JP2000174565A - パワーアンプｉｃおよびオーディオシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ボンディングワイヤやアルミ配線の抵抗によ
る電圧降下を検出して過電流を検出する従来の方法にあ
っては、正確な検出を行なうには抵抗値などのトリミン
グが必要となるため、工程数が多くなるという問題点が
あった。 【解決手段】 最終段の出力回路から初段差動増幅回路
に負帰還をかけるフィードバック経路を有するパワーア
ンプにおいて、出力段（１３）から初段差動増幅回路
（１１）に帰還される電圧と最終段の出力回路に入力さ
れる電圧とを比較する比較回路（４１）と、最終段の出
力回路から初段差動増幅回路に帰還される電圧と所定の
基準電圧とを比較する比較回路（４２）とを設けてこれ
らの比較回路における比較結果に基づいて出力端子の過
電流を検出し保護回路（１５）を動作させて過電流を防
止するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パワーアンプＩＣ
（半導体集積回路装置）さらにはパワーアンプＩＣにお
ける過電流検出回路に適用して有効な技術に関するもの
であって、例えばオーディオシステムのスピーカを駆動
するパワーアンプＩＣに利用して有効な技術に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】カーオーディオシステムに使用されるパ
ワーアンプＩＣのような電流増幅用のＩＣは、出力イン
ピーダンスが小さいため出力端子が電源や接地点にショ
ートした場合、大電流が流れてＩＣが破壊されるおそれ
がある。そこで、かかる電流増幅用ＩＣでは、過電流検
出回路を含む保護回路が設けられている。

【０００３】従来、パワーアンプＩＣにおける過電流検
出方法としては、例えば出力端子にボンディングワイヤ
接続される出力パッドに隣接して検出用のパッドを設け
るとともに、この検出用パッドと出力端子との間を別の
ボンディングワイヤで接続し、出力端子がショートした
場合にこの検出用パッドに生じる電位差を検出して過電
流が流れているか否か判定する方法がある。また、出力
端子がショートして過電流が流れたときにＩＣ内部の所
定のアルミ配線に生じる電圧降下を検出して過電流を検
出する方法もある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ボンデ
ィングワイヤやアルミ配線のインピーダンスはプロセス
ばらつきが大きいため、上述したボンディングワイヤや
アルミ配線の抵抗による電圧降下を検出して過電流を検
出する方法にあっては、正確な検出を行なうには抵抗値
などのトリミングが必要となるため、工程数が多くなる
という問題点がある。

【０００５】本発明の目的は、比較的ラフな定数で設計
された回路で精度良く過電流を検出することができ、こ
れによって確実な過電流保護を行なうことができる技術
を提供することにある。

【０００６】本発明の前記ならびにそのほかの目的と特
徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかにな
るであろう。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。

【０００８】すなわち、最終段の出力回路から初段差動
増幅回路に負帰還をかけるフィードバック経路を有する
パワーアンプにおいて、最終段の出力回路から初段差動
増幅回路に帰還される電圧と最終段の出力回路に入力さ
れる電圧とを比較する比較回路と、最終段の出力回路か
ら初段差動増幅回路に帰還される電圧と所定の基準電圧
とを比較する比較回路とを設けて、これらの比較回路に
おける比較結果に基づいて出力端子の過電流を検出し保
護回路を動作させて過電流を防止するようにしたもので
ある。

【０００９】具体的には、最終段の出力回路の出力電圧
を初段の差動増幅回路に負帰還するように構成されたパ
ワー増幅回路と、該パワー増幅回路への入力信号を外部
から取り入れるための入力端子と、上記パワー増幅回路
の出力信号を外部へ取り出すための出力端子とを備えた
パワーアンプＩＣにおいて、上記出力回路から初段差動
増幅回路への帰還電圧と上記出回路の前段の増幅回路の
出力電圧とを比較する第１の比較手段と、上記出力回路
から初段差動増幅回路への帰還電圧と所定の基準電圧と
を比較する第２の比較手段と、これらの比較手段におけ
る比較結果に基づいて上記出力端子に流れる過電流を検
出する過電流検出回路と、この過電流検出回路の検出信
号に基づいて上記出力端子に流れる過電流を防止する保
護回路とを設けるようにした。

【００１０】上述した手段によれば、プロセスばらつき
の影響を受けやすいボンディングワイヤやアルミ配線に
流れる電流を検出するものでなく、アンプの基本的な動
作を利用して過電流の有無を判定するため、比較的ラフ
な定数で設計された比較回路で精度良く過電流を検出す
ることができ、これによって確実な過電流保護を行なう
ことができる。

【００１１】特に、この発明は、最終段の出力回路が電
圧―電流増幅型の増幅回路である場合に適用すると有効
である。電圧―電流増幅型回路は出力インピーダンスが
小さいため出力端子が電源や接地点にショートした場
合、大電流が流れてＩＣが破壊されるおそれがあるから
である。

【００１２】また、上記過電流検出回路は、上記第１の
比較手段の出力と上記第１の比較手段の出力の排他的論
理和に相当する信号を検出信号として出力するように構
成する。これによって、比較的簡単な論理回路を設ける
だけで所望の過電流検出信号を形成して出力させること
ができる。

【００１３】さらに、上記過電流検出回路は、入力信号
の振幅中心近傍のレベルの入力信号に対して出力が変化
しない不感帯を有するように構成する。これによって、
パワーアンプの正常時における過電流検出回路および保
護回路の誤動作を防止することができる。

【００１４】また、上記のように構成されたパワーアン
プＩＣと、該パワーアンプＩＣの上記入力端子にオーデ
ィオ信号を供給するオーディオ信号源と、上記出力端子
に接続され上記オーディオ信号を上記パワーアンプＩＣ
で増幅した信号で駆動されるスピーカとを備えてなるオ
ーディオシステムにあっては、過電流によるＩＣの破壊
を未然に防止することができ、故障の少ないシステムを
実現することができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施例を図
面を参照しながら説明する。

【００１６】図１は本発明が適用されたパワーアンプＩ
Ｃの一実施例を示す。

【００１７】同図に示すパワーアンプＩＣは単結晶シリ
コン基板のような１個の半導体チップ上に集積形成（モ
ノリシックＩＣ化）されたものであって、非反転入力端
子（＋）に入力信号Ｖｉｎがまた反転入力端子（−）に
Ｖｃｃ／２のような基準電圧が印加された初段の差動増
幅回路１１、その出力電圧をさらに増幅する電圧増幅回
路１２、該電圧増幅回路１２の出力電圧を受けて出力電
流Ｉｏｕｔを形成する出力回路としての電流増幅回路１
３などから構成されたアンプ部１０と、出力端子に流れ
る過電流を検出する過電流検出回路１４と、この検出信
号によって出力端子に流れる過電流を防止する保護回路
１５などを備えている。

【００１８】また、外部端子として、電源端子（Ｖｃ
ｃ，ＧＮＤ）の他、オーディオ入力端子（Ｖｉｎ）２
１、オーディオ出力端子（Ｖｏｕｔ）２２などが設けら
れている。入力端子２１には、たとえばＣＤ再生デッキ
やラジオチューナなどからのオーディオ信号が入力さ
れ、出力端子２２には負荷であるスピーカＳＰが接続さ
れる。

【００１９】この実施例のパワーアンプＩＣは、電流増
幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔが帰還回路（抵抗等）Ｚ
ｆを介して初段の差動増幅回路１１の反転入力端子側に
電圧負帰還させるにより、出力電圧Ｖｏｕｔがダイナミ
ックレンジを超えるような大きな振幅を有するときは初
段の差動増幅回路１１の反転入力端子側に帰還される電
圧が高くなって入力信号Ｖｉｎとの電位差を小さくして
出力振幅を抑えるように、また出力電圧Ｖｏｕｔがダイ
ナミックレンジに比べて小さな振幅を有するときは初段
の差動増幅回路１１の反転入力端子側に帰還される電圧
が低くなって入力信号Ｖｉｎとの電位差を大きくして出
力振幅を増加させるように動作させられる。

【００２０】この実施例のパワーアンプＩＣには、出力
電流増幅回路１３から初段差動増幅回路１１に帰還され
る出力電圧Ｖｏｕｔと電圧増幅回路１２の出力電圧Ｖａ
とを比較する比較回路４１と、出力電圧Ｖｏｕｔと基準
電圧（例えばＶｃｃ／２）とを比較する比較回路４２
と、これらの比較回路４１，４２の出力の排他的論理和
をとった信号を過電流検出信号として出力する論理回路
４３とからなる過電流検出回路１４が設けられ、この検
出信号によって例えば電流増幅回路１３に流す電流を遮
断することで出力端子に流れる過電流を防止する保護回
路１５が制御されるように構成されている。

【００２１】次に、図１に示したパワーアンプＩＣにお
ける過電流検出回路の動作を図２〜図６に示す波形図を
参照しながら説明する。

【００２２】図２および図３は、実施例のパワーアンプ
ＩＣのＡ点とＢ点の正常時と出力異常時の電圧を示す。

【００２３】正常時においては、図２に示されているよ
うに、Ａ点およびＢ点の電位は入力電圧Ｖｉｎに対して
ほぼ直線的に変化する。ただし、このうちＡ点の電圧す
なわち出力電流増幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔは、電
源電圧Ｖｃｃよりも若干低い電位と接地電位ＧＮＤより
も若干高い電位で飽和する。

【００２４】一方、出力端子が電源電圧Ｖｃｃに短絡し
たＶｃｃショートまたは接地電位ＧＮＤに短絡したＧＮ
Ｄショートのような異常時においては、図３に示されて
いるように、Ａ点の電位ａは入力電圧Ｖｉｎのいかんに
かかわらず電源電圧Ｖｃｃ（Ｖｃｃショート時）または
接地電位ＧＮＤ（ＧＮＤショート時）に固定される。ま
た、Ｂ点の電位ｂも、入力電圧Ｖｉｎのほぼ全域にわた
って、電源電圧Ｖｃｃよりも少し低い電位ｂ１と接地電
位ＧＮＤよりも少し高い電位ｂ２にそれぞれクランプさ
れる。なお、点線で示すＢ点の電位が階段波形となって
いるのは、出力電流増幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔが
そのまま初段差動増幅回路１１の反転入力端子２１に帰
還されるのではなく、帰還抵抗Ｚｆを介することにより
Ｖｃｃよりも若干低い電位と接地電位ＧＮＤよりも若干
高い電位が帰還されるためである。

【００２５】図４および図５は、実施例のパワーアンプ
ＩＣのＡ点とＢ点の電位が図３に示すようになっている
ときの比較回路４１と比較回路４２の出力波形と正常時
の出力波形を示す。なお、図４および図５において、実
線は比較回路４１と比較回路４２の正常時の出力波形
を、また点線はＶｃｃショート時の比較回路４１と比較
回路４２の出力波形を、さらに鎖線はＧＮＤショート時
の比較回路４１と比較回路４２の出力波形を示す。

【００２６】図５から明らかなように、実施例のパワー
アンプＩＣは、Ｖｃｃショート時に比較回路４２の出力
がハイレベルとなる。また、図５から明らかなように、
ＧＮＤショート時には比較回路４１の出力がハイレベル
となる。そのため、比較回路４１と４２の出力の排他的
論理和をとる論理回路４３の出力は、Ｖｃｃショート時
またはＧＮＤショート時のいずれにおいてもハイレベル
となり、出力異常が検出される。なお、図６は、論理回
路４３の理想的な出力波形を示す。図６において、実線
は正常時の波形を、また点線はＶｃｃショート時の波形
を、さらに鎖線はＧＮＤショート時の波形を示す。

【００２７】ここで、理想的な波形といったのは、図４
および図５に示されているように、比較回路４１と４２
の出力は正常時において完全にＶｃｃまたはＧＮＤにな
るわけではなく中間のレベルをとる場合があるので、比
較回路４１と４２の特性がばらついたり論理回路４３の
２つの入力端子のそれぞれのしきい値レベルがアンバラ
ンスになると一時的にも論理回路４３の出力がハイレベ
ルになるおそれがあるためである。

【００２８】上記のような不具合を回避する方法として
は、例えば論理回路４３の比較回路４１側の入力特性
に、図４にハッチングを付した範囲の出力信号に対して
感応しない不感帯を設けて、比較回路４１の出力がＶｃ
ｃとＧＮＤの中間の値をとるときは論理回路４３が直前
の出力状態を保持するように構成するあるいは論理回路
４３の比較回路４１側の入力とその応答出力にヒステリ
シス特性を持たせるなどの方法が考えられる。

【００２９】図７は、過電流検出回路の具体的な回路例
を示す。

【００３０】同図に示す過電流検出回路は、図１に示さ
れている過電流検出回路１４を構成する比較回路４１，
４２およびＥＯＲ論理回路４３の機能を一体に構成した
ものである。

【００３１】図７において、抵抗Ｒ１またはＲ３を介し
てエミッタ端同士が接続されたバイポーラ・トランジス
タ対Ｑ１，Ｑ２およびＱ５，Ｑ６が図１における比較回
路４１を構成し、ダイオード接続のトランジスタＱ４を
介してエミッタ端同士が接続されたバイポーラ・トラン
ジスタ対Ｑ２，Ｑ３およびダイオード接続のトランジス
タＱ７を介してエミッタ端同士が接続されたバイポーラ
・トランジスタ対Ｑ５，Ｑ８が図１における比較回路４
２を構成しており、トランジスタＱ２，Ｑ５のベース端
子にＡ点の電位（出力Ｖｏｕｔ）が、またトランジスタ
Ｑ１，Ｑ６のベース端子にＢ点の電位が、そしてトラン
ジスタＱ３，Ｑ８のベース端子に参照電圧Ｖｃｃ／２が
印加されている。

【００３２】これらの２組の比較回路の合成出力（排他
的論理和出力）が、上記トランジスタＱ２とそのコレク
タ抵抗Ｒ４との接続ノードｎ１にベースが接続されたト
ランジスタＱ１２のコレクタ、および上記トランジスタ
Ｑ５と直列に接続されたトランジスタＱ９にカレントミ
ラー接続されたトランジスタＱ１０とそのコレクタ抵抗
Ｒ４との接続ノードｎ２にベースが接続されたトランジ
スタＱ１１の共通コレクタから得られるように構成され
ている。

【００３３】なお、図７において、ＣＣ１はトランジス
タＱ１，Ｑ２，Ｑ３のエミッタ側に接続された共通の定
電流源、ＣＣ２はトランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ７のエミ
ッタ側に接続された共通の定電流源、Ｒ５は出力トラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２の共通コレクタ抵抗である。

【００３４】ここで、図７の回路の動作を簡単に説明す
ると、出力端子がＶｃｃショートを起こして図１の回路
のＡ点とＢ点の電位がそれぞれ図３の実線ａ１と点線ｂ
１のような状態になっているときは、トランジスタＱ
１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電位（Ｖｃｃ／
２）よりも充分に高いためＱ３との関係ではトランジス
タＱ１，Ｑ２側がオンされるが、Ｑ１とＱ２の関係で
は、Ｑ１のベース電位であるａ１の方がｂ１よりも充分
に高いためＱ２がオンされる。

【００３５】これによって、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１
はＱ２とのそのコレクタ抵抗Ｒ２に流れて出力トランジ
スタＱ１２のベース電位が下がり出力トランジスタＱ１
２がオン状態とされ、出力端子ＯＵＴよりハイレベルの
信号が出力される。なお、このときトランジスタＱ５，
Ｑ６とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６のベース電位はＱ
８のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に高いためＱ
５，Ｑ６はオフし、定電流源ＣＣ２の電流Ｉ２はＱ８に
流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０には電流が流れず従
って出力トランジスタＱ１１はオフである。

【００３６】また、出力端子がＧＮＤショートを起こし
て図１の回路のＡ点とＢ点の電位がそれぞれ図３の実線
ａ２と点線ｂ２のような状態になっているときは、トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電位
（Ｖｃｃ／２）よりも充分に低いためＱ３との関係では
トランジスタＱ１，Ｑ２側がオフされ、定電流源ＣＣ１
の電流Ｉ１はＱ３に流れて抵抗Ｒ２には電流が流れない
ため出力トランジスタＱ１２のベース電位が上がり出力
トランジスタＱ１２がオフ状態とされる。

【００３７】しかし、このときトランジスタＱ５，Ｑ６
とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６のベース電位はＱ８の
ベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に低いためＱ５，
Ｑ６側がオンし、Ｑ５とＱ６の関係では、Ｑ５のベース
電位であるａ１の方がｂ１よりも充分に低いためＱ５が
オンされる。これによって、定電流源ＣＣ２の電流Ｉ２
はＱ５に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０と抵抗Ｒ４
にも電流が流れ、出力トランジスタＱ１１のベース電位
が下がってＱ１１がオンされる。その結果、出力端子Ｏ
ＵＴよりハイレベルの信号が出力される。

【００３８】なお、図１の回路がＶｃｃショートもＧＮ
Ｄショートも起こしていないときは、Ａ点とＢ点の電位
は図２に示すようにほぼ同一レベルにある。このような
信号が図７の回路に入ってきた場合には、Ａ点とＢ点の
電位がＶｃｃ／２よりも低いときはＱ３との関係ではＱ
１，Ｑ２がオフされてＱ３がオンされるため電流Ｉ１は
Ｑ３に流れて抵抗Ｒ２に流れないため出力トランジスタ
Ｑ１２はオフである。このとき、トランジスタＱ５，Ｑ
６とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６側がオンとなるがＱ
５とＱ６のベース電位がほぼ同一のときは抵抗Ｒ３があ
るためＱ６がオンされ易いため、定電流源ＣＣ２の電流
Ｉ２はＱ６に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０には電
流が流れない。従って、出力トランジスタＱ１１もオフ
状態となる。その結果、出力端子ＯＵＴの出力レベルは
ロウレベル（ＧＮＤ）となる。

【００３９】また、図１の回路がＶｃｃショートもＧＮ
Ｄショートも起こしていないと場合に、ほぼ同一レベル
にあるＡ点とＢ点の電位がＶｃｃ／２よりも高いときは
Ｑ８との関係ではＱ５，Ｑ６がオフされてＱ８がオンさ
れるため電流Ｉ２はＱ８に流れてカレントミラーＱ９，
Ｑ１０には電流が流れず従って出力トランジスタＱ１１
はオフである。このとき、トランジスタＱ１，Ｑ２とＱ
３との関係では、Ｑ１，Ｑ２側がオンとなるがＱ１とＱ
２のベース電位がほぼ同一のときは抵抗Ｒ１があるため
Ｑ２がオンされ易いため、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１は
Ｑ１に流れてＱ２はオフ状態となり、抵抗Ｒ２に電流が
流れないため出力トランジスタＱ１２もオフである。そ
の結果、出力端子ＯＵＴの出力レベルはロウレベル（Ｇ
ＮＤ）となる。

【００４０】なお、上記いずれの場合においても、Ａ点
とＢ点の電位がＶｃｃ／２の近傍にあるときは、ダイオ
ード接続のトランジスタＱ４，Ｑ７が接続されているこ
とによって、Ｑ１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電
位（Ｖｃｃ／２）よりもダイオードのしきい値電圧分以
上高くならないとＱ１，Ｑ２側に電流が流れず、またＱ
５，Ｑ６のベース電位はＱ８のベース電位（Ｖｃｃ／
２）よりもダイオードのしきい値電圧分以上高くならな
いとＱ１，Ｑ２側に電流が流れないように動作する。つ
まり、トランジスタＱ４，Ｑ７が正常時におけるＡ点と
Ｂ点の電位の入力に対して不感帯を与えるように動作す
る。

【００４１】図８は、保護回路の具体的な回路例を示
す。

【００４２】同図に示す保護回路は、出力端子がＧＮＤ
ショートを起こした場合の保護回路であり、図１の出力
電流増幅回路１３を構成するＶｃｃ側出力トランジスタ
Ｑ３１のベースを駆動するトランジスタＱ３２のベース
端子と接地点との間に、上記過電流検出回路１４から供
給される検出信号ＤＴＣがベースに入力されたトランジ
スタＱ４１を接続したものである。この実施例の保護回
路は、過電流検出信号ＤＴＣがハイレベルにされると、
トランジスタＱ４１がオンしてトランジスタＱ３２のべ
ース電位を引き下げてオフさせる。これによって、出力
トランジスタＱ３１のベース電流が遮断されて、Ｑ３１
から出力端子に向かって流れ出す過電流を防止する。同
図において、ダイオード接続されたトランジスタＱ４と
Ｑ７が不感帯を与えるための素子である。

【００４３】上記同様な保護回路が図１の図１の出力電
流増幅回路１３を構成する接地電位側出力トランジスタ
Ｑ３３のベース側にも設けられており、出力端子がＶｃ
ｃショートを起こした場合に出力端子より流れ込む過電
流を防止するように構成されている。

【００４４】次に、上記のように構成されたパワーアン
プＩＣ１００を使用したカーオーディオ・システムにつ
いて説明する。

【００４５】図９に示すように、入力端子２１には、Ｃ
Ｄ再生デッキやラジオチューナなどのオーディオ信号源
２００が接続される。入力端子２１より入力されたオー
ディオ信号Ｖｉｎ１は、他の入力端子２３に接続された
カーナビゲーションなどのデジタルシステム３００から
入力されたビープ音や音声ガイダンスなどのメッセージ
信号Ｖｉｎ２と加算回路１７において合成されて上記実
施例のように構成されたアンプ１０の入力端子２１に入
力されて増幅され、出力端子２２より入力信号に応じて
スピーカＳＰを駆動する電流が出力される。

【００４６】以上、本発明者によってなされた発明を実
施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施
態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない
範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例え
ば、図８に示されている過電流検出回路は一例であっ
て、図１に示す比較回路４１，４２および論理回路４３
からなる回路と同等の機能を有するものであれば、回路
形式はどのようなものであってもよい。また、排他的論
理和をとる論理回路４３はワイヤード論理などで構成す
ることが可能である。

【００４７】以上の説明では主として、本発明者によっ
てなされた発明をその背景となった利用分野であるカー
オーディオシステム用のパワーアンプＩＣに適用した場
合について説明したが、それに限定されるものではな
く、たとえば携帯用あるいは据置型のラジオ受信機やテ
レビ受像器などにも適用することができ、特に大電流を
必要とするものに適用すると有効である。

【００４８】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち、代
表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。

【００４９】すなわち、本発明に係るパワーアンプＩＣ
は、比較的ラフな定数で設計された回路で精度良く過電
流を検出することができ、これによって確実な過電流保
護を行なうことができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明が適用されたパワーアンプＩＣの一実施
例を示すブロック図。

【図２】図１に示したパワーアンプＩＣの要部における
正常時の波形図。

【図３】図１に示したパワーアンプＩＣの要部における
異常時の波形図。

【図４】過電流検出回路を構成する第１の比較回路の入
出力特性を示す図。

【図５】過電流検出回路を構成する第２の比較回路の入
出力特性を示す図。

【図６】実施例の過電流検出回路の入出力特性を示す
図。

【図７】過電流検出回路の具体例を示す回路図。

【図８】保護回路の具体例を示す回路図。

【図９】本発明の好適な適用例としてのカーオーディオ
・システムの概略構成を示すブロック図。

【符号の説明】

１１ 差動増幅回路 １２ 電圧増幅回路 １３ 電流増幅回路（出力回路） １４ 過電流検出回路 １５ 保護回路 １００ パワーアンプＩＣ（半導体集積回路装置） ２００ オーディオ信号源 ３００ デジタルシステム

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Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 最終段の出力回路の出力電圧を初段の差
   動増幅回路に負帰還するように構成されたパワー増幅回
   路と、該パワー増幅回路への入力信号を外部から取り入
   れるための入力端子と、上記パワー増幅回路の出力信号
   を外部へ取り出すための出力端子とを備えたパワーアン
   プＩＣであって、上記出力回路から初段差動増幅回路へ
   の帰還電圧と上記出力回路の前段の増幅回路の出力電圧
   とを比較する第１の比較手段と、上記出力回路から初段
   差動増幅回路への帰還電圧と所定の基準電圧とを比較す
   る第２の比較手段と、これらの比較手段における比較結
   果に基づいて上記出力端子に流れる過電流を検出する過
   電流検出回路と、この過電流検出回路の検出信号に基づ
   いて上記出力端子に流れる過電流を防止する保護回路が
   設けられてなることを特徴とするパワーアンプＩＣ。
2. 【請求項２】 上記出力回路は電圧―電流増幅型の増幅
   回路であることを特徴とする請求項１に記載のパワーア
   ンプＩＣ。
3. 【請求項３】 上記過電流検出回路は、上記第１の比較
   手段の出力と上記第１の比較手段の出力の排他的論理和
   に相当する信号を検出信号として出力するように構成さ
   れてなることを特徴とする請求項１または２に記載のパ
   ワーアンプＩＣ。
4. 【請求項４】 上記過電流検出回路は、入力信号の振幅
   中心近傍のレベルの入力信号に対して出力が変化しない
   不感帯を有するように構成されていることを特徴とする
   請求項１から３のいずれかに記載のパワーアンプＩＣ。
5. 【請求項５】 請求項１から３のいずれかに記載のパワ
   ーアンプＩＣと、該パワーアンプＩＣの上記入力端子に
   オーディオ信号を供給するオーディオ信号源と、上記出
   力端子に接続され上記オーディオ信号を上記パワーアン
   プＩＣで増幅した信号で駆動されるスピーカとを備えて
   なることを特徴とするオーディオシステム。