JPH0621989A - 交互変調パターン技術に従って変調されたディジタル信号の復調装置 - Google Patents
交互変調パターン技術に従って変調されたディジタル信号の復調装置Info
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- JPH0621989A JPH0621989A JP5076823A JP7682393A JPH0621989A JP H0621989 A JPH0621989 A JP H0621989A JP 5076823 A JP5076823 A JP 5076823A JP 7682393 A JP7682393 A JP 7682393A JP H0621989 A JPH0621989 A JP H0621989A
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- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 位相シフトされた２つのパターンを交互に用
いるπ／４−ＱＰＳＫ変調技術に従って２軸上で直交位
相変調された信号の復調装置を提供する。 【構成】 当該復調装置は、実質的に搬送周波数を有す
る局部信号を供給する電圧制御発振器２８と、局部信号
を使用し且つ復調された受信信号の位相成分Ｐ及び直交
位相成分Ｑを濾波３０，３１後に供給する復調手段と、
発振器２８を制御するための制御信号３９を生成し、且
つ位相推定信号Ｅ３５を生成して、発振器２８の制御に
介在する位相推定器３３を含む位相制御手段３２であっ
て、位相推定信号が復調された受信信号の位相成分Ｐ及
び直交位相成分Ｑから得られる位相制御手段とを含んで
いる。位相制御手段は、パターンの交互タイミングで位
相推定信号Ｅ３５の極性を交互に反転させる手段３４を
含んでおり、該手段はループ内濾波２９後に発振器２８
を制御する制御信号３９を供給する。
いるπ／４−ＱＰＳＫ変調技術に従って２軸上で直交位
相変調された信号の復調装置を提供する。 【構成】 当該復調装置は、実質的に搬送周波数を有す
る局部信号を供給する電圧制御発振器２８と、局部信号
を使用し且つ復調された受信信号の位相成分Ｐ及び直交
位相成分Ｑを濾波３０，３１後に供給する復調手段と、
発振器２８を制御するための制御信号３９を生成し、且
つ位相推定信号Ｅ３５を生成して、発振器２８の制御に
介在する位相推定器３３を含む位相制御手段３２であっ
て、位相推定信号が復調された受信信号の位相成分Ｐ及
び直交位相成分Ｑから得られる位相制御手段とを含んで
いる。位相制御手段は、パターンの交互タイミングで位
相推定信号Ｅ３５の極性を交互に反転させる手段３４を
含んでおり、該手段はループ内濾波２９後に発振器２８
を制御する制御信号３９を供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、π／４−ＱＰＳＫ変調
（英語ではπ／４だけ移相された直交位相シフトキーイ
ング）に従って、偏移されており且つ交互に選択された
２つの変調パターン（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎｓ）
を用いる変調を用いて符号化されたディジタル信号の復
調に関する。
（英語ではπ／４だけ移相された直交位相シフトキーイ
ング）に従って、偏移されており且つ交互に選択された
２つの変調パターン（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎｓ）
を用いる変調を用いて符号化されたディジタル信号の復
調に関する。
【０００２】
【従来の技術】π／４−ＱＰＳＫ変調は、今日、無線電
話の分野で広く使用されている変調である。この変調は
特に、ディジタルセルラ無線電話の北米規格及び日本規
格並びに定期航空機用ディジタル無線電話の新規ＴＳＴ
Ｓヨーロッパ規格で選択されている。
話の分野で広く使用されている変調である。この変調は
特に、ディジタルセルラ無線電話の北米規格及び日本規
格並びに定期航空機用ディジタル無線電話の新規ＴＳＴ
Ｓヨーロッパ規格で選択されている。
【０００３】この変調の一般原理は、変調パターンが２
回に１回π／４の角度だけ偏移される従来の４位相状態
型変調（ＱＰＳＫ）に相当する。記号間の遷移は、振幅
変調が従来のＱＰＳＫ変調よりも限定されるように設定
されている。
回に１回π／４の角度だけ偏移される従来の４位相状態
型変調（ＱＰＳＫ）に相当する。記号間の遷移は、振幅
変調が従来のＱＰＳＫ変調よりも限定されるように設定
されている。
【０００４】このような、従来の信号復調方法は、信号
が８位相状態型変調に基づいて変調されることを考慮し
ている。例えば８ＰＳＫ Ｃｏｓｔａｓループ型復調器
が使用されている。このような変調器はＱＰＳＫ復調器
よりも遥かに複雑であり、従って高価になる。
が８位相状態型変調に基づいて変調されることを考慮し
ている。例えば８ＰＳＫ Ｃｏｓｔａｓループ型復調器
が使用されている。このような変調器はＱＰＳＫ復調器
よりも遥かに複雑であり、従って高価になる。
【０００５】特に１９９１年１月２３日に出願された英
国特許出願第２，２４０，６７４号に記載されているよ
うなπ／４−ＱＰＳＫに特有の復調技術も開発されてい
る。
国特許出願第２，２４０，６７４号に記載されているよ
うなπ／４−ＱＰＳＫに特有の復調技術も開発されてい
る。
【０００６】特に、前記明細書は、受信信号のパターン
を、復調後に２つの記号のうち１つをπ／４だけ“回
転”させることを共通の目的とする３つの型の復調器を
記載している。
を、復調後に２つの記号のうち１つをπ／４だけ“回
転”させることを共通の目的とする３つの型の復調器を
記載している。
【０００７】換言すれば、これらの復調器はＱＰＳＫ信
号復調用の従来型Ｃｏｓｔａｓループを含んでおり、こ
のループは電圧制御発振器を制御し且つ位相復調及び直
交位相復調された２つの信号を提供する２つの乗算器を
制御する。特殊回転モジュール（英国特許明細書第２，
２４０，６７４号の図４）、トランスコーディングテー
ブル（図９）又はＣｏｓｔａｓループの周波数の４倍の
周波数で機能する電圧制御発振器（図１１）を用いて、
これらの復調信号に関してπ／４だけ交互に回転させ
る。
号復調用の従来型Ｃｏｓｔａｓループを含んでおり、こ
のループは電圧制御発振器を制御し且つ位相復調及び直
交位相復調された２つの信号を提供する２つの乗算器を
制御する。特殊回転モジュール（英国特許明細書第２，
２４０，６７４号の図４）、トランスコーディングテー
ブル（図９）又はＣｏｓｔａｓループの周波数の４倍の
周波数で機能する電圧制御発振器（図１１）を用いて、
これらの復調信号に関してπ／４だけ交互に回転させ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】これら３つの技術は特
に、公知のＣｏｓｔａｓループ型システムに、複雑であ
り従ってコストのかかる素子（移相回路、デッドメモリ
（ｍｅｍｏｉｒｅ ｍｏｒｔｅ）又はフェーズロックド
ループ等）を１つ以上付け加えねばならないという欠点
を有する。
に、公知のＣｏｓｔａｓループ型システムに、複雑であ
り従ってコストのかかる素子（移相回路、デッドメモリ
（ｍｅｍｏｉｒｅ ｍｏｒｔｅ）又はフェーズロックド
ループ等）を１つ以上付け加えねばならないという欠点
を有する。
【０００９】本発明は従来技術で認められる種々の前記
欠点を克服することを目的とする。
欠点を克服することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】特に本発明の目的は、位
相状態が同数であるが、パターン偏移のない変調用の既
存の復調器に比べて簡単で、コストがあまりかからず、
また公知のＣｏｓｔａｓループ装置に複雑な部品を付け
加える必要のない交互に偏移されているπ／４−ＱＰＳ
Ｋ型変調パターン技術に従って変調された信号の復調装
置を提供することである。
相状態が同数であるが、パターン偏移のない変調用の既
存の復調器に比べて簡単で、コストがあまりかからず、
また公知のＣｏｓｔａｓループ装置に複雑な部品を付け
加える必要のない交互に偏移されているπ／４−ＱＰＳ
Ｋ型変調パターン技術に従って変調された信号の復調装
置を提供することである。
【００１１】本発明の他の目的は、従来のＣｏｓｔａｓ
ループ型装置の堅牢性と同様の堅牢性を有する復調装置
を提供することである。
ループ型装置の堅牢性と同様の堅牢性を有する復調装置
を提供することである。
【００１２】前記目的及びこれから説明する他の目的
は、偏移されており且つ交互に選択された２つの４位相
状態型変調パターンを用いるπ／４−ＱＰＳＫ型ディジ
タル変調技術に従って２軸上で直交位相変調され、搬送
周波数を有する受信信号を復調するための装置によって
達成される。該復調装置は、この搬送周波数を有する局
部信号を供給する電圧制御発振器と、局部信号を使用し
且つ復調された受信信号の位相成分Ｐ及び直交位相成分
Ｑを濾波後に供給する復調手段と、発振器を制御するた
めの制御信号を生成し、且つ位相推定信号Ｅを生成し、
特性： Ｅ（φ＋π／４）＝−Ｅ（φ） （１）
は、偏移されており且つ交互に選択された２つの４位相
状態型変調パターンを用いるπ／４−ＱＰＳＫ型ディジ
タル変調技術に従って２軸上で直交位相変調され、搬送
周波数を有する受信信号を復調するための装置によって
達成される。該復調装置は、この搬送周波数を有する局
部信号を供給する電圧制御発振器と、局部信号を使用し
且つ復調された受信信号の位相成分Ｐ及び直交位相成分
Ｑを濾波後に供給する復調手段と、発振器を制御するた
めの制御信号を生成し、且つ位相推定信号Ｅを生成し、
特性： Ｅ（φ＋π／４）＝−Ｅ（φ） （１）
【００１３】
【数２】
【００１４】を実質的に確認し、また発振器の制御に介
在する位相推定器を含んでいる位相制御手段であって、
位相推定信号が復調された受信信号の位相成分Ｐ及び直
交位相成分Ｑから得られる位相制御手段とを含んでい
る。
在する位相推定器を含んでいる位相制御手段であって、
位相推定信号が復調された受信信号の位相成分Ｐ及び直
交位相成分Ｑから得られる位相制御手段とを含んでい
る。
【００１５】本発明によれば、位相制御手段は、パター
ンの交互タイミングで位相推定信号Ｅの極性を交互に反
転させる手段を含んでおり、この手段は発振器制御用の
制御信号を供給する。
ンの交互タイミングで位相推定信号Ｅの極性を交互に反
転させる手段を含んでおり、この手段は発振器制御用の
制御信号を供給する。
【００１６】有利には、パターンの交互タイミングで位
相推定信号Ｅの極性を交互に反転させる手段は、符号が
交互に正負に変わる極性反転信号Ｉによって制御され
る。反転信号の各遷移は実質的に、ディジタル信号の連
続する２つの記号間の遷移に相当する。
相推定信号Ｅの極性を交互に反転させる手段は、符号が
交互に正負に変わる極性反転信号Ｉによって制御され
る。反転信号の各遷移は実質的に、ディジタル信号の連
続する２つの記号間の遷移に相当する。
【００１７】極性反転信号Ｉは単に、ディジタル信号の
記号周波数を有するクロック信号の周波数を２で割るこ
とによって得られる。
記号周波数を有するクロック信号の周波数を２で割るこ
とによって得られる。
【００１８】有利には、位相推定信号の極性交互反転手
段は、一方では極性反転信号を、他方では位相推定信号
Ｅを受信する乗算器からなる。
段は、一方では極性反転信号を、他方では位相推定信号
Ｅを受信する乗算器からなる。
【００１９】本発明は特に、位相推定器が以下の式： Ｅ＝（Ｐ）・（Ｑ）・（Ｐ＋Ｑ）・（Ｐ−Ｑ） （２） Ｅ＝ｓｇｎ（Ｐ）・ｓｇｎ（Ｑ）・ｓｇｎ（Ｐ＋Ｑ）・ｓｇｎ（Ｐ−Ｑ）（３） （式中、ｓｇｎ（．）は考察する信号（．）の符号を供
給する演算子である）の一方に基づいて位相推定信号Ｅ
を提供するときに用いられる。
給する演算子である）の一方に基づいて位相推定信号Ｅ
を提供するときに用いられる。
【００２０】勿論、特性（１）を確認する他の同様の又
は同等の推定器を使用してもよい。
は同等の推定器を使用してもよい。
【００２１】
【実施例】添付図面を参照して例示的且つ非制限的な好
ましい実施例に関する以下の説明を読めば、本発明の他
の特徴及び利点が明白となろう。
ましい実施例に関する以下の説明を読めば、本発明の他
の特徴及び利点が明白となろう。
【００２２】図１Ａは、軸Ｐ（位相成分）及び軸Ｑ（直
交位相成分）によって定義される面内でπ／４−ＱＰＳ
Ｋ変調のパターンを構成する状態全体を示している。
交位相成分）によって定義される面内でπ／４−ＱＰＳ
Ｋ変調のパターンを構成する状態全体を示している。
【００２３】従って、信号は経時的に異なる８つの状態
１１1〜１１4及び１２1〜１２4をとり得る。これらは全
てπ／４の角度だけ離れている。
１１1〜１１4及び１２1〜１２4をとり得る。これらは全
てπ／４の角度だけ離れている。
【００２４】このパターンは、従来の８−ＰＳＫ変調に
使用されているパターンに相当する。従って、π／４−
ＱＰＳＫ変調を８−ＰＳＫ復調器を用いて復調し得るこ
とは明らかである。しかしながら、このような復調器は
あまり使用されていない。この復調器はπ／４（考えら
れる連続する２つの状態間の角度）の識別能力を有さね
ばならないが、π／４−ＱＰＳＫではπ／２の識別で十
分である。その結果、π／４−ＱＰＳＫ変調のために８
−ＰＳＫ復調器を使用すると、無益に複雑になるのは明
白である。
使用されているパターンに相当する。従って、π／４−
ＱＰＳＫ変調を８−ＰＳＫ復調器を用いて復調し得るこ
とは明らかである。しかしながら、このような復調器は
あまり使用されていない。この復調器はπ／４（考えら
れる連続する２つの状態間の角度）の識別能力を有さね
ばならないが、π／４−ＱＰＳＫではπ／２の識別で十
分である。その結果、π／４−ＱＰＳＫ変調のために８
−ＰＳＫ復調器を使用すると、無益に複雑になるのは明
白である。
【００２５】実際π／４−ＱＰＳＫ変調では、信号は、
所与の時刻に異なる４つの位相状態のみをとり得る。こ
れらの状態は全てπ／２だけ離れている。例えば状態１
１1〜１１4を含むパターン１は時刻ｔに相当する。次の
記号に相当する時刻では、信号は、パターン１に対して
π／４だけ偏移したパターン２の４つの状態１２1〜１
２4の一つをとり得る。
所与の時刻に異なる４つの位相状態のみをとり得る。こ
れらの状態は全てπ／２だけ離れている。例えば状態１
１1〜１１4を含むパターン１は時刻ｔに相当する。次の
記号に相当する時刻では、信号は、パターン１に対して
π／４だけ偏移したパターン２の４つの状態１２1〜１
２4の一つをとり得る。
【００２６】交互偏移は、特に連続する２つの状態間の
遷移に関して多くの利点がある。
遷移に関して多くの利点がある。
【００２７】図１Ｂ及び図１Ｃはそれぞれ、能動（ａｃ
ｔｉｖｅ）パターン１及び能動パターン２の場合を示し
ている。これらの図面によれば、これらのパターンが所
与の時刻で従来のＱＰＳＫパターンに相当することが明
らかである。
ｔｉｖｅ）パターン１及び能動パターン２の場合を示し
ている。これらの図面によれば、これらのパターンが所
与の時刻で従来のＱＰＳＫパターンに相当することが明
らかである。
【００２８】従って、本発明の目的はＱＰＳＫ復調で知
られている復調手段、特にＣｏｓｔａｓループを用いて
π／４−ＱＰＳＫ信号の復調を可能とすることである。
特に本発明は、このＱＰＳＫ Ｃｏｓｔａｓループに簡
単且つコストのかからない改善された方法を提供する。
それによって、堅牢性を変えることなく、ＱＰＳＫＣｏ
ｓｔａｓループをπ／４−ＱＰＳＫ復調に適合させるこ
とができる。
られている復調手段、特にＣｏｓｔａｓループを用いて
π／４−ＱＰＳＫ信号の復調を可能とすることである。
特に本発明は、このＱＰＳＫ Ｃｏｓｔａｓループに簡
単且つコストのかからない改善された方法を提供する。
それによって、堅牢性を変えることなく、ＱＰＳＫＣｏ
ｓｔａｓループをπ／４−ＱＰＳＫ復調に適合させるこ
とができる。
【００２９】Ｃｏｓｔａｓループは従来通り、位相の復
調を可能とするために、受信信号の搬送周波数に実質的
に等しい周波数の局部信号を生成する電圧制御発振器を
含んでいる。この局部発振器は、位相推定器から出る制
御信号によって制御される。
調を可能とするために、受信信号の搬送周波数に実質的
に等しい周波数の局部信号を生成する電圧制御発振器を
含んでいる。この局部発振器は、位相推定器から出る制
御信号によって制御される。
【００３０】この位相推定器は、復調信号をパターンの
安定平衡位相の１つに戻すための情報を提供する。従っ
て、図１Ｂの場合を考察するならば、位相推定器は、符
号“＋”、“−”で示す符号が復調シンボルの位置に依
存する信号を供給し、その結果電圧制御発振器の位相に
作用することによって、復調信号のパターンをそれぞれ
回転方向１３，１４に回転させる。
安定平衡位相の１つに戻すための情報を提供する。従っ
て、図１Ｂの場合を考察するならば、位相推定器は、符
号“＋”、“−”で示す符号が復調シンボルの位置に依
存する信号を供給し、その結果電圧制御発振器の位相に
作用することによって、復調信号のパターンをそれぞれ
回転方向１３，１４に回転させる。
【００３１】このようにして、復調信号は常に最も近い
安定平衡位相に戻される。
安定平衡位相に戻される。
【００３２】Ｃｏｓｔａｓループの場合には一般的に、
この位相推定器は、例えば： Ｅ＝Ｐ・Ｑ・（Ｐ＋Ｑ）・（Ｐ−Ｑ） Ｅ＝ｓｇｎ（Ｐ）・ｓｇｎ（Ｑ）・ｓｇｎ（Ｐ＋Ｑ）・
ｓｇｎ（Ｐ−Ｑ） Ｅ＝Ｐ・ｓｇｎ（Ｑ）−Ｑ・ｓｇｎ（Ｐ） （式中、ｓｇｎ（）は考察する信号の符号を供給する関
数である）のような幾つかの公知の計算を行うことがで
きる。
この位相推定器は、例えば： Ｅ＝Ｐ・Ｑ・（Ｐ＋Ｑ）・（Ｐ−Ｑ） Ｅ＝ｓｇｎ（Ｐ）・ｓｇｎ（Ｑ）・ｓｇｎ（Ｐ＋Ｑ）・
ｓｇｎ（Ｐ−Ｑ） Ｅ＝Ｐ・ｓｇｎ（Ｑ）−Ｑ・ｓｇｎ（Ｐ） （式中、ｓｇｎ（）は考察する信号の符号を供給する関
数である）のような幾つかの公知の計算を行うことがで
きる。
【００３３】このような推定器をπ／４−ＱＰＳＫ変調
のために直接使用することができないことは明白であ
る。実際には、図１Ｂと図１Ｃとを共に観察するなら
ば、安定平衡位相は交互に偏移される（図１Ｂでは１１
1〜１１4、次に図１Ｃでは１２1〜１２4）ために、推定
器の符号が変わらねばならないことが分かる。
のために直接使用することができないことは明白であ
る。実際には、図１Ｂと図１Ｃとを共に観察するなら
ば、安定平衡位相は交互に偏移される（図１Ｂでは１１
1〜１１4、次に図１Ｃでは１２1〜１２4）ために、推定
器の符号が変わらねばならないことが分かる。
【００３４】本発明は、一方のパターン（図１Ｂ）と他
方のパターン（図１Ｃ）との位相推定信号の符号が反対
であるという観察に基づく特に簡単な解決方法をこの問
題に提供する。
方のパターン（図１Ｃ）との位相推定信号の符号が反対
であるという観察に基づく特に簡単な解決方法をこの問
題に提供する。
【００３５】従って、本発明によれば、推定器によって
提供される信号を、２つのうち１つの受信記号のタイミ
ングで規則的に反転させる手段を設けることによって、
通常使用されている位相推定信号を変更する。このよう
にして、発振器の制御信号は常に、能動パターンに関す
る位相推定信号に相当することになる。
提供される信号を、２つのうち１つの受信記号のタイミ
ングで規則的に反転させる手段を設けることによって、
通常使用されている位相推定信号を変更する。このよう
にして、発振器の制御信号は常に、能動パターンに関す
る位相推定信号に相当することになる。
【００３６】図２は本発明の復調装置のブロック図を示
している。
している。
【００３７】受信された変調信号２１は、該受信信号２
１と、直交位相経路２３のために移相器２７によって９
０°だけ位相シフトされた搬送周波数の局部信号２６と
の積を計算する２つの乗算器２４，２５を用いて、同時
に位相復調２２及び直交位相復調２３される。
１と、直交位相経路２３のために移相器２７によって９
０°だけ位相シフトされた搬送周波数の局部信号２６と
の積を計算する２つの乗算器２４，２５を用いて、同時
に位相復調２２及び直交位相復調２３される。
【００３８】この搬送周波数の局部信号２６は、低域通
過ループ２９濾波後の制御信号３９によって電圧制御さ
れる発振器２８によって供給される。
過ループ２９濾波後の制御信号３９によって電圧制御さ
れる発振器２８によって供給される。
【００３９】同様に、復調信号２２，２３はそれぞれ、
位相信号Ｐ２２’及び直交位相信号Ｑ２３’を供給する
低域通過フィルタ３０，３１によって濾波される。
位相信号Ｐ２２’及び直交位相信号Ｑ２３’を供給する
低域通過フィルタ３０，３１によって濾波される。
【００４０】本発明は、位相推定器３３を含む位相制御
手段３２に基づいている。この位相制御手段３２は、復
調信号２２’，２３’だけでなく、変調パターンの偏移
をフォローし得る極性反転信号Ｉ４８も考慮している。
手段３２に基づいている。この位相制御手段３２は、復
調信号２２’，２３’だけでなく、変調パターンの偏移
をフォローし得る極性反転信号Ｉ４８も考慮している。
【００４１】この信号Ｉ４８はシンボルの到着タイミン
グＨｓで符号が交互に正負に変わる信号であり、これら
の各シンボルの持続時間中は実質的に一定である。
グＨｓで符号が交互に正負に変わる信号であり、これら
の各シンボルの持続時間中は実質的に一定である。
【００４２】特に本発明の位相制御手段３２は、推定信
号３５を供給し、且つ信号４８によって制御されるこの
推定信号３５の交互反転手段３４に結合された従来の推
定器３３の組み合わせとみなすことができる。
号３５を供給し、且つ信号４８によって制御されるこの
推定信号３５の交互反転手段３４に結合された従来の推
定器３３の組み合わせとみなすことができる。
【００４３】実際には、推定器３３は例えば、以下の
式： Ｅ＝（Ｐ）・（Ｑ）・（Ｐ＋Ｑ）・（Ｐ−Ｑ） で表される位相推定信号Ｅ（３５）を供給する。
式： Ｅ＝（Ｐ）・（Ｑ）・（Ｐ＋Ｑ）・（Ｐ−Ｑ） で表される位相推定信号Ｅ（３５）を供給する。
【００４４】他の実施例によれば、この推定器３３は、
以下の式： Ｅ＝ｓｇｎ（Ｐ）・ｓｇｎ（Ｑ）・ｓｇｎ（Ｐ＋Ｑ）・
ｓｇｎ（Ｐ−Ｑ） で表される位相推定信号Ｅ（３５）を計算することがで
きる。
以下の式： Ｅ＝ｓｇｎ（Ｐ）・ｓｇｎ（Ｑ）・ｓｇｎ（Ｐ＋Ｑ）・
ｓｇｎ（Ｐ−Ｑ） で表される位相推定信号Ｅ（３５）を計算することがで
きる。
【００４５】一般には、位相推定信号Ｅ（３５）の記号
のタイミングでの反転手段が付加された多くの公知の位
相推定器を使用することができる。
のタイミングでの反転手段が付加された多くの公知の位
相推定器を使用することができる。
【００４６】しかしながら、考察する推定器が、実質的
に対称的であり、即ち特性（１）を確認する連続信号を
供給することが重要である。
に対称的であり、即ち特性（１）を確認する連続信号を
供給することが重要である。
【００４７】従って、公知の推定器：Ｅ＝Ｐ・ｓｇｎ
（Ｑ）−Ｑ・ｓｇｎ（Ｐ）は特に簡単ではあるが、本発
明とは相容れない。何故ならば、この推定器は特性
（１）を確認しないからである。
（Ｑ）−Ｑ・ｓｇｎ（Ｐ）は特に簡単ではあるが、本発
明とは相容れない。何故ならば、この推定器は特性
（１）を確認しないからである。
【００４８】極性反転信号４８は、種々の方法で、例え
ば復調装置内のクロックから生成し得る。
ば復調装置内のクロックから生成し得る。
【００４９】しかしながら、シンボルクロックＨｓから
この信号４８を決定することが推定の確実性及び物理的
単純性の見地から特に有利である。実際には、Ｈｓから
信号４８を得るには単なる周波数二分周器３６で十分で
ある。
この信号４８を決定することが推定の確実性及び物理的
単純性の見地から特に有利である。実際には、Ｈｓから
信号４８を得るには単なる周波数二分周器３６で十分で
ある。
【００５０】このシンボルクロックは常に受信器内で使
用可能である。このクロックは例えばタイミング再生
（ｒｅｃｕｐｅｒａｔｉｏｎ）システムによって提供し
得る。これは何等問題を生じない。何故ならば、タイミ
ングは搬送波の前に再生されるからである。
用可能である。このクロックは例えばタイミング再生
（ｒｅｃｕｐｅｒａｔｉｏｎ）システムによって提供し
得る。これは何等問題を生じない。何故ならば、タイミ
ングは搬送波の前に再生されるからである。
【００５１】極性反転手段３４は、位相推定信号Ｅ（３
５）に信号４８をかけ合せる単なるアナログ又はディジ
タル乗算器から構成し得る。
５）に信号４８をかけ合せる単なるアナログ又はディジ
タル乗算器から構成し得る。
【００５２】図３はこのような変調信号と、対応する２
つの反転信号とを示している。特に曲線４１，４２は、
それぞれが変調信号２２’，２３’に相当する２つの目
の図（ｄｉａｇｒａｍｍｅｓ ｄｅ ｌ’ｏｅｉｌ）を
示している。曲線４３，４６は考えられる２つの極性反
転信号４８である。
つの反転信号とを示している。特に曲線４１，４２は、
それぞれが変調信号２２’，２３’に相当する２つの目
の図（ｄｉａｇｒａｍｍｅｓ ｄｅ ｌ’ｏｅｉｌ）を
示している。曲線４３，４６は考えられる２つの極性反
転信号４８である。
【００５３】立上がり面４４1，４４3，４５2，４５4及
び立下がり面４４2，４４4，４５1，４５3は、２つの連
続する記号の間の遷移部分４７1〜４７4に正確に配置さ
れている。
び立下がり面４４2，４４4，４５1，４５3は、２つの連
続する記号の間の遷移部分４７1〜４７4に正確に配置さ
れている。
【００５４】従って、信号４１，４２の目が開いている
ときには、シンボルの持続時間に等しい持続時間４９
中、信号４８は一定のままである。
ときには、シンボルの持続時間に等しい持続時間４９
中、信号４８は一定のままである。
【００５５】推定器から見れば、反転信号４３，４６は
同等である。いずれかの信号を信号４８として使用する
ことができる。従って、反転信号は復調開始に何等問題
を引き起さない。いずれの場合でも、復調信号のパター
ンは、平衡位置に達する前にπ／４だけ回転する。更に
は、送信時のパターンの差動符号化のために、送信信号
に対するπ／４の多相アンビキュイティは重要ではな
い。
同等である。いずれかの信号を信号４８として使用する
ことができる。従って、反転信号は復調開始に何等問題
を引き起さない。いずれの場合でも、復調信号のパター
ンは、平衡位置に達する前にπ／４だけ回転する。更に
は、送信時のパターンの差動符号化のために、送信信号
に対するπ／４の多相アンビキュイティは重要ではな
い。
【００５６】前述した装置は、従来のＣｏｓｔａｓルー
プ装置と同一の堅牢性を保持するという利点がある。従
って特に、前記装置をあらゆる型のディジタルスループ
ットに適用することができる。
プ装置と同一の堅牢性を保持するという利点がある。従
って特に、前記装置をあらゆる型のディジタルスループ
ットに適用することができる。
【００５７】更には、本装置は、その応用が特に簡単で
あるために有利である。
あるために有利である。
【図１Ａ】π／４−ＱＰＳＫ変調の原理を示す図であ
る。
る。
【図１Ｂ】π／４−ＱＰＳＫ変調の原理を示す図であ
る。
る。
【図１Ｃ】π／４−ＱＰＳＫ変調の原理を示す図であ
る。
る。
【図２】本発明の復調装置のブロック図である。
【図３】図１Ａ〜図１Ｃに示すような変調で受信された
信号及び対応する２つの極性反転信号を示す目の図であ
る。
信号及び対応する２つの極性反転信号を示す目の図であ
る。
２４，２５ 乗算器 ２７ 移相器 ２８ 電圧制御発振器 ３２ 位相制御手段 ３３ 位相推定器 ３４ 極性反転手段 ３６ 周波数二分周器
Claims (6)
- 【請求項１】 偏移されており且つ交互に選択された２
つの４位相状態型変調パターンを用いるπ／４−ＱＰＳ
Ｋ型ディジタル変調技術に従って２軸上で直交位相変調
された、搬送周波数を有する受信信号を復調するための
装置であって、実質的に前記搬送周波数を有する局部信
号を供給する電圧制御発振器と、 前記局部信号を使用し且つ復調された受信信号の位相成
分及び直交位相成分を濾波後に供給する復調手段と、 前記発振器を制御するための制御信号を生成し、且つ位
相推定信号を生成し、特性： Ｅ（φ＋π／４）＝−Ｅ（φ） 【数１】 を実質的に確認し、また発振器の制御に介在する位相推
定器を含んでいる位相制御手段であって、前記位相推定
信号が復調された受信信号の前記位相成分及び前記直交
位相成分から得られる位相制御手段とを含んでおり、前
記位相制御手段が、前記パターンの交互タイミングで前
記位相推定信号の極性を交互に反転させる手段を含んで
おり、該手段がループ内濾波後に前記発振器を制御する
前記制御信号を供給することを特徴とするディジタル信
号復調装置。 - 【請求項２】 前記パターンの交互タイミングで前記位
相推定信号の極性を交互に反転させる前記手段が、符号
が交互に正負に変わる極性反転信号によって制御され、
前記反転信号の各遷移が実質的に、前記ディジタル信号
の連続する２つの記号間の遷移に相当することを特徴と
する請求項１に記載の装置。 - 【請求項３】 前記極性反転信号が、前記ディジタル信
号の記号周波数を有するクロック信号の周波数を２で割
ることによって得られることを特徴とする請求項２に記
載の装置。 - 【請求項４】 位相推定信号の前記極性交互反転手段
が、一方では前記極性反転信号を、他方では前記位相推
定信号を受信する乗算器からなることを特徴とする請求
項１から３のいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項５】 前記位相推定器が、式： Ｅ＝（Ｐ）・（Ｑ）・（Ｐ＋Ｑ）・（Ｐ−Ｑ） に基づいて位相推定信号を供給することを特徴とする請
求項１から４のいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項６】 前記位相推定器が、式： Ｅ＝ｓｇｎ（Ｐ）・ｓｇｎ（Ｑ）・ｓｇｎ（Ｐ＋Ｑ）・
ｓｇｎ（Ｐ−Ｑ） （式中、ｓｇｎ（．）は考察する信号（．）の符号を提
供する演算子である）に基づいて位相推定信号を供給す
ることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記
載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9204101A FR2689712B1 (fr) | 1992-04-03 | 1992-04-03 | Dispositif de démodulation de signaux numériques modulés selon une technique à constellations de modulation alternées. |
| FR9204101 | 1992-04-03 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0621989A true JPH0621989A (ja) | 1994-01-28 |
Family
ID=9428465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5076823A Pending JPH0621989A (ja) | 1992-04-03 | 1993-04-02 | 交互変調パターン技術に従って変調されたディジタル信号の復調装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5438594A (ja) |
| EP (1) | EP0564361B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0621989A (ja) |
| CA (1) | CA2093275A1 (ja) |
| DE (1) | DE69317137T2 (ja) |
| ES (1) | ES2115029T3 (ja) |
| FR (1) | FR2689712B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07264257A (ja) * | 1994-03-24 | 1995-10-13 | Kokusai Electric Co Ltd | π／４シフトＱＰＳＫ同期回路 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2280324B (en) * | 1993-07-16 | 1998-07-22 | Plessey Semiconductors Ltd | Detectors |
| JP3540393B2 (ja) * | 1994-10-31 | 2004-07-07 | 三洋電機株式会社 | コスタスループ |
| JPH11500882A (ja) * | 1995-06-08 | 1999-01-19 | フィリップス エレクトロニクス エヌ ベー | 位相変調器及び周波数逓倍器を備えた送信器を用いる伝送システム |
| US6097770A (en) * | 1996-10-31 | 2000-08-01 | Lucent Technologies Inc. | Frequency offset estimation for wireless systems based on channel impulse response |
| FR2764158B1 (fr) | 1997-06-03 | 1999-08-20 | Texas Instruments France | Procede et dispositif d'estimation du decalage de frequence dans un signal recu par un demodulateur de telephone mobile |
| US6546425B1 (en) * | 1998-10-09 | 2003-04-08 | Netmotion Wireless, Inc. | Method and apparatus for providing mobile and other intermittent connectivity in a computing environment |
| US6377620B1 (en) * | 1999-01-19 | 2002-04-23 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| DE19948745A1 (de) * | 1999-10-09 | 2001-04-12 | Philips Corp Intellectual Pty | Schaltungsanordnung zur Demodulation eines Zwischenfrequenz-Videosignals |
| US7356089B2 (en) * | 2003-09-05 | 2008-04-08 | Nortel Networks Limited | Phase offset spatial multiplexing |
| JP4684185B2 (ja) * | 2006-08-15 | 2011-05-18 | 富士通株式会社 | 通信システム |
| GB2459478A (en) * | 2008-04-23 | 2009-10-28 | Audium Semiconductor Ltd | Telecommunication System with simplified Receiver |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5820181B2 (ja) * | 1974-09-25 | 1983-04-21 | 日本電気株式会社 | タソウイソウドウキフクチヨウソウチ |
| US4344178A (en) * | 1980-09-26 | 1982-08-10 | Harris Corporation | Costas loop QPSK demodulator |
| DE3823374A1 (de) * | 1988-07-09 | 1990-01-18 | Philips Patentverwaltung | Vorrichtung zur entzerrung und demodulation winkelmodulierter datensignale |
| JP2552927B2 (ja) * | 1990-01-26 | 1996-11-13 | 三菱電機株式会社 | π／４シフトＱＰＳＫ信号の復調装置 |
-
1992
- 1992-04-03 FR FR9204101A patent/FR2689712B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-04-01 DE DE69317137T patent/DE69317137T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-04-01 EP EP93400848A patent/EP0564361B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-01 ES ES93400848T patent/ES2115029T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-02 US US08/041,967 patent/US5438594A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-04-02 CA CA002093275A patent/CA2093275A1/fr not_active Abandoned
- 1993-04-02 JP JP5076823A patent/JPH0621989A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07264257A (ja) * | 1994-03-24 | 1995-10-13 | Kokusai Electric Co Ltd | π／４シフトＱＰＳＫ同期回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2093275A1 (fr) | 1993-10-04 |
| DE69317137D1 (de) | 1998-04-09 |
| ES2115029T3 (es) | 1998-06-16 |
| FR2689712A1 (fr) | 1993-10-08 |
| US5438594A (en) | 1995-08-01 |
| EP0564361B1 (fr) | 1998-03-04 |
| DE69317137T2 (de) | 1998-06-25 |
| FR2689712B1 (fr) | 1994-08-19 |
| EP0564361A1 (fr) | 1993-10-06 |
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