えることなく、QPSKCo
stasループをπ/4−QPSK復調に適合させるこ
とができる。
【0029】Costasループは従来通り、位相の復
調を可能とするために、受信信号の搬送周波数に実質的
に等しい周波数の局部信号を生成する電圧制御発振器を
含んでいる。この局部発振器は、位相推定器から出る制
御信号によって制御される。
調を可能とするために、受信信号の搬送周波数に実質的
に等しい周波数の局部信号を生成する電圧制御発振器を
含んでいる。この局部発振器は、位相推定器から出る制
御信号によって制御される。
【0030】この位相推定器は、復調信号をパターンの
安定平衡位相の1つに戻すための情報を提供する。従っ
て、図1Bの場合を考察するならば、位相推定器は、符
号“+”、“−”で示す符号が復調シンボルの位置に依
存する信号を供給し、その結果電圧制御発振器の位相に
作用することによって、復調信号のパターンをそれぞれ
回転方向13,14に回転させる。
安定平衡位相の1つに戻すための情報を提供する。従っ
て、図1Bの場合を考察するならば、位相推定器は、符
号“+”、“−”で示す符号が復調シンボルの位置に依
存する信号を供給し、その結果電圧制御発振器の位相に
作用することによって、復調信号のパターンをそれぞれ
回転方向13,14に回転させる。
【0031】このようにして、復調信号は常に最も近い
安定平衡位相に戻される。
安定平衡位相に戻される。
【0032】Costasループの場合には一般的に、
この位相推定器は、例えば: E=P・Q・(P+Q)・(P−Q) E=sgn(P)・sgn(Q)・sgn(P+Q)・
sgn(P−Q) E=P・sgn(Q)−Q・sgn(P) (式中、sgn()は考察する信号の符号を供給する関
数である)のような幾つかの公知の計算を行うことがで
きる。
この位相推定器は、例えば: E=P・Q・(P+Q)・(P−Q) E=sgn(P)・sgn(Q)・sgn(P+Q)・
sgn(P−Q) E=P・sgn(Q)−Q・sgn(P) (式中、sgn()は考察する信号の符号を供給する関
数である)のような幾つかの公知の計算を行うことがで
きる。
【0033】このような推定器をπ/4−QPSK変調
のために直接使用することができないことは明白であ
る。実際には、図1Bと図1Cとを共に観察するなら
ば、安定平衡位相は交互に偏移される(図1Bでは11
1〜114、次に図1Cでは121〜124)ために、推定
器の符号が変わらねばならないことが分かる。
のために直接使用することができないことは明白であ
る。実際には、図1Bと図1Cとを共に観察するなら
ば、安定平衡位相は交互に偏移される(図1Bでは11
1〜114、次に図1Cでは121〜124)ために、推定
器の符号が変わらねばならないことが分かる。
【0034】本発明は、一方のパターン(図1B)と他
方のパターン(図1C)との位相推定信号の符号が反対
であるという観察に基づく特に簡単な解決方法をこの問
題に提供する。
方のパターン(図1C)との位相推定信号の符号が反対
であるという観察に基づく特に簡単な解決方法をこの問
題に提供する。
【0035】従って、本発明によれば、推定器によって
提供される信号を、2つのうち1つの受信記号のタイミ
ングで規則的に反転させる手段を設けることによって、
通常使用されている位相推定信号を変更する。このよう
にして、発振器の制御信号は常に、能動パターンに関す
る位相推定信号に相当することになる。
提供される信号を、2つのうち1つの受信記号のタイミ
ングで規則的に反転させる手段を設けることによって、
通常使用されている位相推定信号を変更する。このよう
にして、発振器の制御信号は常に、能動パターンに関す
る位相推定信号に相当することになる。
【0036】図2は本発明の復調装置のブロック図を示
している。
している。
【0037】受信された変調信号21は、該受信信号2
1と、直交位相経路23のために移相器27によって9
0°だけ位相シフトされた搬送周波数の局部信号26と
の積を計算する2つの乗算器24,25を用いて、同時
に位相復調22及び直交位相復調23される。
1と、直交位相経路23のために移相器27によって9
0°だけ位相シフトされた搬送周波数の局部信号26と
の積を計算する2つの乗算器24,25を用いて、同時
に位相復調22及び直交位相復調23される。
【0038】この搬送周波数の局部信号26は、低域通
過ループ29濾波後の制御信号39によって電圧制御さ
れる発振器28によって供給される。
過ループ29濾波後の制御信号39によって電圧制御さ
れる発振器28によって供給される。
【0039】同様に、復調信号22,23はそれぞれ、
位相信号P22’及び直交位相信号Q23’を供給する
低域通過フィルタ30,31によって濾波される。
位相信号P22’及び直交位相信号Q23’を供給する
低域通過フィルタ30,31によって濾波される。
【0040】本発明は、位相推定器33を含む位相制御
手段32に基づいている。この位相制御手段32は、復
調信号22’,23’だけでなく、変調パターンの偏移
をフォローし得る極性反転信号I48も考慮している。
手段32に基づいている。この位相制御手段32は、復
調信号22’,23’だけでなく、変調パターンの偏移
をフォローし得る極性反転信号I48も考慮している。
【0041】この信号I48はシンボルの到着タイミン
グHsで符号が交互に正負に変わる信号であり、これら
の各シンボルの持続時間中は実質的に一定である。
グHsで符号が交互に正負に変わる信号であり、これら
の各シンボルの持続時間中は実質的に一定である。
【0042】特に本発明の位相制御手段32は、推定信
号35を供給し、且つ信号48によって制御されるこの
推定信号35の交互反転手段34に結合された従来の推
定器33の組み合わせとみなすことができる。
号35を供給し、且つ信号48によって制御されるこの
推定信号35の交互反転手段34に結合された従来の推
定器33の組み合わせとみなすことができる。
【0043】実際には、推定器33は例えば、以下の
式: E=(P)・(Q)・(P+Q)・(P−Q) で表される位相推定信号E(35)を供給する。
式: E=(P)・(Q)・(P+Q)・(P−Q) で表される位相推定信号E(35)を供給する。
【0044】他の実施例によれば、この推定器33は、
以下の式: E=sgn(P)・sgn(Q)・sgn(P+Q)・
sgn(P−Q) で表される位相推定信号E(35)を計算することがで
きる。
以下の式: E=sgn(P)・sgn(Q)・sgn(P+Q)・
sgn(P−Q) で表される位相推定信号E(35)を計算することがで
きる。
【0045】一般には、位相推定信号E(35)の記号
のタイミングでの反転手段が付加された多くの公知の位
相推定器を使用することができる。
のタイミングでの反転手段が付加された多くの公知の位
相推定器を使用することができる。
【0046】しかしながら、考察する推定器が、実質的
に対称的であり、即ち特性(1)を確認する連続信号を
供給することが重要である。
に対称的であり、即ち特性(1)を確認する連続信号を
供給することが重要である。
【0047】従って、公知の推定器:E=P・sgn
(Q)−Q・sgn(P)は特に簡単ではあるが、本発
明とは相容れない。何故ならば、この推定器は特性
(1)を確認しないからである。
(Q)−Q・sgn(P)は特に簡単ではあるが、本発
明とは相容れない。何故ならば、この推定器は特性
(1)を確認しないからである。
【0048】極性反転信号48は、種々の方法で、例え
ば復調装置内のクロックから生成し得る。
ば復調装置内のクロックから生成し得る。
【0049】しかしながら、シンボルクロックHsから
この信号48を決定することが推定の確実性及び物理的
単純性の見地から特に有利である。実際には、Hsから
信号48を得るには単なる周波数二分周器36で十分で
ある。
この信号48を決定することが推定の確実性及び物理的
単純性の見地から特に有利である。実際には、Hsから
信号48を得るには単なる周波数二分周器36で十分で
ある。
【0050】このシンボルクロックは常に受信器内で使
用可能である。このクロックは例えばタイミング再生
(recuperation)システムによって提供し
得る。これは何等問題を生じない。何故ならば、タイミ
ングは搬送波の前に再生されるからである。
用可能である。このクロックは例えばタイミング再生
(recuperation)システムによって提供し
得る。これは何等問題を生じない。何故ならば、タイミ
ングは搬送波の前に再生されるからである。
【0051】極性反転手段34は、位相推定信号E(3
5)に信号48をかけ合せる単なるアナログ又はディジ
タル乗算器から構成し得る。
5)に信号48をかけ合せる単なるアナログ又はディジ
タル乗算器から構成し得る。
【0052】図3はこのような変調信号と、対応する2
つの反転信号とを示している。特に曲線41,42は、
それぞれが変調信号22’,23’に相当する2つの目
の図(diagrammes de l’oeil)を
示している。曲線43,46は考えられる2つの極性反
転信号48である。
つの反転信号とを示している。特に曲線41,42は、
それぞれが変調信号22’,23’に相当する2つの目
の図(diagrammes de l’oeil)を
示している。曲線43,46は考えられる2つの極性反
転信号48である。
【0053】立上がり面441,443,452,454及
び立下がり面442,444,451,453は、2つの連
続する記号の間の遷移部分471〜474に正確に配置さ
れている。
び立下がり面442,444,451,453は、2つの連
続する記号の間の遷移部分471〜474に正確に配置さ
れている。
【0054】従って、信号41,42の目が開いている
ときには、シンボルの持続時間に等しい持続時間49
中、信号48は一定のままである。
ときには、シンボルの持続時間に等しい持続時間49
中、信号48は一定のままである。
【0055】推定器から見れば、反転信号43,46は
同等である。いずれかの信号を信号48として使用する
ことができる。従って、反転信号は復調開始に何等問題
を引き起さない。いずれの場合でも、復調信号のパター
ンは、平衡位置に達する前にπ/4だけ回転する。更に
は、送信時のパターンの差動符号化のために、送信信号
に対するπ/4の多相アンビキュイティは重要ではな
い。
同等である。いずれかの信号を信号48として使用する
ことができる。従って、反転信号は復調開始に何等問題
を引き起さない。いずれの場合でも、復調信号のパター
ンは、平衡位置に達する前にπ/4だけ回転する。更に
は、送信時のパターンの差動符号化のために、送信信号
に対するπ/4の多相アンビキュイティは重要ではな
い。
【0056】前述した装置は、従来のCostasルー
プ装置と同一の堅牢性を保持するという利点がある。従
って特に、前記装置をあらゆる型のディジタルスループ
ットに適用することができる。
プ装置と同一の堅牢性を保持するという利点がある。従
って特に、前記装置をあらゆる型のディジタルスループ
ットに適用することができる。
【0057】更には、本装置は、その応用が特に簡単で
あるために有利である。
あるために有利である。
【図1A】π/4−QPSK変調の原理を示す図であ
る。
る。
【図1B】π/4−QPSK変調の原理を示す図であ
る。
る。
【図1C】π/4−QPSK変調の原理を示す図であ
る。
る。
【図2】本発明の復調装置のブロック図である。
【図3】図1A〜図1Cに示すような変調で受信された
信号及び対応する2つの極性反転信号を示す目の図であ
る。
信号及び対応する2つの極性反転信号を示す目の図であ
る。
24,25 乗算器 27 移相器 28 電圧制御発振器 32 位相制御手段 33 位相推定器 34 極性反転手段 36 周波数二分周器
Claims (6)
- 【請求項1】 偏移されており且つ交互に選択された2
つの4位相状態型変調パターンを用いるπ/4−QPS
K型ディジタル変調技術に従って2軸上で直交位相変調
された、搬送周波数を有する受信信号を復調するための
装置であって、実質的に前記搬送周波数を有する局部信
号を供給する電圧制御発振器と、 前記局部信号を使用し且つ復調された受信信号の位相成
分及び直交位相成分を濾波後に供給する復調手段と、 前記発振器を制御するための制御信号を生成し、且つ位
相推定信号を生成し、特性: E(φ+π/4)=−E(φ) 【数1】 を実質的に確認し、また発振器の制御に介在する位相推
定器を含んでいる位相制御手段であって、前記位相推定
信号が復調された受信信号の前記位相成分及び前記直交
位相成分から得られる位相制御手段とを含んでおり、前
記位相制御手段が、前記パターンの交互タイミングで前
記位相推定信号の極性を交互に反転させる手段を含んで
おり、該手段がループ内濾波後に前記発振器を制御する
前記制御信号を供給することを特徴とするディジタル信
号復調装置。 - 【請求項2】 前記パターンの交互タイミングで前記位
相推定信号の極性を交互に反転させる前記手段が、符号
が交互に正負に変わる極性反転信号によって制御され、
前記反転信号の各遷移が実質的に、前記ディジタル信号
の連続する2つの記号間の遷移に相当することを特徴と
する請求項1に記載の装置。 - 【請求項3】 前記極性反転信号が、前記ディジタル信
号の記号周波数を有するクロック信号の周波数を2で割
ることによって得られることを特徴とする請求項2に記
載の装置。 - 【請求項4】 位相推定信号の前記極性交互反転手段
が、一方では前記極性反転信号を、他方では前記位相推
定信号を受信する乗算器からなることを特徴とする請求
項1から3のいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項5】 前記位相推定器が、式: E=(P)・(Q)・(P+Q)・(P−Q) に基づいて位相推定信号を供給することを特徴とする請
求項1から4のいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項6】 前記位相推定器が、式: E=sgn(P)・sgn(Q)・sgn(P+Q)・
sgn(P−Q) (式中、sgn(.)は考察する信号(.)の符号を提
供する演算子である)に基づいて位相推定信号を供給す
ることを特徴とする請求項1から4のいずれか一項に記
載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR9204101 | 1992-04-03 | ||
FR9204101A FR2689712B1 (fr) | 1992-04-03 | 1992-04-03 | Dispositif de démodulation de signaux numériques modulés selon une technique à constellations de modulation alternées. |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0621989A true JPH0621989A (ja) | 1994-01-28 |
Family
ID=9428465
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5076823A Pending JPH0621989A (ja) | 1992-04-03 | 1993-04-02 | 交互変調パターン技術に従って変調されたディジタル信号の復調装置 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
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EP (1) | EP0564361B1 (ja) |
JP (1) | JPH0621989A (ja) |
CA (1) | CA2093275A1 (ja) |
DE (1) | DE69317137T2 (ja) |
ES (1) | ES2115029T3 (ja) |
FR (1) | FR2689712B1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07264257A (ja) * | 1994-03-24 | 1995-10-13 | Kokusai Electric Co Ltd | π/4シフトQPSK同期回路 |
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---|---|---|---|---|
GB2280324B (en) * | 1993-07-16 | 1998-07-22 | Plessey Semiconductors Ltd | Detectors |
JP3540393B2 (ja) * | 1994-10-31 | 2004-07-07 | 三洋電機株式会社 | コスタスループ |
EP0775410A2 (en) * | 1995-06-08 | 1997-05-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transmission system using transmitter with phase modulator and frequency multiplier |
US6097770A (en) * | 1996-10-31 | 2000-08-01 | Lucent Technologies Inc. | Frequency offset estimation for wireless systems based on channel impulse response |
FR2764158B1 (fr) * | 1997-06-03 | 1999-08-20 | Texas Instruments France | Procede et dispositif d'estimation du decalage de frequence dans un signal recu par un demodulateur de telephone mobile |
US6546425B1 (en) * | 1998-10-09 | 2003-04-08 | Netmotion Wireless, Inc. | Method and apparatus for providing mobile and other intermittent connectivity in a computing environment |
US6377620B1 (en) * | 1999-01-19 | 2002-04-23 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
DE19948745A1 (de) * | 1999-10-09 | 2001-04-12 | Philips Corp Intellectual Pty | Schaltungsanordnung zur Demodulation eines Zwischenfrequenz-Videosignals |
US7356089B2 (en) * | 2003-09-05 | 2008-04-08 | Nortel Networks Limited | Phase offset spatial multiplexing |
JP4684185B2 (ja) * | 2006-08-15 | 2011-05-18 | 富士通株式会社 | 通信システム |
GB2459478A (en) * | 2008-04-23 | 2009-10-28 | Audium Semiconductor Ltd | Telecommunication System with simplified Receiver |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5820181B2 (ja) * | 1974-09-25 | 1983-04-21 | 日本電気株式会社 | タソウイソウドウキフクチヨウソウチ |
US4344178A (en) * | 1980-09-26 | 1982-08-10 | Harris Corporation | Costas loop QPSK demodulator |
DE3823374A1 (de) * | 1988-07-09 | 1990-01-18 | Philips Patentverwaltung | Vorrichtung zur entzerrung und demodulation winkelmodulierter datensignale |
JP2552927B2 (ja) * | 1990-01-26 | 1996-11-13 | 三菱電機株式会社 | π/4シフトQPSK信号の復調装置 |
-
1992
- 1992-04-03 FR FR9204101A patent/FR2689712B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-04-01 EP EP93400848A patent/EP0564361B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-01 DE DE69317137T patent/DE69317137T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-04-01 ES ES93400848T patent/ES2115029T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-02 JP JP5076823A patent/JPH0621989A/ja active Pending
- 1993-04-02 CA CA002093275A patent/CA2093275A1/fr not_active Abandoned
- 1993-04-02 US US08/041,967 patent/US5438594A/en not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07264257A (ja) * | 1994-03-24 | 1995-10-13 | Kokusai Electric Co Ltd | π/4シフトQPSK同期回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA2093275A1 (fr) | 1993-10-04 |
EP0564361B1 (fr) | 1998-03-04 |
FR2689712B1 (fr) | 1994-08-19 |
DE69317137D1 (de) | 1998-04-09 |
FR2689712A1 (fr) | 1993-10-08 |
US5438594A (en) | 1995-08-01 |
EP0564361A1 (fr) | 1993-10-06 |
ES2115029T3 (es) | 1998-06-16 |
DE69317137T2 (de) | 1998-06-25 |
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