JP4447350B2 - 信号出力回路の過電流保護回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＩＣ（integrated circuit）に集積された信号出力回路（例えば、デジタル信号の出力回路、一般的なアナログ信号出力用オペアンプ、オーディオアナログ信号用オペアンプ、ビデオ信号出力アンプ、スピーカーアンプ、ヘッドホンアンプ、アナログレファレンス信号出力回路、およびパワーアンプ等）の過電流保護回路に関する。

信号出力回路を集積したＩＣにおいて、この信号出力回路の出力端子が、不慮の事故によって電源やグランドあるいは他の信号線とショートし、これにより過電流が流れると、このＩＣ自体が発熱して破壊したり、電源（電池や電源回路）に過大な負荷がかかって破壊したり、あるいは電源配線が発熱して発火したりすることがある。

特にスピーカアンプやヘッドホンアンプにおいては、４Ωから３２Ω程度の低インピーダンスを駆動できるように、信号出力回路には大電流を流せるようなトランジスタが採用されているので、上述したようなショートがあると、これらアンプに容易に大電流が流れることになる。

そこで、信号出力回路の過電流を検出することが行われており、この方法としては、次のような方法が知られている。すなわち、パワーアンプＩＣにおける過電流検出方法としては、例えば出力端子にボンディングワイヤで接続される出力パッドに隣接して検出用のパッドを設けるとともに、この検出用パッドと出力端子との間を別のボンディングワイヤで接続し、出力端子がショートした場合にこの検出用パッドに生じる電位差を検出して過電流が流れているか否か判定する方法が知られている。

また、出力端子がショートして過電流が流れたとき、ＩＣ内部の所定のアルミ配線に生じる電圧降下を検出して過電流を検出する方法が知られている。

さらに、過電流を検出する方法としては例えば特許文献１に記載されているものが知られており、この方法よれば、最終段の出力回路から初段差動増幅回路に負帰還をかけるフィードバック経路を有するパワーアンプにおいて、一方で最終段の出力回路から初段差動増幅回路に帰還される電圧と最終段の出力回路に入力される電圧とを比較回路により比較し、他方で最終段の出力回路から初段差動増幅回路に帰還される電圧と所定の基準電圧とを別の比較回路により比較し、これら２つの比較回路による比較結果に基づいて、出力端子の過電流が検出される。

特開２０００−１７４５６５号公報

しかしながら、ボンディングワイヤやアルミ配線の抵抗による電圧降下を検出して過電流を検出する方法にあっては、ボンディングワイヤやアルミ配線のインピーダンスのプロセスばらつきが大きいため、過電流を正確に検出するには、抵抗値などのトリミングが必要になり、工程数を減少させるには限度があった。

また、特許文献１に記載の技術においては、電流を直接測定せずに、パワーＩＣの内部および外部の電圧に基づき過電流状態であるか否かを判定しており、過電流状態を正確に判定することは不可能であった。

さらに、出力端子とショートした端子のインピーダンス、ショートする接触抵抗の大小等、ありとあらゆる状況に予め対応した判定基準を設けることは容易でない。

そこで、本発明は、このような問題点を解決し、過電流状態をより正確に判定して信号出力回路を過電流から保護することができる過電流保護回路を提供することを目的とする。

本発明は、信号出力回路の過電流保護回路であって、前記信号出力回路の信号出力段に流れる電流量に比例したモニタ電流量を流す電流モニタ手段と、前記信号出力段の出力電圧に基づくリミット電流量を設定するリミット電流設定手段と、前記モニタ電流量と前記リミット電流量を比較する比較手段と、該比較手段により比較した結果、前記モニタ電流量が前記リミット電流量を超えた場合に、前記信号出力段の入力信号電圧を所定電圧にクランプして、該信号出力段に流れる電流量を前記リミット電流量未満にする制御手段と、を備え、前記リミット電流量は、前記信号出力段の出力電圧の関数であり、前記リミット電流設定手段は、少なくとも一部の前記信号出力段の出力電圧領域において、前記信号出力段の正常状態において流れる電流と一定電流の和となる、前記リミット電流量を設定することを特徴とする。

本発明は、第１ないし第ｎ（≧２）信号出力回路の過電流保護回路であって、前記第１ないし第ｎ信号出力回路の信号出力段にそれぞれ流れる電流量に比例したモニタ電流を流す第１ないし第ｎ電流モニタ手段と、該第１ないし第ｎ電流モニタ手段をそれぞれ流れるモニタ電流を合算する合算手段と、前記信号出力段の出力電圧に基づくリミット電流量を設定するリミット電流設定手段と、前記合算手段による合算により得られたモニタ電流量と前記リミット電流量を比較する比較手段と、該比較手段により比較した結果、前記モニタ電流量が前記リミット電流量を超えた場合に、前記第１ないし第ｎ信号出力回路のそれぞれの信号出力段の入力信号電圧を同時に所定電圧にクランプして、該信号出力段に流れる電流量を前記リミット電流量未満にする第１ないし第ｎ制御手段と、を備え、前記リミット電流量は、前記信号出力段の出力電圧の関数であり、前記リミット電流設定手段は、少なくとも一部の前記信号出力段の出力電圧領域において、前記信号出力段の正常状態において流れる電流と一定電流の和となる、前記リミット電流量を設定することを特徴とする。

本発明によれば、上記のように構成したので、過電流状態をより正確に判定でき信号出力回路を過電流から保護することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
＜第１の実施の形態＞
図１は本発明の第１の実施の形態を示す。図１において、１は出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタであって、入力端子ｉｎからの入力信号に従って出力端子ｏｕｔから出力信号を出力するものであり、ゲートが入力端子ｉｎに、ドレインが出力端子ｏｕｔに、ソースがグランドに接続してある。

２は電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタであって、その定性特性がＮＭＯＳトランジスタ１と実質的に同一であり、ＮＭＯＳトランジスタ２のゲートがＮＭＯＳトランジスタ１のゲートに接続してあり、ソースがグランドに接続してあり、ドレインが電流コンパレータ３の一方の入力端子に接続してある。

４はリミット電流設定回路であり、ＰＭＯＳトランジスタ４０１とＮＭＯＳトランジスタ４０２はドレインどうしが接続してあり、ＰＭＯＳトランジスタ４０１のソースが抵抗４０３を介して電源ＶＤＤに接続してあり、ＮＭＯＳトランジスタ４０２のソースがグランドに接続してあり、ゲートがドレインとＮＭＯＳトランジスタ４０４のゲートとに接続してあり、ＮＭＯＳトランジスタ４０４（この定性特性はＮＭＯＳトランジスタ４０２と実質的に同一である。）のソースがグランドに、ドレインが電流コンパレータ３の他方の入力端子に接続してあり、ＮＭＯＳトランジスタ４０２とＮＭＯＳトランジスタ４０４とによりカレントミラー回路を構成してあり、オペアンプ４０５の反転入力端子がＰＭＯＳトランジスタ４０１のソースに、非反転入力端子が、抵抗４０６、４０７により構成した分圧回路に接続してある。ＮＭＯＳトランジスタ４０２に流す電流量、すなわち、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１に対する許容最大電流量未満であって正常動作時の電流量を超える所定電流量は、この分圧回路を構成する抵抗４０６、４０７の抵抗値と、抵抗４０３の抵抗値とにより決定することができる。正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２outとリミット電流Ｉ２limitとの関係の一例を図２に示す。

３は電流コンパレータであり、電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ２の出力電流と、リミット電流設定回路４の出力電流とを比較するものである。

５は制御用のＰＭＯＳトランジスタであり、ソースが入力端子ｉｎに、ゲートが電流コンパレータ３の出力端子に、ドレインがグランドに接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ５は、電流コンパレータ３の出力レベルが論理ハイレベル（Ｈ）であるとき、すなわち通常の信号出力状態を表す信号が出力されているときはオフであって、入力端子ｉｎの電圧を入力電圧に維持し、他方、電流コンパレータ３の出力レベルが論理ローレベル（Ｌ）であるとき、すなわち過電流状態を表す信号が出力されたときはオンになって、入力端子ｉｎの電圧を、強制的に、ＮＭＯＳトランジスタ２とＮＭＯＳトランジスタ４０４にそれぞれ流れる電流が同じになるような電圧にする。

次に、この過電流保護回路の動作を説明する。リミット電流設定回路４において、ＰＭＯＳトランジスタ４０１のソースには、抵抗４０６、４０７により構成した分圧回路により決定された電圧Ｖｄが現れるので、（電源ＶＤＤの電圧−電圧Ｖｄ）／（抵抗４０３の抵抗値）で決定される電流量の電流が、ＰＭＯＳトランジスタ４０１とＮＭＯＳトランジスタ４０２に流れ、この電流がＮＭＯＳトランジスタ４０２によりＮＭＯＳトランジスタ４０４にミラーされる。分圧回路を構成する抵抗４０６、４０７の抵抗値と、抵抗４０３の抵抗値とを上述したように選択したので、この電流量は、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１に対する許容最大電流量未満であって正常動作時の電流量を超える所定電流量である。

出力端子ｏｕｔからは、入力端子ｉｎに入力された入力信号に応じた出力信号が出力されるから、電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ２には、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１に流れる電流量と同一の電流量が流れ、この電流量と、リミット電流設定回路４に設定された所定電流量とが、電流コンパレータ３により比較されるが、本信号出力回路の正常状態においては、電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ２に流れる電流量が、リミット電流設定回路４に設定された所定電流量、すなわち、ＮＭＯＳトランジスタ２に対する許容最大電流量未満であるから、電流コンパレータ３の出力レベルがＨであり、すなわち通常の信号出力状態を表す信号が出力され、ＰＭＯＳトランジスタ５はオフのままであり、これにより入力端子ｉｎの電圧は入力電圧に維持される。

しかし、出力端子ｏｕｔが不慮の事故によって例えば電源とショートして、ＮＭＯＳトランジスタ１に過電流が流れると、ＮＭＯＳトランジスタ２にこの過電流と同一の電流量の電流が流れ、リミット電流設定回路４に設定された所定電流量、すなわち、ＮＭＯＳトランジスタ２に対する許容最大電流量を超えることになる。すると、電流コンパレータ３の出力レベルがＬになり、すなわち過電流状態を表す信号が出力され、この信号により、ＰＭＯＳトランジスタ５がオンになって、入力端子ｉｎの電圧が強制的に、ＮＭＯＳトランジスタ２とＮＭＯＳトランジスタ４０４にそれぞれ流れる電流が同じになるような電圧にされ、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１への電流が制限され、これにより過電流によるＮＭＯＳトランジスタ１の破壊が防止される。

本実施の形態において、電流モニタ用のトランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ２は、上述したように、その定性特性が、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１と実質的に同一であるから、消費電力も同一であるが、この電流モニタ用のトランジスタとして、スケーリング理論に基づいてスケーリング化したＮＭＯＳトランジスタを採用すると、スケーリング前後でトランジスタの定性的な特性は変わらないが、スケーリングの割合に応じて消費電力を減少させることができる。

電流モニタ用のトランジスタとして、スケーリング化したＮＭＯＳトランジスタを採用した場合には、リミット電流設定回路に設定するリミット電流量も同じ割合でスケーリングする必要がある。

リミット電流設定回路には、例えば常に一定電圧を出力するバンドギャップ回路出力と抵抗素子を用いて生成した一定電流、電源電圧に比例して生成した電流、あるいはＩＣ外部から供給した電流を、リミット電流として設定することができる。

本実施の形態においては、過電流保護回路をＭＯＳトランジスタにより構成した例を説明したが、過電流保護回路をバイポーラトランジスタにより構成することもでき、この構成によっても、過電流保護回路の機能は本質的に異ならない。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ２（図１）に代えて、図３に示す電流モニタ回路３２を用いた例である。この電流モニタ回路３２は、ＮＭＯＳトランジスタ３２１、３２２を有し、ＮＭＯＳトランジスタ３２１は、ゲートが出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ２のゲートに、ドレインがＮＭＯＳトランジスタ３２２のソースに、ソースがグランドに接続してあり、ＮＭＯＳトランジスタ３２２のゲートが出力端子ｏｕｔに、ドレインが電流コンパレータ３の一方の入力端子に接続した例である。

このように電流モニタ回路３２を構成したので、ＮＭＯＳトランジスタ３２１のドレイン電圧が、出力端子ｏｕｔの出力電圧に追随して変化し、これにより、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１に流れる電流の変化に追随した電流が、電流モニタ回路３２のＮＭＯＳトランジスタ３２１に流れることになる。

なお、ＮＭＯＳトランジスタ３２２の閾値電圧が小さい（０Ｖに近い）ほど、より正確なモニタ電流がＮＭＯＳトランジスタ３２１に流れることになる。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ２（図１）に代えて、図４に示す電流モニタ回路４２を用いた例であり、この電流モニタ回路４２は、ＮＭＯＳトランジスタ４２１、４２２と、オペアンプ４２０とを有する。ＮＭＯＳトランジスタ４２１は、ゲートが出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ２のゲートに、ドレインがＮＭＯＳトランジスタ４２２のソースに、ソースがグランドに接続してある。ＮＭＯＳトランジスタ４２２は、ゲートがオペアンプ４２０の出力端子に、ドレインが電流コンパレータ３の一方の入力端子に接続してある。オペアンプ４２０は、非反転端子が出力端子ｏｕｔに、反転端子がＮＭＯＳトランジスタ４２２のソースに接続してある。

このように電流モニタ回路４２を構成したので、オペアンプ４２０が高ゲインである場合には、ＮＭＯＳトランジスタ４２１のドレイン電圧が、出力端子ｏｕｔの電圧に正確に追随して変化し、これにより、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１に流れる電流の変化に追随した電流が、電流モニタ回路４２のＮＭＯＳトランジスタ４２１に流れることになる。

＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るリミット電流設定回路４（図１）に代えて、図５に示すリミット電流設定回路５４を用いた例である。このリミット電流設定回路５４は、第１の実施の形態に係るリミット電流設定回路４（図１）との比較で言えば、抵抗４０６、４０７により構成した分圧回路を除くとともに、オペアンプ４０５の非反転端子を出力端子ｏｕｔに接続した点が異なる。

リミット電流設定回路５４において、ＰＭＯＳトランジスタ４０１のソース電圧が、出力端子ｏｕｔの電圧Ｖｄに正確に追随して変化し、これにより、（電源ＶＤＤの電圧−電圧Ｖｄ）／（抵抗４０３の抵抗値）で決定される電流量の電流が、ＰＭＯＳトランジスタ４０１とＮＭＯＳトランジスタ４０２に流れ、ＮＭＯＳトランジスタ４０２によりＮＭＯＳトランジスタ４０４にミラーされる。

このようにリミット電流設定回路５４を構成したので、ＮＭＯＳトランジスタ４０４には、出力端子ｏｕｔがグランド電圧のとき最大電流がミラーされ、出力端子ｏｕｔが電源ＶＤＤの電圧の時には、ミラーされない。正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ６outとリミット電流Ｉ６limitとの関係の一例を図６に示す。

＜第５の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るリミット電流設定回路４（図１）に代えて、図７のリミット電流設定回路７４を用いた例である。このリミット電流設定回路７４において、ＮＭＯＳトランジスタ７４０５〜７４０９はサイズが同一であり、ＰＭＯＳトランジスタ７４０１、７４０３はサイズが同一である。このリミット電流設定回路７４において、ＰＭＯＳトランジスタ７４０１は、ゲートに入力信号の動作中心電圧ＶＣＯＭが印加してあり、ソースが、抵抗７４０２を介して電源ＶＤＤに接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ７４０３は、ゲートが出力端子ｏｕｔに接続してあり、ソースが抵抗７４０４（抵抗７４０２と同一の抵抗値を有する。）を介して電源ＶＤＤに接続してあり、ＮＭＯＳトランジスタ７４０５とＮＭＯＳトランジスタ７４０６によりカレントミラー回路が構成してあり、ＮＭＯＳトランジスタ７４０５に流れる電流がＮＭＯＳトランジスタ７４０６にミラーされる。このＮＭＯＳトランジスタ７４０６に並列接続したＮＭＯＳトランジスタ７４０７と、ＮＭＯＳトランジスタ７４０８とによりカレントミラー回路を構成し、このＮＭＯＳトランジスタ７４０８にＮＭＯＳトランジスタ７４０９を並列接続してある。ＮＭＯＳトランジスタ７４０９は、ゲートにバイアスが印加してあり、ドレインが電流コンパレータ３の一方の入力端子に接続してある。

このように、ＰＭＯＳトランジスタ７４０１のゲートに入力信号の動作中心電圧ＶＣＯＭが印加してあり、ＰＭＯＳトランジスタ７４０３のゲートが出力端子ｏｕｔに接続してあり、しかも、抵抗７４０２と抵抗７４０４の抵抗値が同一であるから、出力端子ｏｕｔの電圧がグランド電圧ＧＮＤから入力信号の動作中心電圧ＶＣＯＭまでの範囲の変化においては、ＰＭＯＳトランジスタ７４０３に流れる電流量が、ＰＭＯＳトランジスタ７４０１に流れる電流量より多くなる。

しかし、ＮＭＯＳトランジスタ７４０５に流れる電流がＮＭＯＳトランジスタ７４０６にミラーされるから、ＰＭＯＳトランジスタ７４０３に流れる電流量と、ＰＭＯＳトランジスタ７４０１に流れる電流量との差の電流量が、ＮＭＯＳトランジスタ７４０７に流れることになる。そして、このＮＭＯＳトランジスタ７４０７に流れる電流がＮＭＯＳトランジスタ７４０８にミラーされ、電流コンパレータ３の他方の入力端子には、ＮＭＯＳトランジスタ７４０８に流れる電流量と、バイアスに基づきＮＭＯＳトランジスタ７４０９に流れる電流量との和の電流量（すなわちリミット電流量）が流れることになる。正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ８outとリミット電流Ｉ８limitとの関係の一例を図８に示す。

＜第６の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るリミット電流設定回路４（図１）に代えて、図９のリミット電流設定回路９４を用いた例である。このリミット電流設定回路９４は、第５の実施の形態に係るリミット電流設定回路７４（図７）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ７４０８のドレインを抵抗９４０１を介して電源ＶＤＤに接続した点が異なる。

このようにリミット電流設定回路９４を構成したので、出力端子ｏｕｔの電圧がグランド電圧近傍であるとき、リミット電流が抵抗９４０１により制限されることになる。しかし、このリミット電流が平坦になる領域は本来信号出力範囲外で特に出力信号の優れた特性が求められている部分ではないので、リミット電流と信号駆動電流の差を狭めて設計的、製造的マージンを多くもたせる必要はない。これにより、最大電流という観点での過電流保護もあわせてなされる。

正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ１０outとリミット電流Ｉ１０limitとの関係の一例を図１０に示す。

＜第７の実施の形態＞
図１１は本発明の第７の実施の形態に係る過電流保護回路を示す。この過電流保護回路は、第１の実施の形態に係る過電流保護回路（図１）との比較でいえば、コンパレータのタイプが異なり、したがって電流モニタ回路およびリミット電流設定回路の構成が異なる。

すなわち、コンパレータのタイプについては、第１の実施の形態においては、電流コンパレータ３を採用したが、本実施の形態においては、電圧コンパレータ１１３を採用した。電圧コンパレータ１１３としては、パルス状のノイズに敏感に応答しないように応答速度を遅くしたオペアンプでもよい。

本実施の形態に係る電流モニタ回路１１２（図１１）は、第１の実施の形態に係る電流モニタ回路２（図１）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ２のドレインを、コンパレータ１１３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗１１２１を介して電源ＶＤＤに接続している点が異なる。

本実施の形態に係るリミット電流設定回路１１４（図１１）は、第１の実施の形態に係るリミット電流設定回路４（図１）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ４０４のドレインを、コンパレータ１１３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗１１４１を介して電源ＶＤＤに接続した点が異なる。

＜第８の実施の形態＞
本実施の形態は、第７の実施の形態に係る電流モニタ回路１１２（図１１）に代えて、図１２に示す電流モニタ回路１２２を用いた例である。この電流モニタ回路１２２は、第２の実施の形態に係る電流モニタ回路３２（図３）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ３２２のドレインを、コンパレータ１１３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗１２２１を介して電源ＶＤＤに接続した点が異なる。

＜第９の実施の形態＞
本実施の形態は、第７の実施の形態に係る電流モニタ回路１１２（図１１）に代えて、図１３に示す電流モニタ回路１３２を用いた例である。この電流モニタ回路１３２は、第３の実施の形態に係る電流モニタ回路４２（図４）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ４２２のドレインを、コンパレータ１１３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗１３２１を介して電源ＶＤＤに接続した点が異なる。

＜第１０の実施の形態＞
本実施の形態は、第７の実施の形態に係るリミット電流設定回路１１４（図１１）に代えて、図１４に示すリミット電流設定回路１４４を用いた例である。このリミット電流設定回路１４４は、第４の実施の形態に係るリミット電流設定回路５４（図５）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ４０４のドレインを、コンパレータ１１３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗１４４１を介して電源ＶＤＤに接続した点が異なる。

＜第１１の実施の形態＞
本実施の形態は、第７の実施の形態に係るリミット電流設定回路１１４（図１１）に代えて、図１５に示すリミット電流設定回路１５４を用いた例である。このリミット電流設定回路１５４は、第５の実施の形態に係るリミット電流設定回路７４（図７）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ７４０８のドレインを、コンパレータ１１３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗１５４１を介して電源ＶＤＤに接続した点が異なる。

＜第１２の実施の形態＞
本実施の形態は、第７の実施の形態に係るリミット電流設定回路１１４（図１１）に代えて、図１６に示すリミット電流設定回路１６４を用いた例である。このリミット電流設定回路１６４は、第６の実施の形態に係るリミット電流設定回路９４（図９）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ７４０８のドレインを、コンパレータ１１３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗１６４１を介して電源ＶＤＤに接続した点が異なる。

＜第１３の実施の形態＞
図１７は本発明の第１３の実施の形態を示す。本実施の形態は、第１の実施の形態との比較でいえば、出力トランジスタのタイプが異なり、したがって過電流保護回路の構成が異なる。

図１７において、１７１は出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタであって、入力端子ｉｎからの入力信号に従って出力端子ｏｕｔから出力信号を出力するものであり、ゲートが入力端子ｉｎに、ドレインが出力端子ｏｕｔに、ソースが電源ＶＤＤに接続してある。

１７２は電流モニタ用のＰＭＯＳトランジスタであって、その定性特性がＰＭＯＳトランジスタ１７１の特性と実質的に同一であり、ＰＭＯＳトランジスタ１７２のゲートがＰＭＯＳトランジスタ１７１のゲートに接続してあり、ソースが電源ＶＤＤに接続してあり、ドレインがコンパレータ１７３の一方の入力端子に接続してある。

１７４はリミット電流設定回路であり、ＮＭＯＳトランジスタ１７４１とＰＭＯＳトランジスタ１７２はドレインどうしが接続してあり、ＮＭＯＳトランジスタ１７４１のソースが抵抗１７４３を介してグランドに接続してあり、ＰＭＯＳトランジスタ１７４２のソースが電源ＶＤＤに接続してあり、ゲートがドレインとＰＭＯＳトランジスタ１７４４のゲートとに接続してあり、ＰＭＯＳトランジスタ１７４４（この定性特性はＰＭＯＳトランジスタ１７４２と実質的に同一である。）のソースが電源に、ドレインがコンパレータ１７３の他方の入力端子に接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ１７４２とＰＭＯＳトランジスタ１７４４とによりカレントミラー回路を構成してあり、オペアンプ１７４５の反転入力端子がＮＭＯＳトランジスタ１７４１のソースに、非反転入力端子が、抵抗１７４６、１７４７により構成した分圧回路に接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ１７４２に流す電流量、すなわち、出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１に対する許容最大電流量未満であって正常動作時の電流量を超える所定電流量は、この分圧回路を構成する抵抗１７４６、１７４７の抵抗値と、抵抗１７４３の抵抗値とにより決定することができる。正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ１８outとリミット電流Ｉ１８limitとの関係の一例を図１８に示す。

１７３は電流コンパレータであり、電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ１７２の出力電流と、リミット電流設定回路１７４の出力電流とを比較するものである。

１７５は制御用のＮＭＯＳトランジスタであり、ソースが入力端子ｉｎに、ゲートがコンパレータ１７３の出力端子に、ドレインが電源ＶＤＤに接続してある。ＮＭＯＳトランジスタ１７５は、コンパレータ１７３の出力レベルがＬであるとき、すなわち通常の信号出力状態を表す信号が出力されているときはオフであって、入力端子ｉｎの電圧を入力電圧に維持し、他方、コンパレータ１７３の出力レベルがＨであるとき、すなわち過電流状態を表す信号が出力されたときはオンになって、入力端子ｉｎの電圧を強制的にＰＭＯＳトランジスタ１７２とＰＭＯＳトランジスタ１７４４にそれぞれ流れる電流が同じになるような電圧にする。

このように、本実施の形態に係る信号出力回路の過電流保護回路の構成は、第１の実施の形態に係る信号出力回路の過電流保護回路と異なるものの、その機能は本質的に異ならない。

この過電流保護回路の動作を説明する。リミット電流設定回路１７４において、ＮＭＯＳトランジスタ１７４１のソースには、抵抗１７４６、１７４７により構成した分圧回路により決定された電圧Ｖｄが現れるので、電圧Ｖｄ／（抵抗１７４３の抵抗値）で決定される電流量の電流が、ＮＭＯＳトランジスタ１７４１とＰＭＯＳトランジスタ１７４２に流れ、この電流がＰＭＯＳトランジスタ１７４２によりＰＭＯＳトランジスタ１７４４にミラーされる。分圧回路を構成する抵抗１７４６、１７４７の抵抗値と、抵抗１７４３の抵抗値を上述したように選択したので、この電流量は、出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１に対する許容最大電流量未満であって正常動作時の電流量を超える所定電流量である。

出力端子ｏｕｔからは、入力端子ｉｎに入力された入力信号に応じた出力信号が出力されるから、電流モニタ用のＰＭＯＳトランジスタ１７２には、出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１に流れる電流量と同一の電流量が流れ、この電流量と、リミット電流設定回路１７４に設定された所定電流量とが、コンパレータ１７３により比較されるが、本信号出力回路の正常状態においては、電流モニタ用のＰＭＯＳトランジスタ１７２に流れる電流量が、リミット電流設定回路１７４に設定された所定電流量、すなわち、ＰＭＯＳトランジスタ１７２に対する許容最大電流量未満であるから、コンパレータ１７３の出力レベルがＬであり、すなわち通常の信号出力状態を表す信号が出力され、ＮＭＯＳトランジスタ１７５はオフのままであり、これにより入力端子ｉｎの電圧は入力電圧に維持される。

しかし、出力端子ｏｕｔが不慮の事故によって例えばグランドとショートして、ＰＭＯＳトランジスタ１７１に過電流が流れると、ＰＭＯＳトランジスタ１７２にこの過電流と同一の電流量の電流が流れ、リミット電流設定回路１７４に設定された所定電流量、すなわち、ＰＭＯＳトランジスタ１７２に対する許容最大電流量を超えることになる。すると、コンパレータ１７３の出力レベルがＨになり、すなわち過電流状態を表す信号が出力され、この信号により、ＮＭＯＳトランジスタ１７５がオンになって、入力端子ｉｎの電圧が強制的にＰＭＯＳトランジスタ１７２とＰＭＯＳトランジスタ１７４４にそれぞれ流れる電流が同じになるような電圧にされ、出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１への電流が制限され、これにより過電流によるＰＭＯＳトランジスタ１７１の破壊が防止される。

＜第１４の実施の形態＞
本実施の形態は、第１３の実施の形態に係る電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ１７２（図１７）に代えて、図１９に示す電流モニタ回路１９２を用いた例である。この電流モニタ回路１９２は、ＰＭＯＳトランジスタ１９２１、１９２２を有し、ＰＭＯＳトランジスタ１９２１は、ゲートが出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７２のゲートに、ドレインがＰＭＯＳトランジスタ１９２２のソースに、ソースが電源ＶＤＤに接続してあり、ＰＭＯＳトランジスタ１９２２のゲートが出力端子ｏｕｔに、ドレインがコンパレータ１７３の一方の入力端子に接続してある。

このように電流モニタ回路１９２を構成したので、ＰＭＯＳトランジスタ１９２１のドレイン電圧が、出力端子ｏｕｔの出力電圧に追随して変化し、これにより、出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１に流れる電流の変化に追随した電流が、電流モニタ回路１９２のＰＭＯＳトランジスタ１９２１に流れることになる。

なお、ＰＭＯＳトランジスタ１９２２の閾値電圧が小さい（０Ｖに近い）ほど、より正確なモニタ電流がＰＭＯＳトランジスタ１９２１に流れることになる。

＜第１５の実施の形態＞
本実施の形態は、第１３の実施の形態に係る電流モニタ用のＰＭＯＳトランジスタ１７２（図１７）に代えて、図２０に示す電流モニタ回路２０２を用いた例である。この電流モニタ回路２０２は、ＰＭＯＳトランジスタ２０２１、２０２２と、オペアンプ２０２０とを有する。ＰＭＯＳトランジスタ２０２１は、ゲートが出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１のゲートに、ドレインがＰＭＯＳトランジスタ２０２２のソースに、ソースが電源ＶＤＤに接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ２０２２は、ゲートがオペアンプ２０２０の出力端子に、ドレインがコンパレータ１７３の一方の入力端子に接続してある。オペアンプ２０２０は、非反転端子が出力端子ｏｕｔに、反転端子がＰＭＯＳトランジスタ２０２２のソースに接続してある。

このように電流モニタ回路２０２を構成したので、オペアンプ２０２０が高ゲインである場合には、ＰＭＯＳトランジスタ２０２１のドレイン電圧が、出力端子ｏｕｔの電圧に正確に追随して変化し、これにより、出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１に流れる電流の変化に追随した電流が、電流モニタ回路２０２のＰＭＯＳトランジスタ２０２１に流れることになる。

＜第１６の実施の形態＞
本実施の形態は、第１３の実施の形態に係るリミット電流設定回路１７４（図１７）に代えて、図２１に示すリミット電流設定回路２１４を用いた例である。このリミット電流設定回路２１４は、第１３の実施の形態に係るリミット電流設定回路１７４（図１７）との比較で言えば、抵抗１７４６、１７４７により構成した分圧回路を除くとともに、オペアンプ１７４５の非反転端子を出力端子ｏｕｔに接続した点が異なる。

リミット電流設定回路２１４において、ＮＭＯＳトランジスタ１７４１のソース電圧が、出力端子ｏｕｔの電圧に正確に追随して変化し、これにより、ＰＭＯＳトランジスタ１７４２とＮＭＯＳトランジスタ１７４１には、（出力端子ｏｕｔの電圧）／（抵抗１７４３の抵抗値）で決定される電流量の電流が流れ、この電流がＰＭＯＳトランジスタ１７４２によりＰＭＯＳトランジスタ１７４４にミラーされる。

このようにリミット電流設定回路２１４を構成したので、ＰＭＯＳトランジスタ１７４４には、出力端子ｏｕｔが電源ＶＤＤの電圧のとき最大電流がミラーされ、出力端子ｏｕｔがグランド電圧の時には、ミラーされない。正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２２outとリミット電流Ｉ２２limitとの関係の一例を図２２に示す。

＜第１７の実施の形態＞
本実施の形態は、第１３の実施の形態に係るリミット電流設定回路１７４（図１７）に代えて、図２３のリミット電流設定回路２３４を用いた例である。このリミット電流設定回路２２４において、ＰＭＯＳトランジスタ２３０５〜２３０９はサイズが同一であり、ＮＭＯＳトランジスタ２３０１、２３０３はサイズが同一である。このリミット電流設定回路２３４において、ＮＭＯＳトランジスタ２３０１は、ゲートに、入力信号の動作中心電圧ＶＣＯＭが印加してあり、ソースが、抵抗２３０２を介してグランドに接続してある。ＮＭＯＳトランジスタ２３０３は、ゲートが出力端子ｏｕｔに接続してあり、ソースが抵抗２３０４（抵抗２３０２と同一の抵抗値を有する。）を介してグランドに接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ２３０５とＰＭＯＳトランジスタ２３０６によりカレントミラー回路が構成してあり、ＰＭＯＳトランジスタ２３０５に流れる電流がＰＭＯＳトランジスタ２３０６にミラーされる。このＰＭＯＳトランジスタ２３０６に並列接続したＰＭＯＳトランジスタ２３０７と、ＰＭＯＳトランジスタ２３０８とによりカレントミラー回路を構成し、このＰＭＯＳトランジスタ２３０８にＰＭＯＳトランジスタ２３０９を並列接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ２３０９のゲートにバイアスを印加してあり、ドレインがコンパレータ１７３の一方の入力端子に接続してある。

ＮＭＯＳトランジスタ２３０１のゲートに入力信号の動作中心電圧ＶＣＯＭが印加してあり、ＮＭＯＳトランジスタ２３０３のゲートが出力端子ｏｕｔに接続してあり、しかも、抵抗２３０２と抵抗２３０４の抵抗値が同一であるから、出力端子ｏｕｔの電圧がグランド電圧ＧＮＤから入力信号の動作中心電圧ＶＣＯＭまでの範囲の変化においては、ＮＭＯＳトランジスタ２３０３に流れる電流量が、ＮＭＯＳトランジスタ２３０１に流れる電流量より多くなるが、ＰＭＯＳトランジスタ２３０５に流れる電流がＰＭＯＳトランジスタ２３０６にミラーされるから、ＮＭＯＳトランジスタ２３０３に流れる電流量と、ＮＭＯＳトランジスタ２３０１に流れる電流量との差の電流量が、ＰＭＯＳトランジスタ２３０７に流れることになる。そして、このＰＭＯＳトランジスタ２３０７に流れる電流がＰＭＯＳトランジスタ２３０８にミラーされ、コンパレータ１７３の他方の入力端子には、ＰＭＯＳトランジスタ２３０８に流れる電流量と、バイアスに基づきＰＭＯＳトランジスタ２３０９に流れる電流量との和の電流量（すなわちリミット電流量）が流れることになる。正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２４outとリミット電流Ｉ２４limitとの関係の一例を図２４に示す。

＜第１８の実施の形態＞
本実施の形態は、第１３の実施の形態に係るリミット電流設定回路１７４（図１７）に代えて、図２５のリミット電流設定回路２５４を用いた例である。このリミット電流設定回路２５４は、第１７の実施の形態に係るリミット電流設定回路２３４（図２３）との比較でいえば、ＰＭＯＳトランジスタ２３０８のドレインを抵抗２５４１を介してグランドに接続した点が異なる。

このようにリミット電流設定回路２５４を構成したので、出力端子ｏｕｔの電圧が電源ＶＤＤの電圧近傍であるとき、抵抗２５４１によりリミット電流が制限されることになる。しかし、このリミット電流が平坦になる領域は本来信号出力範囲外で特に出力信号の優れた特性が求められている部分ではないので、リミット電流と信号駆動電流の差を狭めて設計的、製造的マージンを多くもたせる必要はない。これにより、最大電流という観点での過電流保護もあわせてなされる。

正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２６outとリミット電流Ｉ２６limitとの関係の一例を図２６に示す。

＜第１９の実施の形態＞
図２７は本発明の第１９の実施の形態に係る過電流保護回路を示す。この過電流保護回路は、第１３の実施の形態に係る過電流保護回路（図１７）との比較でいえば、コンパレータのタイプが異なり、したがって電流モニタ回路およびリミット電流設定回路の構成が異なる。

すなわち、コンパレータのタイプについては、第１３の実施の形態においては、電流コンパレータ１７３（図１７）を採用したが、本実施の形態においては、電圧コンパレータ２７３を採用した。電圧コンパレータ２７３としては、パルス状のノイズに敏感に応答しないように応答速度を遅くしたオペアンプでもよい。

本実施の形態に係る電流モニタ回路２７２（図２７）は、第１３の実施の形態に係る電流モニタ回路１７２（図１７）との比較でいえば、ＮＭＯＳトランジスタ１７２のドレインを、電圧コンパレータ２７３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗２７２１を介してグランドに接続した点が異なる。

本実施の形態に係るリミット電流設定回路２７４（図２７）は、第１３の実施の形態に係るリミット電流設定回路１７４（図１７）との比較でいえば、ＰＭＯＳトランジスタ１７４４のドレインを、電圧コンパレータ２７３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗２７４１を介してグランドに接続した点が異なる。

＜第２０の実施の形態＞
本実施の形態は、第１９の実施の形態に係る電流モニタ回路２７２（図２７）に代えて、図２８に示す電流モニタ回路２８２を用いた例である。この電流モニタ回路２８２は、第１４の実施の形態に係る電流モニタ回路１９２（図１９）との比較でいえば、ＰＭＯＳトランジスタ１９２１のドレインを、コンパレータ２７３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗２８２１を介してグランドに接続した点が異なる。

＜第２１の実施の形態＞
本実施の形態は、第１９の実施の形態に係る電流モニタ回路２７２（図２７）に代えて、図２９に示す電流モニタ回路２９２を用いた例である。この電流モニタ回路２９２は、第１５の実施の形態に係る電流モニタ回路２０２（図２０）との比較でいえば、ＰＭＯＳトランジスタ２０２１のドレインを、コンパレータ２７３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗２９２１を介してグランドに接続した点が異なる。

＜第２２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１９の実施の形態に係るリミット電流設定回路２７４（図２７）に代えて、図３０に示すリミット電流設定回路３０４を用いた例である。このリミット電流設定回路３０４は、第１６の実施の形態に係るリミット電流設定回路２１４（図２１）との比較でいえば、ＰＭＯＳトランジスタ１７４４のドレインを、コンパレータ２７３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗３０４１を介してグランドに接続した点が異なる。

＜第２３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１９の実施の形態に係るリミット電流設定回路２７４（図２７）に代えて、図３１に示すリミット電流設定回路３１４を用いた例である。このリミット電流設定回路３１４は、第１７の実施の形態に係るリミット電流設定回路２３４（図２３）との比較でいえば、ＰＭＯＳトランジスタ２３０８のドレインを、コンパレータ２７３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗３１４１を介してグランドに接続した点が異なる。

＜第２４の実施の形態＞
本実施の形態は、第１９の実施の形態に係るリミット電流設定回路２７４（図２７）に代えて、図３２に示すリミット電流設定回路３２４を用いた例である。このリミット電流設定回路３２４は、第１８の実施の形態に係るリミット電流設定回路２５４（図２５）との比較でいえば、ＰＭＯＳトランジスタ２３０８のドレインを、コンパレータ２７３の一方の入力端子に接続するとともに、抵抗３２４１を介してグランドに接続した点が異なる。

＜第２５の実施の形態＞
図３３は本発明の第２５の実施の形態を示す。これは、電源ＶＤＤとグランドとの中点電位ＶＣＯＭを中心とする信号を出力するヘッドホンアンプの過電流保護回路の例であって、グランドに対する過電流保護と、正電源に対する過電流保護との両方を行うものである。

図３３において、３３１は差動増幅器であり、差動入力信号ＩＮ１、ＩＮ２を増幅して、内部信号ＩＮ３、ＩＮ４を出力するものである。３３２は信号出力回路であって、第１の実施の形態に係る信号出力回路、すなわち図１の信号出力回路と構成が同一であり、入力端子ｉｎが差動増幅器３３１の内部信号ＩＮ３に結合してあり、出力端子ｏｕｔがコンデンサ３３４に接続してある。３３３は信号出力回路であって、第１３の実施の形態に係る信号出力回路、すなわち図１７の信号出力回路と構成が同一であり、入力端子ｉｎが差動増幅器３３１の内部信号ＩＮ４に結合してあり、出力端子ｏｕｔがコンデンサ３３４に接続してある。コンデンサ３３４の他方の端子はヘッドホン３３５を介してグランドに接続してある。

このように構成したので、信号出力回路３３３においてはグランドに対する過電流保護を行うことができ、他方、信号出力回路３３２においては正電源に対する過電流保護を行うことができる。正常状態において、信号出力回路３３２の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２outと、信号出力回路３３３の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ１８outと、リミット電流Ｉ２limit（Ｉ１８limit）との関係の一例を図３４に示す。

＜第２６の実施の形態＞
本実施の形態は、第２５の実施の形態に係る信号出力回路３３２（図３３）におけるリミット電流設定回路４（図１）に代えて、第４の実施の形態に係るリミット電流設定回路５４（図５）を用い、かつ第２５の実施の形態に係る信号出力回路３３３（図３３）におけるリミット電流設定回路１７４（図１７）に代えて、第１６の実施の形態に係るリミット電流設定回路２１４（図２１）を用いた例である。

図３５は、正常状態において、信号出力回路３３２の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ６outと、リミット電流Ｉ６limitとの関係の一例と、信号出力回路３３３の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２２outと、リミット電流Ｉ２２limitとの関係の一例とを示す。

図３６は、電流量とＩＣ内部での電圧降下との積である発熱量を示す。ここで、発熱量とは、それぞれの出力端子電圧においてリミット電流によって制限される範囲の最大電流が流れた場合の発熱量である。発熱量Ｃは、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１（図１）の発熱量、発熱量Ｄは、出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１（図１７）の発熱量、発熱量Ｃ＋Ｄは発熱量Ｃ＋発熱量Ｄを表す。

この例では、ＮＭＯＳトランジスタ１（図１）の出力端子ｏｕｔの電圧が、電圧降下の最大となる電源ＶＤＤの電源電圧と等しい場合に、リミット電流が小さくなるよう設定したので、発熱量をより減少させることができる。そこで、この例は、許容される発熱量以上に電流を流さないようにしたい場合にきわめて有効である。

＜第２７の実施の形態＞
本実施の形態は、第２５の実施の形態に係る信号出力回路３３２（図３３）おけるリミット電流設定回路４（図１）に代えて、第５の実施の形態に係るリミット電流設定回路７４（図７）を用い、かつ第２５の実施の形態に係る信号出力回路３３３（図３３）におけるリミット電流設定回路１７４（図１７）に代えて、第１７の実施の形態に係るリミット電流設定回路２３４（図２３）を用いた例である。

図３７は、正常状態において、信号出力回路３３２の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ８outと、リミット電流Ｉ８limitとの関係の一例と、信号出力回路３３３の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２４outと、リミット電流Ｉ２４limitとの関係の一例を示す。

図３８は、電流量とＩＣ内部での電圧降下との積である発熱量を示す。発熱量Ｅは、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ１（図１）の発熱量、発熱量Ｆは、出力トランジスタとしてのＰＭＯＳトランジスタ１７１（図１７）の発熱量、発熱量Ｅ＋Ｆは発熱量Ｅ＋発熱量Ｆを表す。

この例では、ＮＭＯＳトランジスタ１（図１）の出力端子ｏｕｔの電圧が、電圧降下の最大となる電源ＶＤＤの電源電圧と等しい場合に、リミット電流が小さくなるよう設定したので、発熱量をより減少させることができる。そこで、この例は、許容される発熱量以上に電流を流さないようにしたい場合にきわめて有効である。

＜第２８の実施の形態＞
本実施の形態は、第２５の実施の形態に係る信号出力回路３３２（図３３）におけるリミット電流設定回路４（図１）に代えて、第６の実施の形態に係るリミット電流設定回路９４（図９）を用い、かつ第２５の実施の形態に係る信号出力回路３３３（図３３）におけるリミット電流設定回路１７４（図１７）に代えて、第１８の実施の形態に係るリミット電流設定回路２５４（図２５）を用いた例である。

図３９は、正常状態において、信号出力回路３３２の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ１０outと、リミット電流Ｉ１０limitとの関係の一例と、信号出力回路３３３の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２６outと、リミット電流Ｉ２６limitとの関係の一例を示す。

＜第２９の実施の形態＞
本実施の形態は、第２５の実施の形態との比較でいえば、信号出力回路３３２、３３３の構成が異なる。すなわち、信号出力回路３３２については、第１の実施の形態に係る信号出力回路、すなわち図１の信号出力回路に代えて、第７の実施の形態に係る信号出力回路、すなわち図１１の信号出力回路を用い、入力端子ｉｎが差動増幅器３３１の内部信号ＩＮ３に結合し、出力端子ｏｕｔをコンデンサ３３４に接続した例である。また、信号出力回路３３３については、第１３の実施の形態に係る信号出力回路、すなわち図１７の信号出力回路に代えて、第１９の実施の形態に係る信号出力回路、すなわち図２７の信号出力回路を用い、入力端子ｉｎが差動増幅器３３１の内部信号ＩＮ４に結合し、出力端子ｏｕｔをコンデンサ３３４に接続した例である。

＜第３０の実施の形態＞
本実施の形態は、第２９の実施の形態に係る信号出力回路３３２におけるリミット電流設定回路１１４（図１１）に代えて、第１０の実施の形態に係るリミット電流設定回路１４４（図１４）を用い、かつ第２９の実施の形態に係る信号出力回路３３３におけるリミット電流設定回路２７４（図２７）に代えて、第２２の実施の形態に係るリミット電流設定回路３０４（図３０）を用いた例である。

＜第３１の実施の形態＞
本実施の形態は、第２９の実施の形態に係る信号出力回路３３２におけるリミット電流設定回路１１４（図１１）に代えて、第１１の実施の形態に係るリミット電流設定回路１５４（図１５）を用い、かつ第２９の実施の形態に係る信号出力回路３３３におけるリミット電流設定回路２７４（図２７）に代えて、第２３の実施の形態に係るリミット電流設定回路３１４（図３１）を用いた例である。

＜第３２の実施の形態＞
本実施の形態は、第２９の実施の形態に係る信号出力回路３３２におけるリミット電流設定回路１１４（図１１）に代えて、第１２の実施の形態に係るリミット電流設定回路１６４（図１６）を用い、かつ第２９の実施の形態に係る信号出力回路３３３におけるリミット電流設定回路２７４（図２７）に代えて、第２４の実施の形態に係るリミット電流設定回路３２４（図３２）を用いた例である。

＜第３３の実施の形態＞
図４０は本発明の第３３の実施の形態を示す。これは、複数の信号出力回路がある場合において、これら複数の信号出力回路のうちの少なくとも１つの信号出力回路に過電流が流れた場合に、これら複数の信号出力回路を同時に過電流から保護するようにした例である。

図４０において、４１１は出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタであって、入力端子ｉｎからの入力信号に従って出力端子ｏｕｔから出力信号を出力するものであり、ゲートが入力端子ｉｎ１に、ドレインが出力端子ｏｕｔ１に、ソースがグランドに接続してある。４１２は電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタであって、その定性特性がＮＭＯＳトランジスタ１と実質的に同一であり、ＮＭＯＳトランジスタ２のゲートがＮＭＯＳトランジスタ１のゲートに接続してあり、ソースがグランドに接続してあり、ドレインが電流コンパレータ４３３の一方の入力端子に接続してある。４１５は制御用のＰＭＯＳトランジスタであり、ソースが入力端子ｉｎ１に、ゲートが電流コンパレータ４３３の出力端子に、ドレインがグランドに接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ４１５は、電流コンパレータ４３３の出力レベルがＨであるとき、すなわち通常の信号出力状態を表す信号が出力されているときはオフであって、入力端子ｉｎの電圧を入力電圧に維持し、他方、電流コンパレータ４３３の出力レベルがＬであるとき、すなわち過電流状態を表す信号が出力されたときはオンになって、入力端子ｉｎの電圧を、強制的に、ＮＭＯＳトランジスタ４１２とＮＭＯＳトランジスタ４２２にそれぞれ流れる電流の和と、リミット電流設定回路４３４で設定される電流とが同じになるような電圧にする。

４２１は出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタであって、入力端子ｉｎからの入力信号に従って出力端子ｏｕｔから出力信号を出力するものであり、ゲートが入力端子ｉｎに、ドレインが出力端子ｏｕｔに、ソースがグランドに接続してある。４２２は電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタであって、その定性特性がＮＭＯＳトランジスタ１と実質的に同一であり、ＮＭＯＳトランジスタ２のゲートがＮＭＯＳトランジスタ１のゲートに接続してあり、ソースがグランドに接続してあり、ドレインが電流コンパレータ４３３の一方の入力端子に接続してある。４２５は制御用のＰＭＯＳトランジスタであり、ソースが入力端子ｉｎ２に、ゲートが電流コンパレータ４３３の出力端子に、ドレインがグランドに接続してある。ＰＭＯＳトランジスタ４２５は、電流コンパレータ４３３の出力レベルがＨであるとき、すなわち通常の信号出力状態を表す信号が出力されているときはオフであって、入力端子ｉｎの電圧を入力電圧に維持し、他方、電流コンパレータ４３３の出力レベルがＬであるとき、すなわち過電流状態を表す信号が出力されたときはオンになって、入力端子ｉｎの電圧を、強制的に、ＮＭＯＳトランジスタ４１２とＮＭＯＳトランジスタ４２２にそれぞれ流れる電流の和と、リミット電流設定回路４３４で設定される電流とが同じになるような電圧にする。

４３３はリミット電流設定回路であって、例えば、図１のリミット電流設定回路４と同一の構成を有し、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２に流すことを許す合計の最大電流が設定してある。

次に、この過電流保護回路の動作を説明する。リミット電流設定回路４の動作は既に説明したので、説明は省略する。

本信号出力回路の正常状態においては、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１１に対応する過電流保護回路も、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１２に対応する過電流保護回路も、同様の動作をするので、ＮＭＯＳトランジスタ４１１に対応する過電流保護回路の動作を説明する。すなわち、出力端子ｏｕｔ１からは、入力端子ｉｎ１に入力された入力信号に応じた出力信号が出力されるから、電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ４１２には、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１１に流れる電流量と同一の電流量が流れ、この電流量が、リミット電流設定回路４３４に設定された所定電流量と、電流コンパレータ４３３により比較されるが、本信号出力回路の正常状態においては、電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ４１２に流れる電流量が、リミット電流設定回路４３４に設定された所定電流量、すなわち、ＮＭＯＳトランジスタ４１２に対する許容最大電流量未満であるから、電流コンパレータ４３３の出力レベルがＨであり、すなわち通常の信号出力状態を表す信号が出力され、ＰＭＯＳトランジスタ４１５はオフのままであり、これにより入力端子ｉｎの電圧は入力電圧に維持される。

しかし、２つの出力用トランジスタのうち、例えば、ＮＭＯＳトランジスタ４１１１の出力端子ｏｕｔ１が不慮の事故によって例えば電源とショートして、ＮＭＯＳトランジスタ４１１に過電流が流れ、したがってＮＭＯＳトランジスタ４１２に過電流が流れ、リミット電流設定回路４３４に設定された所定電流量、すなわち、ＮＭＯＳトランジスタ４１２に対する許容最大電流量を超えると、電流コンパレータ４３３の出力レベルがＬになり、すなわち過電流状態を表す信号が出力されて、ＰＭＯＳトランジスタ４１５がオンになり、入力端子ｉｎ１の電圧が、強制的に、ＮＭＯＳトランジスタ４１２とＮＭＯＳトランジスタ４２２にそれぞれ流れる電流の和と、リミット電流設定回路４３４で設定される電流とが同じになるような電圧にされ、これにより、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１１への電流が制限され、これにより、過電流に起因するＮＭＯＳトランジスタ４１１の破壊が防止される。

また、電流コンパレータ４３３の出力レベルがＬになると、ＰＭＯＳトランジスタ４２５がオンになり、入力端子ｉｎ２の電圧が、強制的に、ＮＭＯＳトランジスタ４１２とＮＭＯＳトランジスタ４２２にそれぞれ流れる電流の和と、リミット電流設定回路４３４で設定される電流とが同じになるような電圧にされ、これにより、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４２１への電流が制限される。

なお、電流モニタ用のＮＭＯＳトランジスタ４１２、４２２に代えて、第２の実施の形態に係る電流モニタ回路３２（図３）、および第３の実施の形態に係る電流モニタ回路４２（図４）を用いることができる。

また、リミット電流設定回路４３４に代えて、第４の実施の形態に係るリミット電流設定回路５４（図５）、第５の実施の形態に係るリミット電流設定回路７４（図７）、および第４の実施の形態に係るリミット電流設定回路９４（図９）を用いることができる。用いるリミット電流設定回路に設定する電流量については、既に述べたが、出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２に流すことを許す合計の最大電流量である。

電流コンパレータ４３３に代えて、電圧コンパレータを用いた場合には、電流モニタ回路として、第７の実施の形態に係る電流モニタ回路１１２（図１１）、第８の実施の形態に係る電流モニタ回路１２２（図１２）、および第９の実施の形態に係る電流モニタ回路１３２（図１３）を用いることができる。また、電流コンパレータ４３３に代えて、電圧コンパレータを用いた場合には、リミット電流設定回路として、第１０の実施の形態に係るリミット電流設定回路１４４（図１４）、第１１の実施の形態に係るリミット電流設定回路１５４（図１５）、および第１２の実施の形態に係るリミット電流設定回路１６４（図１６）を用いることができる。

出力トランジスタとしてのＮＭＯＳトランジスタ４１１、４２１に代えて、それぞれ、図４１に示す出力回路４１１であって、ＰＭＯＳトランジスタ４１１１とＮＭＯＳトランジスタ４１１２とを有し、ＰＭＯＳトランジスタ４１１１とＮＭＯＳトランジスタ４１１２のドレインどうしが接続してあってそのノードを出力端子ｏｕｔとし、ＰＭＯＳトランジスタ４１１１については、ゲートを差動増幅器４１０のＩＮ４端子に、ソースを電源ＶＤＤに接続し、ＮＭＯＳトランジスタ４１１２については、ゲートを差動増幅器４１０のＩＮ３端子に、ソースをグランドに接続した出力回路４１１を用いることもできる。

本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。 正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２outとリミット電流Ｉ２limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る電流モニタ回路３２の構成を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る電流モニタ回路４２の構成を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係るリミット電流設定回路５４の構成を示す図である。 正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ６outとリミット電流Ｉ６limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係るリミット電流設定回路７４の構成を示す図である。 正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ８outとリミット電流Ｉ８limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第６の実施の形態に係るリミット電流設定回路９４の構成を示す図である。 正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ１０outとリミット電流Ｉ１０limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。 本発明の第８の実施の形態に係る電流モニタ回路１２２の構成を示す図である。 本発明の第９の実施の形態に係る電流モニタ回路１３２の構成を示す図である。 本発明の第１０の実施の形態に係るリミット電流設定回路１４４の構成を示す図である。 本発明の第１１の実施の形態に係るリミット電流設定回路１５４の構成を示す図である。 本発明の第１２の実施の形態に係るリミット電流設定回路１６４の構成を示す図である。 本発明の第１３の実施の形態を示す回路図である。 正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ１８outとリミット電流Ｉ１８limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第１４の実施の形態に係る電流モニタ回路１９２の構成を示す図である。 本発明の第１５の実施の形態に係る電流モニタ回路２０２の構成を示す図である。 本発明の第１６の実施の形態に係るリミット電流設定回路２１４の構成を示す図である。 正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２２outとリミット電流Ｉ２２limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第１７の実施の形態に係るリミット電流設定回路２３４の構成を示す図である。 正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２４outとリミット電流Ｉ２４limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第１８の実施の形態に係るリミット電流設定回路２５４の構成を示す図である。 正常状態において出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２６outとリミット電流Ｉ２６limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第１９の実施の形態に係るリミット電流設定回路２７４の構成を示す図である。 本発明の第２０の実施の形態に係る電流モニタ回路２８２の構成を示す図である。 本発明の第２１の実施の形態に係る電流モニタ回路２９２の構成を示す図である。 本発明の第２２の実施の形態に係るリミット電流設定回路３０４の構成を示す図である。 本発明の第２３の実施の形態に係るリミット電流設定回路３１４の構成を示す図である。 本発明の第２４の実施の形態に係るリミット電流設定回路３２４の構成を示す図である。 本発明の第２５の実施の形態を示すブロック図である。 正常状態において、信号出力回路３３２の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２outと、信号出力回路３３３の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ１８outと、リミット電流Ｉ２limit（Ｉ１８limit）との関係の一例を示す図である。 正常状態において、信号出力回路３３２の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ６outと、リミット電流Ｉ６limitとの関係の一例と、信号出力回路３３３の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２２outと、リミット電流Ｉ２２limitとの関係の一例とを示す図である。 出力端子電圧と発熱量との関係の一例を示す図である。 正常状態において、信号出力回路３３２の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ８outと、リミット電流Ｉ８limitとの関係の一例と、信号出力回路３３３の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２４outと、リミット電流Ｉ２４limitとの関係の一例を示す図である。 出力端子電圧と発熱量との関係の一例を示す図である。 正常状態において、信号出力回路３３２の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ１０outと、リミット電流Ｉ１０limitとの関係の一例と、信号出力回路３３３の出力端子ｏｕｔを流れる電流Ｉ２６outと、リミット電流Ｉ２６limitとの関係の一例を示す図である。 本発明の第３３の実施の形態を示すブロック図である。 出力回路４１１の構成を示す回路図である。

符号の説明

１、５ ＰＭＯＳトランジスタ
２ ＮＭＯＳトランジスタ
３ コンパレータ
４ リミット電流設定回路
１７１、１７５ ＮＭＯＳトランジスタ
１７２ ＰＭＯＳトランジスタ
１７３ コンパレータ
１７４ リミット電流設定回路
３３１ 差動増幅器
３３２、３３３ 信号出力回路
３３４ コンデンサ
３３５ ヘッドホン

Claims (2)

1. 信号出力回路の過電流保護回路であって、
   前記信号出力回路の信号出力段に流れる電流量に比例したモニタ電流量を流す電流モニタ手段と、
   前記信号出力段の出力電圧に基づくリミット電流量を設定するリミット電流設定手段と、
   前記モニタ電流量と前記リミット電流量を比較する比較手段と、
   該比較手段により比較した結果、前記モニタ電流量が前記リミット電流量を超えた場合に、前記信号出力段の入力信号電圧を所定電圧にクランプして、該信号出力段に流れる電流量を前記リミット電流量未満にする制御手段と、
   を備え、
   前記リミット電流量は、前記信号出力段の出力電圧の関数であり、
   前記リミット電流設定手段は、少なくとも一部の前記信号出力段の出力電圧領域において、前記信号出力段の正常状態において流れる電流と一定電流の和となる、前記リミット電流量を設定することを特徴とする過電流保護回路。
2. 第１ないし第ｎ（≧２）信号出力回路の過電流保護回路であって、
   前記第１ないし第ｎ信号出力回路の信号出力段にそれぞれ流れる電流量に比例したモニタ電流を流す第１ないし第ｎ電流モニタ手段と、
   該第１ないし第ｎ電流モニタ手段をそれぞれ流れるモニタ電流を合算する合算手段と、
   前記信号出力段の出力電圧に基づくリミット電流量を設定するリミット電流設定手段と、
   前記合算手段による合算により得られたモニタ電流量と前記リミット電流量を比較する比較手段と、
   該比較手段により比較した結果、前記モニタ電流量が前記リミット電流量を超えた場合に、前記第１ないし第ｎ信号出力回路のそれぞれの信号出力段の入力信号電圧を同時に所定電圧にクランプして、該信号出力段に流れる電流量を前記リミット電流量未満にする第１ないし第ｎ制御手段と、
   を備え、
   前記リミット電流量は、前記信号出力段の出力電圧の関数であり、
   前記リミット電流設定手段は、少なくとも一部の前記信号出力段の出力電圧領域において、前記信号出力段の正常状態において流れる電流と一定電流の和となる、前記リミット電流量を設定することを特徴とする過電流保護回路。

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