JPH0529845A - カレントミラー回路 - Google Patents
カレントミラー回路Info
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- JPH0529845A JPH0529845A JP3208595A JP20859591A JPH0529845A JP H0529845 A JPH0529845 A JP H0529845A JP 3208595 A JP3208595 A JP 3208595A JP 20859591 A JP20859591 A JP 20859591A JP H0529845 A JPH0529845 A JP H0529845A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
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Abstract
(57)【要約】
【目的】入力信号の上限電圧と電源電圧との差が従来よ
り１Ｖf 小さくても動作が可能なカレントミラー回路を
実現する。 【構成】トランジスタＱ１は、エミッタが抵抗Ｒ１を介
して電源端子Ｖccに接続され、ベースがコレクタに接続
され、ベースとコレクタの接続点が定電流回路を介して
接地端子ＧＮＤに接続されている。トランジスタＱ２
は、エミッタが抵抗Ｒ２を介して電源端子Ｖccに接続さ
れ、自身のベースがトランジスタＱ１のベースに接続さ
れている。そして、入力端子がトランジスタＱ１のエミ
ッタに接続されて入力信号電流Ｉinを受け、出力端子が
トランジスタＱ２のコレクタに接続されて出力信号電流
Ｉout を出力する。
り１Ｖf 小さくても動作が可能なカレントミラー回路を
実現する。 【構成】トランジスタＱ１は、エミッタが抵抗Ｒ１を介
して電源端子Ｖccに接続され、ベースがコレクタに接続
され、ベースとコレクタの接続点が定電流回路を介して
接地端子ＧＮＤに接続されている。トランジスタＱ２
は、エミッタが抵抗Ｒ２を介して電源端子Ｖccに接続さ
れ、自身のベースがトランジスタＱ１のベースに接続さ
れている。そして、入力端子がトランジスタＱ１のエミ
ッタに接続されて入力信号電流Ｉinを受け、出力端子が
トランジスタＱ２のコレクタに接続されて出力信号電流
Ｉout を出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、カレントミラー回路
に関し、詳しくは、音響機器，映像機器等の信号処理回
路に用いられるものであって低電源電圧でも動作可能な
カレントミラー回路に関するものである。
に関し、詳しくは、音響機器，映像機器等の信号処理回
路に用いられるものであって低電源電圧でも動作可能な
カレントミラー回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の構成のカレントミラー回路
の一例であって、正電源Ｖcc側にＰＮＰ型トランジスタ
を用いた構成の回路図である。この回路は、構成素子と
してトランジスタＱ１とトランジスタＱ２，抵抗Ｒ１，
抵抗Ｒ２を備えている。トランジスタＱ１は、エミッタ
が抵抗Ｒ１を介して電源Ｖccに接続され、ベースがコレ
クタに接続され、ベースとコレクタの接続点が入力端子
に接続されている。
の一例であって、正電源Ｖcc側にＰＮＰ型トランジスタ
を用いた構成の回路図である。この回路は、構成素子と
してトランジスタＱ１とトランジスタＱ２，抵抗Ｒ１，
抵抗Ｒ２を備えている。トランジスタＱ１は、エミッタ
が抵抗Ｒ１を介して電源Ｖccに接続され、ベースがコレ
クタに接続され、ベースとコレクタの接続点が入力端子
に接続されている。
【０００３】トランジスタＱ２は、エミッタが抵抗Ｒ２
を介して電源Ｖccに接続され、自身のベースがトランジ
スタＱ１のベースに接続され、コレクタが出力端子に接
続されている。このように、トランジスタＱ１とトラン
ジスタＱ２のベースが互いに接続されて同電位なので、
トランジスタＱ１，Ｑ２が能動状態にあるときは、トラ
ンジスタＱ１のベースにおける電源電圧Ｖccからの電圧
降下がトランジスタＱ２のベースにおける電源電圧Ｖcc
からの電圧降下に等しい、すなわち抵抗Ｒ１による電位
差と１Ｖf の和が抵抗Ｒ２による電位差と１Ｖf の和に
等しい。
を介して電源Ｖccに接続され、自身のベースがトランジ
スタＱ１のベースに接続され、コレクタが出力端子に接
続されている。このように、トランジスタＱ１とトラン
ジスタＱ２のベースが互いに接続されて同電位なので、
トランジスタＱ１，Ｑ２が能動状態にあるときは、トラ
ンジスタＱ１のベースにおける電源電圧Ｖccからの電圧
降下がトランジスタＱ２のベースにおける電源電圧Ｖcc
からの電圧降下に等しい、すなわち抵抗Ｒ１による電位
差と１Ｖf の和が抵抗Ｒ２による電位差と１Ｖf の和に
等しい。
【０００４】したがって、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値
に応じて、抵抗Ｒ１を流れる電流と抵抗Ｒ２を流れる電
流との関係が定まる。特に、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗
値を等しくすれば、前記２つの電流の値は実質的に等し
くなる。その結果、微小な電流の差異を無視すれば、入
力端子から前段回路へ流れる入力信号電流Ｉinに等しい
出力信号電流Ｉout が出力端子から後段回路若しくは負
荷へ流れ出る。特に、電流変動分のみを信号電流とすれ
ば、入力信号電流と出力信号電流とはよく一致するの
で、この回路は、信号電流の向きを反転するために広く
用いられている。
に応じて、抵抗Ｒ１を流れる電流と抵抗Ｒ２を流れる電
流との関係が定まる。特に、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗
値を等しくすれば、前記２つの電流の値は実質的に等し
くなる。その結果、微小な電流の差異を無視すれば、入
力端子から前段回路へ流れる入力信号電流Ｉinに等しい
出力信号電流Ｉout が出力端子から後段回路若しくは負
荷へ流れ出る。特に、電流変動分のみを信号電流とすれ
ば、入力信号電流と出力信号電流とはよく一致するの
で、この回路は、信号電流の向きを反転するために広く
用いられている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の構成のカレント
ミラー回路にあっては、前述の如く、トランジスタＱ１
のベースにおける電源電圧からの電圧降下が、抵抗Ｒ１
による電位差と１Ｖf の和である。そして、入力端子が
トランジスタＱ１のベースとも直接接続されているか
ら、入力端子における電源電圧からの電圧降下も同じ値
である。このことは、電源電圧に対しこの電圧降下分だ
け低い電圧を、入力信号が越えた場合には、信号電流を
正しく反転できない。つまり、入力信号の上限電圧がそ
の電圧を越えては正常動作しないことを示す。入力信号
を基準として表現を改めると、電源電圧には、有効な信
号電圧に対して、抵抗Ｒ１による電位差と１Ｖfの和以
上の余裕が必要である。
ミラー回路にあっては、前述の如く、トランジスタＱ１
のベースにおける電源電圧からの電圧降下が、抵抗Ｒ１
による電位差と１Ｖf の和である。そして、入力端子が
トランジスタＱ１のベースとも直接接続されているか
ら、入力端子における電源電圧からの電圧降下も同じ値
である。このことは、電源電圧に対しこの電圧降下分だ
け低い電圧を、入力信号が越えた場合には、信号電流を
正しく反転できない。つまり、入力信号の上限電圧がそ
の電圧を越えては正常動作しないことを示す。入力信号
を基準として表現を改めると、電源電圧には、有効な信
号電圧に対して、抵抗Ｒ１による電位差と１Ｖfの和以
上の余裕が必要である。
【０００６】しかし、近年の機器の小型化、特に携帯用
機器が小型バッテリーでも長時間作動できるようにする
ことへの要求が強く、さらにＩＣパターンの微細化に伴
う耐電圧低下等の制約も在り、電源電圧が十分な余裕を
もつことを前提とした従来の回路構成だけでは、機器の
回路設計が極めて困難な状況に至っている。この発明の
目的は、このような従来技術の問題点を解決するための
ものであって、入力信号の上限電圧と電源電圧との差が
より小さくても正常動作が可能なカレントミラー回路の
構成を実現し、もって低消費電力，低電源電圧の機器の
回路設計の自由度増大に貢献することにある。
機器が小型バッテリーでも長時間作動できるようにする
ことへの要求が強く、さらにＩＣパターンの微細化に伴
う耐電圧低下等の制約も在り、電源電圧が十分な余裕を
もつことを前提とした従来の回路構成だけでは、機器の
回路設計が極めて困難な状況に至っている。この発明の
目的は、このような従来技術の問題点を解決するための
ものであって、入力信号の上限電圧と電源電圧との差が
より小さくても正常動作が可能なカレントミラー回路の
構成を実現し、もって低消費電力，低電源電圧の機器の
回路設計の自由度増大に貢献することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
のこの発明のカレントミラー回路の構成は、第１，第２
のトランジスタと第１，第２の抵抗とを備えるものであ
る。第１のトランジスタは、ＰＮＰトランジスタで、エ
ミッタが第１の抵抗を介して電源端子に接続され、ベー
スがコレクタに接続され、ベースとコレクタの接続点が
定電流回路を介して接地端子に接続されている。第２の
トランジスタは、ＰＮＰトランジスタで、エミッタが第
２の抵抗を介して前記電源端子に接続され、自身のベー
スが第１のトランジスタのベースに接続されている。
のこの発明のカレントミラー回路の構成は、第１，第２
のトランジスタと第１，第２の抵抗とを備えるものであ
る。第１のトランジスタは、ＰＮＰトランジスタで、エ
ミッタが第１の抵抗を介して電源端子に接続され、ベー
スがコレクタに接続され、ベースとコレクタの接続点が
定電流回路を介して接地端子に接続されている。第２の
トランジスタは、ＰＮＰトランジスタで、エミッタが第
２の抵抗を介して前記電源端子に接続され、自身のベー
スが第１のトランジスタのベースに接続されている。
【０００８】そして、入力端子が第１のトランジスタの
エミッタに接続され、出力端子が第２のトランジスタの
コレクタに接続されている。なお、上記の第１，第２の
トランジスタが共にＮＰＮ型であってもよい。さらに、
前記電源端子は、他のバイアス点であってもよく、前記
接地端子は他の基準端子であってもよい。
エミッタに接続され、出力端子が第２のトランジスタの
コレクタに接続されている。なお、上記の第１，第２の
トランジスタが共にＮＰＮ型であってもよい。さらに、
前記電源端子は、他のバイアス点であってもよく、前記
接地端子は他の基準端子であってもよい。
【０００９】
【作用】以上のような構成のカレントミラー回路（図１
参照）にあっては、第１のトランジスタ（Ｑ１）は定電
流源によって流される電流（Ｉ1 ）により常に能動状態
を保っている。そして、第１のトランジスタと第２のト
ランジスタ（Ｑ２）のベースが互いに接続されて同電位
なので、第２のトランジスタも能動状態にあるときは、
第１のトランジスタのベースにおける電源電圧（Ｖcc）
からの電圧降下が第２のトランジスタのベースにおける
電源電圧からの電圧降下に等しい、すなわち第１の抵抗
（Ｒ１）における電位差と１Ｖf の和が第２の抵抗（Ｒ
２）における電位差と１Ｖf の和に等しい。
参照）にあっては、第１のトランジスタ（Ｑ１）は定電
流源によって流される電流（Ｉ1 ）により常に能動状態
を保っている。そして、第１のトランジスタと第２のト
ランジスタ（Ｑ２）のベースが互いに接続されて同電位
なので、第２のトランジスタも能動状態にあるときは、
第１のトランジスタのベースにおける電源電圧（Ｖcc）
からの電圧降下が第２のトランジスタのベースにおける
電源電圧からの電圧降下に等しい、すなわち第１の抵抗
（Ｒ１）における電位差と１Ｖf の和が第２の抵抗（Ｒ
２）における電位差と１Ｖf の和に等しい。
【００１０】したがって、先に述べた従来のものと同様
に第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値に応じて、第１の抵
抗を流れる電流と第２の抵抗を流れる電流との関係が定
まり、特に、第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値を等しく
すれば、前記２つの電流は実質的に等しくなる。さら
に、入力端子が第１のトランジスタのエミッタと第１の
抵抗との接続点に接続されているから、入力端子から前
段回路へ流れる入力信号電流（Ｉin）と第１のトランジ
スタのエミッタ電流との和が、第１の抵抗を流れる前述
の電流である。そこで、ベース電流や素子の特性のばら
つき等に起因する微小な電流の差異を無視すれば、この
電流に等しい出力信号電流（Ｉout ）が出力端子から後
段回路若しくは負荷へ流れ出る。
に第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値に応じて、第１の抵
抗を流れる電流と第２の抵抗を流れる電流との関係が定
まり、特に、第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値を等しく
すれば、前記２つの電流は実質的に等しくなる。さら
に、入力端子が第１のトランジスタのエミッタと第１の
抵抗との接続点に接続されているから、入力端子から前
段回路へ流れる入力信号電流（Ｉin）と第１のトランジ
スタのエミッタ電流との和が、第１の抵抗を流れる前述
の電流である。そこで、ベース電流や素子の特性のばら
つき等に起因する微小な電流の差異を無視すれば、この
電流に等しい出力信号電流（Ｉout ）が出力端子から後
段回路若しくは負荷へ流れ出る。
【００１１】ここで、第１のトランジスタを流れる電流
は定電流源の働きで一定に保たれるから、特に、電流変
動分のみを信号電流とすれば、入力信号電流と出力信号
電流とはよく一致し、かつ、信号電流の向きが反転す
る。このようにして、この発明の構成のカレントミラー
回路は、電流変動分を信号とする限り、従来のカレント
ミラー回路と同等の作用をする。しかも、この発明の構
成のカレントミラー回路にあっては、入力端子が第１の
トランジスタのエミッタと第１の抵抗との接続点に接続
されているから、入力端子における電圧降下が、従来構
成の回路のそれよりも第１のトランジスタに起因する１
Ｖf だけ少なくてすむ。
は定電流源の働きで一定に保たれるから、特に、電流変
動分のみを信号電流とすれば、入力信号電流と出力信号
電流とはよく一致し、かつ、信号電流の向きが反転す
る。このようにして、この発明の構成のカレントミラー
回路は、電流変動分を信号とする限り、従来のカレント
ミラー回路と同等の作用をする。しかも、この発明の構
成のカレントミラー回路にあっては、入力端子が第１の
トランジスタのエミッタと第１の抵抗との接続点に接続
されているから、入力端子における電圧降下が、従来構
成の回路のそれよりも第１のトランジスタに起因する１
Ｖf だけ少なくてすむ。
【００１２】この１Ｖf の値は、シリコントランジスタ
の場合で通常０．６Ｖ〜０．７Ｖ程度であるが、電源電
圧が５Ｖから３．３Ｖ，さらにそれ以下の値が要求され
ている状況にあっては、決して無視できるものではな
い。従来では、２〜４段の信号処理毎に要していた信号
電流の反転が、３〜５段毎に減るだけでも、信号の劣化
防止による性能向上および集積度の向上が可能であり、
回路設計の自由度が飛躍的に向上する。そして、従来と
同様の段数の回路構成をとるならば、他の回路構成の改
良と相まって、１Ｖf だけ低い電源電圧でも動作可能な
回路、従って消費電力も小さい回路を有する機器を提供
することが、この発明により可能となる。なお、第１，
第２のトランジスタが共にＮＰＮ型であっても、電源電
圧の正負，信号電流の向きに関すること以外は、全く同
様の作用である。
の場合で通常０．６Ｖ〜０．７Ｖ程度であるが、電源電
圧が５Ｖから３．３Ｖ，さらにそれ以下の値が要求され
ている状況にあっては、決して無視できるものではな
い。従来では、２〜４段の信号処理毎に要していた信号
電流の反転が、３〜５段毎に減るだけでも、信号の劣化
防止による性能向上および集積度の向上が可能であり、
回路設計の自由度が飛躍的に向上する。そして、従来と
同様の段数の回路構成をとるならば、他の回路構成の改
良と相まって、１Ｖf だけ低い電源電圧でも動作可能な
回路、従って消費電力も小さい回路を有する機器を提供
することが、この発明により可能となる。なお、第１，
第２のトランジスタが共にＮＰＮ型であっても、電源電
圧の正負，信号電流の向きに関すること以外は、全く同
様の作用である。
【００１３】
【実施例】以下、この発明の一実施例について、図面を
参照して詳細に説明する。先に説明した図１はこの発明
の原理的な実施例であるが、次に説明する図２はこの発
明のカレントミラー回路を応用した差動信号出力回路の
具体的な実施例の説明図である。この回路は、２つの入
力信号電流Ｉin1 ，Ｉin2 を受けて、これらの差に従う
出力信号電流Ｉout を出力するものである。この発明の
構成のカレントミラー回路１が、入力信号電流Ｉin1 を
受けて、信号電流を反転し、さらに、従来の構成のカレ
ントミラー回路３が、この反転された電流を受けて、再
度信号電流を反転する。
参照して詳細に説明する。先に説明した図１はこの発明
の原理的な実施例であるが、次に説明する図２はこの発
明のカレントミラー回路を応用した差動信号出力回路の
具体的な実施例の説明図である。この回路は、２つの入
力信号電流Ｉin1 ，Ｉin2 を受けて、これらの差に従う
出力信号電流Ｉout を出力するものである。この発明の
構成のカレントミラー回路１が、入力信号電流Ｉin1 を
受けて、信号電流を反転し、さらに、従来の構成のカレ
ントミラー回路３が、この反転された電流を受けて、再
度信号電流を反転する。
【００１４】さらに、この発明の構成のカレントミラー
回路２が、入力信号電流Ｉin2 を受けて、この信号電流
を反転し、回路３からの信号電流と合流させた出力信号
電流Ｉout を出力する。ここで、２つの入力信号電流Ｉ
in1 ，Ｉin2 の反転回数が１回異なるので、合流させた
ことで、入力信号の差に従う出力信号が得られる。した
がって、この回路は、電流信号の差動信号を出力するこ
とができる。しかも、差を演算する過程で、定電流Ｉ1
，Ｉ2 の成分が互いに打ち消し合うようにもできるの
で、従来より１Ｖf だけ低い電源電圧でも、従来の構成
のカレントミラー回路のみの組み合わせで構成された差
動信号出力回路と全く同様の動作が可能である。
回路２が、入力信号電流Ｉin2 を受けて、この信号電流
を反転し、回路３からの信号電流と合流させた出力信号
電流Ｉout を出力する。ここで、２つの入力信号電流Ｉ
in1 ，Ｉin2 の反転回数が１回異なるので、合流させた
ことで、入力信号の差に従う出力信号が得られる。した
がって、この回路は、電流信号の差動信号を出力するこ
とができる。しかも、差を演算する過程で、定電流Ｉ1
，Ｉ2 の成分が互いに打ち消し合うようにもできるの
で、従来より１Ｖf だけ低い電源電圧でも、従来の構成
のカレントミラー回路のみの組み合わせで構成された差
動信号出力回路と全く同様の動作が可能である。
【００１５】図３は、前述の差動信号出力回路を応用し
た差動増幅器の回路図であって、この回路は、２つの入
力端子の間の電位差Ｖinを増幅して、電圧Ｖout を出力
するものである。電位差Ｖinは、これを受けた入力段回
路４により差動増幅され、次に、入力段回路４と抵抗Ｒ
１，Ｒ１′を共有する差動信号出力回路５によりさらに
差動増幅されて信号成分が倍増した電流として、負荷抵
抗ＲL へ出力される。
た差動増幅器の回路図であって、この回路は、２つの入
力端子の間の電位差Ｖinを増幅して、電圧Ｖout を出力
するものである。電位差Ｖinは、これを受けた入力段回
路４により差動増幅され、次に、入力段回路４と抵抗Ｒ
１，Ｒ１′を共有する差動信号出力回路５によりさらに
差動増幅されて信号成分が倍増した電流として、負荷抵
抗ＲL へ出力される。
【００１６】そして、負荷抵抗ＲL により電流−電圧変
換されて、電圧Ｖout が出力端子から出力される。この
信号増幅の過程において、差動信号出力回路５が、より
高い電圧レベルの信号を入力段回路４から受け取ること
ができるので、入力段回路４も、より高い電圧レベルの
電位差Ｖinの信号を入力することができる。その結果、
この回路は、より大きな同相成分除去能力を有する差動
増幅器として動作する。
換されて、電圧Ｖout が出力端子から出力される。この
信号増幅の過程において、差動信号出力回路５が、より
高い電圧レベルの信号を入力段回路４から受け取ること
ができるので、入力段回路４も、より高い電圧レベルの
電位差Ｖinの信号を入力することができる。その結果、
この回路は、より大きな同相成分除去能力を有する差動
増幅器として動作する。
【００１７】図４は、前述の差動信号出力回路を応用し
た他の実施例としての乗算器の回路図である。この回路
は、２つの電位差信号Ｖin1 ，Ｖin2 を受けて、これら
の値を乗算した値に従う電圧Ｖout を出力するものであ
る。２つの電位差信号Ｖin1 ，Ｖin2 は、これを受けた
４象限掛け算回路６により演算されて２つの位相の異な
る電流信号にされ、次に、４象限掛け算回路６と抵抗Ｒ
１，Ｒ１′を共有する差動信号出力回路７によりさらに
差動増幅されて信号成分が倍増した電流として、負荷抵
抗ＲL へ出力される。
た他の実施例としての乗算器の回路図である。この回路
は、２つの電位差信号Ｖin1 ，Ｖin2 を受けて、これら
の値を乗算した値に従う電圧Ｖout を出力するものであ
る。２つの電位差信号Ｖin1 ，Ｖin2 は、これを受けた
４象限掛け算回路６により演算されて２つの位相の異な
る電流信号にされ、次に、４象限掛け算回路６と抵抗Ｒ
１，Ｒ１′を共有する差動信号出力回路７によりさらに
差動増幅されて信号成分が倍増した電流として、負荷抵
抗ＲL へ出力される。
【００１８】そして、負荷抵抗ＲL により電流−電圧変
換されて、電圧Ｖout が出力端子から出力される。この
信号の演算および増幅の過程においても、前述の差動増
幅器と同様の作用効果があるので、この乗算器も、より
高い電圧レベルの電位差信号Ｖin1 ，Ｖin2 を入力する
ことができる。その結果、この回路も、より大きな同相
成分除去能力を有する、あるいは、より低い電圧の電源
Ｖccのもとでも正常に動作することができる。
換されて、電圧Ｖout が出力端子から出力される。この
信号の演算および増幅の過程においても、前述の差動増
幅器と同様の作用効果があるので、この乗算器も、より
高い電圧レベルの電位差信号Ｖin1 ，Ｖin2 を入力する
ことができる。その結果、この回路も、より大きな同相
成分除去能力を有する、あるいは、より低い電圧の電源
Ｖccのもとでも正常に動作することができる。
【００１９】
【発明の効果】以上の説明のとおり、この発明にあって
は、入力信号の上限電圧と電源電圧との差が従来より１
Ｖf 小さくても正常動作が可能なカレントミラー回路の
構成を実現することができ、その結果、回路設計の自由
度が増大する、さらに、高性能で低消費電力，低電源電
圧の機器の提供に貢献することができるという効果があ
る。
は、入力信号の上限電圧と電源電圧との差が従来より１
Ｖf 小さくても正常動作が可能なカレントミラー回路の
構成を実現することができ、その結果、回路設計の自由
度が増大する、さらに、高性能で低消費電力，低電源電
圧の機器の提供に貢献することができるという効果があ
る。
【図１】この発明の構成のカレントミラー回路の図であ
る。
る。
【図２】この発明の構成のカレントミラー回路を２個用
いた差動信号出力回路の図である。
いた差動信号出力回路の図である。
【図３】この発明の構成の差動信号出力回路を用いた差
動増幅器の回路図である。
動増幅器の回路図である。
【図４】この発明の構成の差動信号出力回路を用いた乗
算器の回路図である。
算器の回路図である。
【図５】従来の構成のカレントミラー回路の図である。
１ カレントミラー回路 ２ カレントミラー回路 ３ 従来の構成のカレントミラー回路 ４ 入力段回路 ５ 差動信号出力回路 ６ ４象限掛け算回路 ７ 差動信号出力回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】エミッタが第１の抵抗を介して第１の基準
端子に接続され、ベースがコレクタに接続され、コレク
タが定電流回路を介して第２の基準端子に接続されたＰ
ＮＰ型（又はＮＰＮ型）の第１のトランジスタと、 エミッタが第２の抵抗を介して第１の基準端子に接続さ
れ、ベースが第１のトランジスタのベースに接続された
ＰＮＰ型（又はＮＰＮ型）の第２のトランジスタとを備
え、 入力端子が第１のトランジスタのエミッタに接続され、
出力端子が第２のトランジスタのコレクタに接続されて
いることを特徴とするカレントミラー回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3208595A JPH0529845A (ja) | 1991-07-25 | 1991-07-25 | カレントミラー回路 |
| US07/918,449 US5357188A (en) | 1991-07-25 | 1992-07-22 | Current mirror circuit operable with a low power supply voltage |
| KR1019920013165A KR100218197B1 (ko) | 1991-07-25 | 1992-07-23 | 전류거울회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3208595A JPH0529845A (ja) | 1991-07-25 | 1991-07-25 | カレントミラー回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0529845A true JPH0529845A (ja) | 1993-02-05 |
Family
ID=16558808
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3208595A Pending JPH0529845A (ja) | 1991-07-25 | 1991-07-25 | カレントミラー回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5357188A (ja) |
| JP (1) | JPH0529845A (ja) |
| KR (1) | KR100218197B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6992530B2 (en) * | 2003-04-03 | 2006-01-31 | Agilent Technologies, Inc. | RF amplifier with improved impedance matching |
Families Citing this family (6)
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|---|---|---|---|---|
| US5585749A (en) * | 1994-12-27 | 1996-12-17 | Motorola, Inc. | High current driver providing battery overload protection |
| DE19523329C2 (de) * | 1995-06-27 | 1997-10-16 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur Stromtransformation |
| FR2752961A1 (fr) * | 1996-08-30 | 1998-03-06 | Philips Electronics Nv | Controleur de tension a sensibilite aux variations de temperature attenuee |
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| US10042807B2 (en) * | 2016-04-05 | 2018-08-07 | Infineon Technologies Ag | Differential bus receiver with four-quadrant input circuit |
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Family Cites Families (6)
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|---|---|---|---|---|
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| JPS59221014A (ja) * | 1983-05-30 | 1984-12-12 | Sony Corp | 電圧電流変換回路 |
| US4553048A (en) * | 1984-02-22 | 1985-11-12 | Motorola, Inc. | Monolithically integrated thermal shut-down circuit including a well regulated current source |
| JP2715642B2 (ja) * | 1990-08-22 | 1998-02-18 | 日本電気株式会社 | 半導体集積回路 |
| JPH07112155B2 (ja) * | 1990-11-16 | 1995-11-29 | 株式会社東芝 | スイッチング定電流源回路 |
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-
1991
- 1991-07-25 JP JP3208595A patent/JPH0529845A/ja active Pending
-
1992
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- 1992-07-23 KR KR1019920013165A patent/KR100218197B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6992530B2 (en) * | 2003-04-03 | 2006-01-31 | Agilent Technologies, Inc. | RF amplifier with improved impedance matching |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR930003543A (ko) | 1993-02-24 |
| KR100218197B1 (ko) | 1999-09-01 |
| US5357188A (en) | 1994-10-18 |
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