DE69317137T2 - Einrichtung zur Demodulation von pi/4-QPSK-Signalen - Google Patents

Description

• Das Gebiet der Erfindung ist das der Demodulation von digitalen Signalen, die mit Hilfe einer Modulation codiert sind, die zwei verschobene und alternativ ausgewählte Modulationskonstellationen gemäß der π/4-QPSK (Englisch: π/4 shifted Quaternary Phase Shift Keying (Phasenmodulation mit vier Zuständen und um π/4 verschobenen Konstellationen)) einsetzt.
• Diese π/4-QPSK-Modulation ist eine Modulation, die heutzutage im Bereich der Funktelephonie weit verbreitet ist. Sie ist insbesondere für die nordamerikanische und japanische Norm der digitalen zellulären Funktelephonie sowie für die neue europäische Norm TSTS der digitalen Funktelephonie für Linienflugzeuge ausgewählt worden.
• Das allgemeine Prinzip dieser Modulation entspricht einer herkömmlichen Modulation mit vier Phasenzuständen (QPSK), deren Modulationskonstellation jedes zweite Mal um einen Winkel von π/4 verschoben ist. Die Übergänge zwischen Symbolen sind so, daß die Amplitudenmodulation stärker begrenzt ist als bei herkömmlicher QPSK-Modulation.
• Ein herkömmliches Verfahren zur Demodulation eines solchen Signals ist, anzunehmen, daß es gemäß einer Modulation mit acht Phasenzuständen moduliert ist. Man verwendet dann z.B. einen 8PSK-Denodulator mit Costas-Schleife. Solche Modulatoren sind wesentlich komplizierter als die QPSK-Modulatoren und haben entsprechend höhere Einstandskosten.
• Es sind auch spezielle Techniken zur Demodulation von π/4- QPSK entwickelt worden, wie etwa insbesondere die in der britischen Patentanmeldung GB-A-2 240 674, eingereicht am 23. Januar 1991, vorgeschlagenen.
• Genauer gesagt beschreibt dieses Dokument drei Typen von Demodulatoren, deren geneinsame Zielsetzung es ist, die Konstellation des empfangenen Signais nach Demodulation bei jeden zweiten Symbol um π/4 "umzuklappen".
• Mit anderen Worten umfassen diese Demodulatoren eine herkömmliche Costas-Schleife für die Demodulation von QPSK-Signalen, die die Steuerung eines spannungsgesteuerten Oszillators sicherstellt, der zwei Multiplizierer steuert, die zwei phasenund quadraturdemodulierte Signale abgeben. Das abwechselnde Umklappen um π/4 wird an diesen demodulierten Signalen mit Hilfe eines spezifischen Umklappmoduls (Fig. 4 des Dokuments GB 2 240 674), einer Umcodiertabelle (Fig. 9) oder eines spannungsgesteuerten Oszillators durchgeführt, der mit einer viermal höheren Frequenz arbeitet als der der Costas-Schleife (Fig. 11).
• Diese drei Techniken haben insbesondere den Nachteil, daß sie die Hinzufügung von einem oder mehreren komplizierten und damit kostspieligen Elementen (Phasenverschiebungsschaltung, Festwertspeicher oder Phasenkopplungsschleife, ...) zu den bekannten Systemen mit Costas-Schleife erfordern.
• Die Erfindung hat insbesondere die Aufgabe, diese diversen Nachteile des Standes der Technik zu lindern.
• Genauer gesagt ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Demodulationsvorrichtung für mit einer Technik mit abwechselnd verschobenen Modulationskonstellationen modulierte Signale vom Typ π/4-QPSK anzugeben, die einfach und preiswert in Vergleich zu den existierenden Demodulatoren für Modulationen nit gleicher Zahl von Phasenzuständen, aber ohne Konstellationsverschiebung ist, und die nicht die Hinzufügung von komplizierten Komponenten zu den bekannten Vorrichtungen mit Costas-Schleife erfordert.
• Eine andere Aufgabe der Erfindung ist, eine solche Demodulationsvorrichtung anzugeben, die dieselbe Robustheit aufweist wie die herkömmlichen Vorrichtungen mit Costas-Schleife.
• Diese Aufgaben sowie andere, die nachfolgend deutlich werden, werden erreicht mit einer Vorrichtung zum Demodulieren eines empfangenen Signals, das eine Trägerfrequenz hat und auf zwei Achsen gemäß einer digitalen Modulationstechnik vom Typ π/4- QPSK quadraturmoduliert ist, die zwei Modulationskonstellationen mit vier verschobenen Phasenzuständen verwendet, die abwechselnd ausgewählt werden, von Typ mit:
• - einem spannungsgesteuerten Oszillator, der ein lokales Signal liefert, das diese Trägerfrequenz hat,
• - Demodulationsmitteln, die das lokale Signal verwenden und nach Filterung die Phasenkomponente P und Quadraturkomponente Q des demodulierten empfangenen Signals liefern,
• - Phasensteuerungsmitteln, die ein zur Steuerung des Oszillators vorgesehenes Steuersignal liefern und einen Phasenabschätzer enthalten, der ein Phasenabschätzungssignal E erzeugt, das im wesentlichen die Eigenschaft
• erfüllt und an der Steuerung des Oszillators mitwirkt, wobei das Phasenabschätzungssignal aus Phasenkomponente P und Quadraturkomponente Q des demodulierten empfangenen Signals erhalten ist.
• Erfindungsgemäß umfassen die Phasensteuerungsmittel Mittel zum abwechselnden Umkehren der Polarität des Phasenabschätzungssignals E im Rhythmus des Wechseis der Konstellationen, die das für die Steuerung des Oszillators vorgesehene Steuersignal liefern.
• Vorteilhafterweise sind die Mittel zum abwechselnden Umkehren der Polarität des Phasenabschätzungssignals E im Rhythmus des Wechsels der Konstellationen durch ein Polaritätsumkehrsignal I mit abwechselnd positivem und negativem Vorzeichen gesteuert, wobei jeder Übergang des Umkehrsignals im wesentlichen einem Übergang zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen des digitalen Signals entspricht.
• Das Polaritätsumkehrsignal I kann einfach durch Teilen der Frequenz eines Taktsignals mit der Symbolfrequenz des digitalen Signals durch zwei erhalten werden.
• Vorteilhafterweise sind die Mittel zum abwechselnden Umkehren der Polaritt des Phasenabschätzungssignals gebildet durch einen Multiplizierer, der einerseits das Polaritätsumkehrsignal und andererseits das Phasenabschätzungssignal E empfängt.
• Die Erfindung wird insbesondere angewendet, wenn der Phasenabschätzer ein Phasenabschätzungssignal E gemäß einem der Ausdrücke:
• E = (P) . (Q) . (P+Q) . (P-Q) (2)
• E = sgn(P) .sgn(Q) .sgn(P+Q) .sgn(P-Q) (3)
• liefert, wobei sgn (.) ein Operator ist, der das Vorzeichen des betrachteten Signals (.) liefert.
• Andere ähnliche oder äquivalente Abschätzer, die die Eigenschaft (1) erfüllen, können natürlich ebenfalls verwendet werden.
• Andere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich anhand der Lektüre der nachfolgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausgestaltung, die als nicht einschränkender Hinweis gegeben wird, und der beigefügten Zeichnungen.
• Es zeigen:
• - Fig. 1A, 1B und 1C das Prinzip der π/4-QPSK-Modulation;
• - Fig. 2 ein synoptisches Schema einer Demodulationsvorrichtung gemäß der Erfindung;
• - Fig. 3 ein Diagramm des Auges der empfangenen Signale einer Modulation, wie in Fig. 1A bis 1C dargestellt, und zwei entsprechende Phasenumkehrsignale.
• Fig. 1A stellt die Gesamtheit der Zustände, die die Konstellation der π/4-QPSK-Modulation bilden, in der durch die Achsen P (Phasenkomponente) und Q (Quadraturkomponente) definierten Ebene dar.
• Im Laufe der Zeit kann das Signal somit acht unterschiedliche Zustände 11&sub1; bis 11&sub4; und 12&sub1; bis 12&sub4; annehmen, die alle durch einen Winkel von π/4 getrennt sind.
• Diese Konstellation entspricht der in der herkömmlichen 8- PSK-Modulation verwendeten. Es ist daher klar, daß die π/4- QPSK mit Hilfe eines 8-PSK-Demodulators demoduliert werden kann. Ein solcher Demodulator ist jedoch unterbeansprucht. Er muß eine Unterscheidungsfähigkeit von π/4 (Winkel zwischen zwei möglichen aufeinanderfolgenden Zuständen) haben, wohingegen für eine π/4-QPSK ein Unterscheidungsvermögen von π/2 ausreicht. Daraus folgt klar, daß die Verwendung eines 8-PSK- Demodulators für die π/4-QPSK-Modulation eine nutzlose Verkomplizierung mit sich bringt.
• Bei der π/4-QPSK-Modulation kann das Signal nämlich nur vier unterschiedliche Phasenzustände zu einem gegebenen Zeitpunkt annehmen, die alle um π/2 auseinanderliegen. Z.B. entspricht dem Zeitpunkt t die Konstellation 1, die die Zustände 11&sub1; bis 11&sub4; umfaßt. Zum dem folgenden Symbol entsprechenden Zeitpunkt kann das Signal einen der vier Zustände 12&sub1; bis 12&sub4; einer Konstellation 2 annehmen, die gegen die Konstellation 1 um π/4 verschoben ist.
• Diese abwechselnde Verschiebung weist zahlreiche Vorteile auf, insbesondere was die Übergänge zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zuständen angeht.
• Die Fig. 1B und 1C stellen jeweils den Fall der aktiven Konstellation 1 und dann der aktiven Konstellation 2 dar. Es ergibt sich klar aus diesen Figuren, daß die Konstellationen zu einem gegebenen Zeitpunkt einer herkömmlichen QPSK- Konstellation entsprechen.
• Die Erfindung zielt also darauf, die Demodulation der π/4- QPSK-Signale mit Hilfe von für die QPSK-Demodulation bekannten Demodulationsmitteln und insbesondere der Costas-Schleife zu gestatten. Genauer gesagt, bringt die Erfindung eine einfache und preiswerte Verbesserung dieser QPSK-Costas- Schleife, die es gestattet, sie an die π/4-QPSK-Demodulation anzupassen, ohne ihre Robustheit zu verändern.
• Herkömmlicherweise umfaßt eine Costas-Schleife einen spannungsgesteuerten Oszillator, der ein lokales Signal mit einer Frequenz erzeugt, die im wesentlichen gleich der der Trägerfrequenz des empfangenen Signals ist, um dessen Phasendemodulation zu ermöglichen, wobei dieser lokale Oszillator durch ein von einem Phasenabschätzer abgeleitetes Steuersignal gesteuert ist.
• Dieser Phasenabschätzer gibt eine Information aus, die darauf trachtet, das demodulierte Signal in eine der stabilen Gleichgewichtsphasen der Konstellation zurückzuführen. Wenn man den Fall der Fig. 1B betrachtet, liefert der Phasenabschätzer ein Signal, dessen Vorzeichen, dargestellt durch die Vorzeichen "+" und "-" von der Position des demodulierten Symbols abhängt und die Wirkung hat, die Konstellation des demodulierten Signals jeweils in den Drehrichtungen 13 und 14 durch Einwirken auf die Phase des spannungsgesteuerten Oszillators zu verdrehen.
• Auf diese Weise wird das demodulierte Signal immer zur nächsten stabilen Gleichgewichtsphase zurückgeführt.
• Allgemein für die Costas-Schleife kann dieser Phasenabschätzer mehrere bekannte Rechnungen verwenden, z.B.:
• E = P.Q.(P+Q).(P-Q)
• E = sgn(P).sgn(Q).sgn(P+Q).sgn(P-Q)
• E = P.sgn(Q) - Q.sgn(P)
• wobei sgn ( ) die Funktion ist, die das Vorzeichen des betrachteten Signals zurückgibt.
• Es ist klar, daß ein solcher Phasenabschätzer nicht direkt für die π/4-QPSK-Modulation eingesetzt werden kann. Wenn man nämlich die Fig. 1B und 1C gemeinsam betrachtet, beobachtet man, daß die stabilen Gleichgewichtsphasen abwechselnd verschoben sind (11&sub1; bis 11&sub4;, Fig. 1B, dann 12&sub1; bis 12&sub4;, Fig. 1C) und die Vorzeichen des Abschätzers entsprechend variieren müssen.
• Die Erfindung trägt zu diesem Problem eine besonders einfache Lösung bei, die auf der Beobachtung gründet, daß von einer Konstellation (Fig. 1B) zur anderen (Fig. 1C) die Vorzeichen der Phasenabschätzungssignale umgekehrt werden.
• Erfindungsgemäß modifiziert man also das herkömmlicherweise verwendete Phasenabschätzungssignal, indem man Mittel zum regelmäßigen Invertieren des vom Abschätzer gelieferten Signals im Rhythmus jedes zweiten empfangenen Symbols vorsieht. Auf diese Weise entspricht das Oszillatorsteuerungssignal immer dem auf die aktive Konstellation bezogenen Phasenabschätzungssignal.
• Fig. 2 stellt das synoptische Schema eines erfindungsgemäßen Demodulators dar.
• Das empfangene modulierte Signal 21 wird gleichzeitig in Phase 22 und in Quadratur 23 mit Hilfe von zwei Multiplizierern 24 und 25 demoduliert, die das Produkt des empfangenen Signals 21 mit einem lokalen Signal 26 bei der Trägerfrequenz, für den Quadraturkanal 23 durch einen Phasenschieber 27 um 90º phasenverschoben, bilden.
• Dieses lokale Signal mit Trägerfrequenz 26 wird durch einen Oszillator 28 abgegeben, der durch ein Steuersignal 39 nach Filterung durch eine Tiefpaßschleife 29 spannungsgesteuert ist.
• Genauso werden die demodulierten Signale 22 und 23 jeweils durch Tiefpaßfilter 30 bzw. 31 gefiltert, die die Phasen- und Quadratursignale 22' und 23' abgeben.
• Die Erfindung beruht auf den Phasensteuerungsmitteln 32, die den Phasenabschätzer 33 enthalten. Diese Phasensteuerungsmittel 32 berücksichtigen nicht nur die demodulierten Signale 22' und 23', sondern auch ein Polaritätsumkehrsignal I 48, das es gestattet, die Verschiebung der Modulationskonstellationen zu verfolgen.
• Dieses Signal I 48 hat abwechselnd positives und negatives Vorzeichen im Rhythmus Hs des Eintreffens der Symbole und ist während der Dauer jedes dieser Symbole im wesentlichen konstant.
• Genauer gesagt können die Phasensteuermittel 32 gemäß der Erfindung angesehen werden als Kombination eines herkömmlichen Abschätzers 33, der ein Abschätzungssignal 35 abgibt, gekoppelt an Mittel 34 zum abwechselnden Umkehren dieses Abschätzungssignal 35, gesteuert durch das Signal 48.
• In der Praxis gibt der Abschätzer 33 z.B. das Phasenabschätzungssignal E(35) gemäß:
• E = (P).(Q).(P+Q).(P-Q)
• ab.
• In einer anderen Ausgestaltung kann dieser Abschätzer 33 das Phasenabschätzungssignal E (35) gemäß:
• E = sgn(P).sgn(Q).sgn(P+Q).sgn(P-Q)
• berechnen.
• Allgemein gesagt, können zahlreiche bekannte Phasenabschätzer verwendet werden, zu denen Mittel zum Umkehren im Rhythmus der Symbole des Phasenabschätzungssignals E(35) hinzugefügt sind.
• Es ist allerdings zu beachten, daß es wesentlich ist, daß der betrachtete Abschätzer ein kontinuierliches und im wesentlichen symmetrisches Signal abgibt, d.h. ein Signal, das die Eigenschaft (1) erfüllt.
• So ist der bekannte Abschätzer E = P.sgn(Q) - Q.sgn(P), obwohl er besonders einfach ist, mit der Erfindung nicht verträglich, da er die Eigenschaft (1) nicht erfüllt.
• Das Polaritätsumkehrsignal 48 kann auf unterschiedliche Weise, z.B. über einen internen Taktgeber des Demodulators, erzeugt werden.
• Es ist jedoch besonders vorteilhaft, sowohl hinsichtlich der Zuverlässigkeit der Abschätzung wie auch der materiellen Einfachheit, dieses Signal 48 anhand des Symboltakts Hs zu bestimmen. Es genügt nämlich ein einfacher Frequenzteiler durch 2, mit 36 bezeichnet, um das Signal 48 aus Hs zu erhalten.
• Dieser Symobltakt ist immer in den Empfängern verfügbar. Er kann z.B. durch das Rhythmuswiedergewinnungssystem geliefert werden, was kein Problem aufwirft, da der Rhythmus vor dem Träger wiedergewonnen wird.
• Die Polaritätsumkehrmittel 34 können durch einen einfachen analogen oder digitalen Multiplizierer gebildet sein, der das Phasenabschätzungssignal E(35) mit dem Signal 48 multipliziert.
• Fig. 3 zeigt ein solches moduliertes Signal und zwei entsprechende Umkehrsignale. Genauer gesagt&sub1; stellen die Kurven 41 und 42 zwei Diagramme des Auges dar, die jeweils dem modulierten Signal 22' bzw. 23' entsprechen. Die Kurven 43 und 46 sind zwei mögliche Polaritätsumkehrsignale 48.
• Man kann beobachten, daß die ansteigenden Flanken 44', 44&sub3; bzw. 45&sub2;,45&sub4; und die absteigenden Flanken 44&sub2;, 44&sub4;, 45&sub1;, 45&sub3;, sich exakt an den Übergängen 47' bis 474 zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen positioniert befinden.
• So bleibt, wenn das Auge der Signale 41 und 42 offen ist, während einer Dauer 49 gleich der Dauer eines Symbols das Signal 48 konstant.
• Es ist zu beachten, daß die Umkehrsignale 43 und 46 vom Standpunkt des Abschätzers her äquivalent sind. Man kann das eine oder andere als Signal 48 verwenden. Es besteht daher kein Problem bei der Initialisierung der Demodulation. In einem der Fälle dreht sich die Konstellation des demodulierten Signals um π/4, bevor sie eine Gleichgewichtsposition erreicht. Außerdem ist jede Phasenmehrdeutigkeit um ein Vielfaches von π/4 in bezug zum gesendeten Signal ohne Konsequenz aufgrund der differentiellen Codierung der Sendekonstellation.
• Die oben beschriebene Vorrichtung hat den Vorteil, dieselben Robustheitseigenschaften wie die herkömmlichen Vorrichtungen mit Costas-Schleife aufrechtzuerhalten. So ist es insbesondere möglich, sie auf jede Klasse von Datendurchsatz anzuwenden.
• Außerdem macht ihre besonders einfache Implementierung sie zu einer attraktiven Lösung.

Claims (6)

1. Vorrichtung zum Demodulieren eines empfangenen Signals (21; 41, 42), das eine Trägerfrequenz hat und auf zwei Achsen quadraturmoduliert ist gemäß einer digitalen Modulationstechnik vom Typ π/4-QPSK, die zwei Modulationskonstellationen mit vier verschobenen Phasenzuständen verwendet, die abwechselnd ausgewählt werden, vom Typ mit:

- einem spannungsgesteuerten Oszillator (28), der ein lokales Signal liefert, das im wesentlichen die Trägerfrequenz hat,

- Demodulationsmitteln, die das lokale Signal verwenden und nach Filterung (30, 31) die Phasenkomponente (22') und Quadraturkomponente (23') des demodulierten empfangenen Signals liefern,

- Phasensteuerungsmitteln (32), die ein zur Steuerung des Oszillators (28) vorgesehenes Steuerungssignal (39) liefern und einen Phasenabschätzer (33) enthalten, der ein Phasenabschätzungssignal E (35) liefert, das im wesentlichen die Eigenschaft

erfüllt und an der Steuerung des Oszillators (28) nitwirkt, wobei das Phasenabschätzungssignal E (35) aus der Phasenkomponente P (22') und der Quadraturkomponente Q (23') des denodulierten empfangenen Signals erhalten ist,

dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensteuerungsmittel (32) Mittel (34) zum abwechselnden Umkehren der Polarität des Phasenabschätzungssignals E (35) im Rhythmus des Wechsels der Konstellationen umfassen, die das Steuersignal (39) liefern, das zum Steuern des Oszillators (28) nach Filterung (29) in der Schleife vorgesehen ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (34) zum abwechselnden Umkehren der Polarität des Phasenabschätzungssignals E (35) im Rhythmus des Wechsels der Konstellationen durch ein Polaritätsumkehrsignal I (48) mit abwechselnd positiven und negativem Vorzeichen gesteuert sind, wobei jeder Übergang (44&sub1; bis 44&sub4;, 45&sub1; bis 45&sub4;) des Übergang (47&sub1; bis 47&sub4;) zwischen zwei sentlichen einem Übergang (47&sub1; bis 47&sub4;) zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen des digitalen Signals (41, 42) entspricht.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Polaritätsumkehrsignal I (48) erhalten ist durch Teilen durch zwei (33) der Frequenz eines Taktsignals (Hs), das die Symbolfrequenz des digitalen Signals hat.

4. Vorrichtung nach einer der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum abwechselnden Umkehren der Polarität des Phasenabschätzungssignals E (35) durch einen Multiplizierer gebildet sind, der einerseits das Polaritätsumkehrsignal I (48) und andererseits das Phasenabschätzsignal E (35) empfängt.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenabschätzer (33) ein Phasenabschätzungssignal E (35) gemäß dem Ausdruck:

E = (P).(Q).(P+Q).(P-Q)

liefert.

6. Vorrichtung nach einen der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenabschätzer (33) ein Phasenabschätzungssignal E (35) gemäß dem Ausdruck:

E = sgn(P).sgn(Q).sgn(P+Q).sgn(P-Q)

liefert, wobei sgn (.) ein Operator ist, der das Vorzeichen des betrachteten Signals (.) liefert.