JP5060871B2 - 可変分圧回路及び磁気センサ回路 - Google Patents

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Description

本発明は、感度が電源電圧に比例するセンサを利用した検出回路において、センサの出力を検出する際に用いる閾値として用いられる基準電圧を生成する可変分圧回路及びそれを用いた磁気センサ回路に関する。
従来から、近接位置における検出対象の磁性体部分の有無を検出する近接スイッチなどの磁気センサが用いられている。
例えば、中折れ構造を利用した携帯電話等の携帯電子機器は、折り畳んだ状態にある場合、液晶のバックライトを消灯したり、通信機能を制限したりなどの省電力制御を行うための機能を有しており、上述した磁気センサ回路を搭載している(例えば、特許文献1参照)。
この磁気センサにはホール素子が良く用いられているが、ホール素子はピエゾ抵抗式センサ(例えば、圧力センサ、加速度センサ、歪みセンサ)等と同様に、感度が電源電圧に比例するため、電源電圧に応じて感度が異なるため、センサの出力を検出する際の基準電圧の電圧値を変化させる必要がある。
また、ホール素子を用いた磁気センサにおいては、近接した際と離れた際との出力値がヒステリシスを有し、かつノイズなどによる誤動作を防止するため、検出ポイントと解除ポイントとに用いる基準電圧をそれぞれ異なる電圧として、ヒステリシス幅を持たせて設定しておく必要がある。すなわち、ヒステリシス幅は、検出ポイントの電圧値と解除ポイントの電圧値との差電圧を示している。
図12に示す基準電圧生成回路は、複数の基準電圧を出力し、かつこれらの基準電圧を電源電圧の変化に対応させる回路である(例えば、特許文献2参照)。
上記基準電圧生成回路は、第1のオペアンプ3aと、第2のオペアンプ3bと、第1のオペアンプ3a及び第2のオペアンプ3bの出力端子間に介挿された直列接続の複数の抵抗とから構成されている。
第1のオペアンプ3aの第1の入力端子(反転入力端子)に第1の入力信号を入力し、第2のオペアンプ3bの第2の入力端子(反転入力端子)に第2の入力信号を入力し、それぞれの信号の電圧を反転増幅によりインピーダンス変換し、上記直列接続の複数の抵抗の接続点毎の分圧電圧を、複数の基準電圧として出力している。
上記第1のオペアンプ3a及び第2のオペアンプ3bの非反転入力端子にそれぞれオフセット電圧調整用の第1の可変抵抗5a及び第2の可変抵抗5bを設けることにより、オフセット電圧の調整を可能としている。
磁気センサから出力される入力信号の電圧レベルに対応して、上記第1の可変抵抗5aと第2の可変抵抗5bとをそれぞれ逆方向、すなわち第1の可変抵抗5aの中点の出力電圧を増加させる場合、第2の可変抵抗5bの中点の出力電圧を低下させ、逆に、第1の可変抵抗5aの中点の出力電圧を低下させる場合、第2の可変抵抗5bの中点の出力電圧を増加させるように抵抗値の調整を行う。
上述した調整により、直列接続の複数の抵抗の中点の電圧を変化させずに、中点以外の各抵抗の接続点から出力される基準電圧を変化させることができる。
特開平09−166405号公報 特開平10−268253号公報
しかしながら、上述した従来の基準電圧生成回路は、分圧するための直列接続の抵抗の両端の電圧範囲内において、図13に示すように、第1の可変抵抗5a及び第2の可変抵抗5bを変化させ、検出及び解除ポイントの電圧値を変化させると、これに伴って検出ポイントと解除ポイントとのヒステリシス幅をも変化させてしまう。
このため、従来の基準電圧生成回路は、ホール素子の出力値を検出するコンパレータの基準電圧として用いた場合、ヒステリシス幅が小さくなると、図14に示すように、磁場の磁束密度に対する検出及び解除の感度が良くなり、ノイズに対して過敏に反応し、磁気センサ回路が誤検出及び誤解除の判定を行うという欠点を有している。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、ヒステリシスの幅を変化させずに、電源電圧が変化するに伴い、検出及び解除ポイントの電圧値を変化させることが可能な可変分圧回路を提供することを目的とする。
本発明の可変分圧回路は、複数の抵抗が直列に接続された抵抗列からなり、該抵抗列の一端に第1の電圧が印加され、他端に第2の電圧が印加され、前記各抵抗の接続点から分圧された分圧電圧を出力する電圧分圧部と、前記抵抗列における第1の接続点に接続された第1の定電流源と、前記抵抗列において、該抵抗列の中央に対し、前記第1の接続点と対称の位置にある第2の接続点に接続された第2の低電流源とを有し、第1の電圧及び第2の電圧の電圧差に応じて抵抗列に流れる電流から、前記第1の定電流源及び第2の定電流源のいずれか一方が第1の調整用電流を差し引き、他方が第2の調整用電流を流し込むことを特徴とする。
本発明の可変分圧回路は、前記第1及び第2の調整用電流が同一電流値であり、第1の電圧と第2の電圧との変化に対応し、前記第1の定電流源及び第2の定電流源各々が、前記第1の接続点及び第1の端子間にある各接続点間の電圧と、前記第2の接続点と第2の端子間にある各接続点間の電圧とが変化しない電流値にて、前記第1及び第2の調整用電流を制御することを特徴とする。
本発明の可変分圧回路は、前記電圧分圧部における抵抗が第1、第2、第3、第4、第5及び第6の抵抗であり、該第1、第2、第3、第4、第5及び第6の抵抗が直列接続されており、第1の抵抗の一端に第1の電圧が印加され、第6の抵抗の他端に第2の電圧が印加されており、第1の抵抗に比較して第2の抵抗の抵抗値が小さく、また第6の抵抗に比較して第5の抵抗の抵抗値が小さく設定されていることを特徴とする。
本発明の可変分圧回路は、前記第1の定電流源と第2の定電流源との各々が、第3の定電流源が生成する同一の定電流を用いたカレントミラー回路から構成されていることを特徴とする。
本発明の可変分圧回路は、前記第3の定電流源が、基準電流を生成する基準電流生成部と、前記基準電流を流し込む、抵抗値が可変の可変抵抗と、該可変抵抗に発生する電圧が非反転入力端子に印加され、反転入力端子が他の抵抗を介して電源と接続されたオペアンプと、該オペアンプの反転入力端子にソースあるいはドレインのいずれか一方が接続され、ゲートが前記オペアンプの出力端子に接続され、ソースあるいはドレインのいずれか他方から前記調整用電流を出力するMOSトランジスタとを有することを特徴とする。
本発明の磁気センサ回路は、上記いずれかに記載の可変分圧回路と、選択信号に対応して、該可変分圧回路のいずれかの接続点からの分圧電圧を出力するセレクタと、磁気センサの検出電圧が一方の端子に入力され、前記セレクタの出力する前記分圧電圧が他方の端子に入力されたオペアンプとを有すること特徴とする。
以上説明した構成を採用することにより、本発明によれば、電源電圧により感度が異なるセンサの検出ポイント及び解除ポイントとなる基準電圧各々を、ヒステリシス幅を一定に保った状態にて、任意の電圧に容易に調整することができる。
以下、本発明の一実施形態による可変分圧回路を用いた磁気センサ回路を図面を参照して説明する。図1は同実施形態による磁気センサ回路の構成例を示すブロック図である。
図1において、磁気センサ1は、例えばホール素子であり、電源電圧VDDと接地電圧VSSが入力され、貫通する磁場の方向により出力端子T1及びT2から出力される電圧のそれぞれの極性が逆転することとなる。
ここで、図1のホール素子1において、図2に示すように、自身を貫通する磁場が順方向の場合、検出する検出磁束密度Bop 1とし、解除する解除磁束密度Brp1とし、一方、自身を貫通する磁場が逆方向の場合、検出する検出磁束密度Bop2とし、解除する解除磁束密度Brp2とする。
アンプ2は、非反転入力端子(+)に磁気センサ1の出力端子T1が接続され、反転入力端子(−)に磁気センサ1の出力端子T2が接続され、リファレンス電圧VREFを基準として、非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)との間の電圧差を増幅し、検出電圧OUTAとして出力端子から出力する。
すなわち、アンプ2は、非反転入力端子(+)に入力される電圧が反転入力端子(−)に入力される電圧より高ければ(ホール素子1を貫通する磁場が順方向の場合)、その差分を増幅した電圧をリファレンス電圧VREFに加算して出力し、反転入力端子(−)に入力される電圧が非反転入力端子(+)に入力される電圧より高ければ(ホール素子1を貫通する磁場が逆方向の場合)、その差分を増幅した電圧をリファレンス電圧VREFから減算して出力する。
ここで、アンプ2が検出する電圧として、ホール素子1を貫通する磁場が順方向の場合、検出する検出磁束密度Bop1に対応した検出電圧Vbop1とし、解除する解除磁束密度Brp1に対応した解除電圧Vbrp1とし、一方、ホール素子1を貫通する磁場が逆方向の場合、検出する検出磁束密度Bop2に対応した検出電圧Vbop2とし、解除する解除磁束密度Brp2に対応した解除電圧Vbrp2とする。
可変分圧回路3は、電源電圧に対応した分圧電圧を生成し、上記検出電圧あるいは解除電圧が検出ポイントを超えたか、あるいは解除ポイントを超えたかを検出する複数の閾値電圧として出力する。
したがって、可変分圧回路3は、分圧電圧として、VDDとVSSとの間において、上記検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2及びリファレンス電圧VREFを、Vbop1>Vbrp1>VREF>Vbrp2>Vbop2の関係として出力する。
また、可変分圧回路3は、VREFをVDDとVSSとの中点とし、ヒステリシス幅「Vbop1−Vbrp1」と「Vbrp2−Vbop2」とを一定の電位差として保持したまま、Vbop1、Vbrp1、Vbrp2、Vbop2の電圧を、センサの感度に対応して調整することができる。
可変分圧回路3は、検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2をセレクタ5へ出力し、リファレンス電圧VREFをアンプ2へ出力する。
コンパレータ4は、アンプ2の出力する検出電圧OUTAと、セレクタ5から入力される基準電圧OUTBと比較した比較結果、例えば検出電圧OUTAが基準電圧より高ければ「H」レベルの結果信号、検出電圧OUTAが基準電圧OUTBより低ければ「L」レベルの結果信号OUTCを出力する。
セレクタ5は、検出あるいは解除のいずれを検出するかにより、信号処理回路6からの制御信号により、可変分圧回路3の出力する検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2のいずれかをコンパレータ4に基準電圧OUTBとして出力する。
信号処理回路6は、セレクタ5に対する制御信号Sが、検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2におけるいずれを基準電圧として設定したかにより、コンパレータ4の判定結果のデータ処理を行う。
例えば、信号処理回路6は、検出電圧Vbop1を選択する制御信号をセレクタ5に対して出力している場合、検出電圧OUTAが検出電圧Vbop1より高い場合「H」レベルの信号を出力電圧OUTから出力し、一端、検出電圧OUTAが検出電圧Vbop1より高いことを検出した後、解除電圧Vbrp1を選択する制御信号をセレクタ5に対して出力している場合、検出電圧OUTAが検出電圧Vbrp1より低い場合「L」レベルの信号を出力電圧OUTから出力する。
一方、信号処理回路6は、検出電圧Vbop2を選択する制御信号をセレクタ5に対して出力している場合、検出電圧OUTAが検出電圧Vbop2より低い場合「H」レベルの信号を出力電圧OUTから出力し、一端、検出電圧OUTAが検出電圧Vbop2より低いことを検出した後、解除電圧Vbrp2を選択する制御信号をセレクタ5に対して出力している場合、検出電圧OUTAが検出電圧Vbrp2より高い低い場合「L」レベルの信号を出力電圧OUTから出力する。
ここで、信号処理回路6には、順次、セレクタ5により選択して基準電圧を変更するシーケンスを、上述したように、検出された電圧値に応じて、次にいずれを基準電圧とするかを設定しておくことができる。また、セレクタ5の初期状態としては任意にいずれを基準電圧とするかを選択することができるが、例えば、初期状態は、基準電圧として検出電圧Vbop1を選択する状態に設定されている。
ここで、コンパレータ4は、基準電圧として検出電圧Vbop1を設定されているとき、結果信号OUTCの電圧値がこの検出電圧Vbop1より高い場合、「H」レベルの結果信号OUTCを出力する。
そして、信号処理回路6は、コンパレータ4の出力が「H」レベルとして入力されると、図2に示すように、出力端子電圧OUTを「H」レベルとするとともに、基準電圧として解除電圧Vbrp1を選択する制御信号をセレクタ5に対して出力する。
信号処理回路6がセレクタ5に入力される電圧のいずれを基準電圧として出力するかのシーケンスは、センサ回路の仕様により任意に変更される。
次に、図1における可変分圧回路3の構成を図3を参照して説明する。図3は上述した検出電圧及び解除電圧に対応した分圧を出力する可変分圧回路3の構成例を示す概念図である。
可変分圧回路3は、電圧V21及びV22間を分圧して、それぞれの分割した電圧を、検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2として出力する電圧分圧部31と、これら検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2の各電圧値を調整する電流源32及び電流源33を含む電流源部14から構成されている。
電圧分圧部31は、電圧V21と電圧V22との間において、抵抗R11、R21、R31、R32、R22、R12が直列に接続されて接続されている。
ここで、電圧分圧部31から、抵抗R11と抵抗R21との接続点Tbop1から検出電圧Vbop1が出力され、抵抗R21と抵抗R31との接続点Tbrp1から検出電圧Vbrp1が出力され、抵抗R31と抵抗R32との接続点TREFからリファレンス電圧VREFが出力され、抵抗R32と抵抗R22との接続点Tbrp2から解除電圧Vbrp2が出力され、抵抗R22と抵抗R12との接続点Tbop2から検出電圧Vbop2が出力される。
電流源32は、上記接続点Tbrp2へ接続されており、電圧分圧部31の接続点Tbrp2に対して電流I11を流し込んでいる。
また、電流源33は、電流源32が接続されている接続点Tbrp2に対して、抵抗R31及び抵抗R32の接続点(リファレンス電圧VREFの出力点)に対して、対称的な位置である上記接続点Tbrp1へ接続されており、電圧分圧部31の接続点Tbrp1から電流I12を流し出している。
上述した構成により、電流I11及び電流I12の電流値i11及びi12を等しく設定した場合、分圧抵抗としての電圧分圧部31において、接続点Tbrp1から電流I12を流し出し、接続点Tbrp2に対して電流I11を流し込む構成のため、電圧V21と電圧V22との間に流れる電流Iの電流値が変化することはない。
このため、電流I11及びI12各々の電流値i11,i12を変化させることにより、抵抗R11及び抵抗R21各々の端子間電圧と、抵抗R22及び抵抗R12各々の端子間電圧と、リファレンス電圧VREFとを変化させずに、接続点Tbop1、接続点Tbrp1、接続点Tbrp2、接続点Tbop2の各電圧を変化させることができる。
すなわち、磁気センサの感度に対応し、図4に示すように、電流I11及び電流I12を調整することにより、ヒステリシス幅「Vbop1−Vbrp1」と「Vbrp2−Vbop2」とを一定の電位差として保持したまま、Vbop1、Vbrp1、Vbrp2、Vbop2の各電圧を制御することができる。図4は、図3の回路における電流値i11及びi12の調整により、検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2の制御結果の波形図であり、横軸が電流値i11及びi12を示し、縦軸が電圧値を示している。
この図4において、接続点Tbop1から流し出す電流I12の電流値i11及び、接続点Tbop2から流し込む電流i11を増加させるにつれ、検出電圧Vbop1及び解除電圧Vbrp1の電位が低下し、逆に検出電圧Vbop2及び解除電圧Vbrp2の電位が上昇する。このとき、電圧V21が印加された端子と接続点Tbrp1に流れる電流、及び接続点Tbrp2と電圧V22が印加された端子とに流れる電流が変化しないため、ヒステリシス幅「Vbop1−Vbrp1」と「Vbrp2−Vbop2」とは一定に保持される。
また、図5には、図3に示す可変分圧回路3を図1に用い、電源電圧の変化による磁気センサの感度の変化に対応させ、電流I11及びI12の電流値i11,i12を調整して検出解除ポイントを変更した場合、検出される検出磁束密度Bop1及び解除磁束密度Brp1とのヒステリシス幅と、検出磁束密度Bop2及び解除磁束密度Brp2とのヒステリシス幅とが電流I11及びI12の電流値の変化に対して一定に変化することが示されている。図5において、縦軸が磁場の磁束密度を示し、横軸が電流I11及びI12の電流値を示している。
すなわち、抵抗R11の抵抗値及び抵抗R12の抵抗値をR10とし、抵抗R21及び抵抗R22の抵抗値をR20とし、抵抗R31及び抵抗R32の抵抗値をR30とし、電流I11および電流I12の電流値i11及びi12を電流値i1とすると。
VREF=(V21+V22)/2
Vbrp1=VREF+{R30/(R10+R20+R03)}・{(V21−V22)/2}
−{(R10+R20)・i1/(R10+R20+R30)}
として表すことができ、電流値i1をリニアに変化させることにより、検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2をリニアに調整することができる。
しかしながら、図4に示す可変分圧回路3の出力する検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2は、実際の変化として、電流I11及びI12の電流値i11,i12が小さくなるに従い、図6に示すように、ヒステリシス幅が若干依存することとなる。図6において、縦軸が抵抗列(電圧分圧部31)に印加される電圧(電圧V21及び電圧V22)を示し、横軸が電流I11及びI12の電流値を示している。
すなわち、ヒステリシス幅として、「Vbop1−Vbrp1」とを求めてみると、
Vbop1−Vbrp1=R20(V21−Vbrp1)
であり、この式に、すでに求めた上記Vbrp1を代入すると
Vbrp1−Vbrp1
={R20/(R10+R20)}{(R10+R20)/(R10+R20+R30)}(V21−V22)/2
−{R20/(R10+R20)}{(R10+R20)/(R10+R20+R30)}i1
となり、右辺の第2項において、電流値I1によりヒステリシス幅が理想からずれることとなる。
上述した式において、右辺の第2項の抵抗比部分{R20/(R10+R20)}{(R10+R20)/(R10+R20+R30)}を考えてみると、
{R20/(R10+R20)}{(R10+R20)/(R10+R20+R30)}
={(R20/R10)/(1+R20/R10)}{(1+R20/R10)/(1+(R20+R30)/R10}
となり、下記の(1)式からR10をR20に対して十分大きくすることにより、右辺第2項の電流値I1の電流値変化に対して、ヒステリシス幅の変化を抑制することができる。
Figure 0005060871
次に、図3の電流源32及び33は、例えば、図7に示す回路構成となっている。図7は、電流源32及び33の構成例を示す回路図である。(V11>V12、V21>V22)
電流源32及び33は、電流源34と、カレントミラー部10とから構成されている。このカレントミラー部10は、nチャネル型のMOSトランジスタM41、M42、M45と、pチャネル型のMOSトランジスタM43、M44とから構成されている。ここで、MOSトランジスタM41はドレインとゲートが接続され、ソースに電圧V12が印加されている。MOSトランジスタM42は、ゲートがMOSトランジスタM41のゲートに接続され、ソースに電圧V12が印加されている。MOSトランジスタM45は、ゲートがMOSトランジスタM41のゲートに接続され、ソースに電圧V12が印加されている。また、MOSトランジスタM43は、ソースにV11が印加され、ゲートがドレインに接続され、この接続点がMOSトランジスタM42のドレインに接続されている。MOSトランジスタM44は、ソースにV11が印加され、ゲートがMOSトランジスタM43のゲートに接続されている。
従って、MOSトランジスタM41とM42、M41とM45、及びM43とM44はカレントミラーを構成している。
電流源34とMOSトランジスタM41、M42、M43及びM44が電流源32に対応している。電流源34から流れる電流I10の電流値のミラー比に対応した電流が、MOSトランジスタM42に流れ、さらにMOSトランジスタM43に流れる。そして、MOSトランジスタM43に流れる電流のミラー比に対応した電流が、MOSトランジスタM44に流れる。MOSトランジスタM44に流れる電流が、図3の電流I11に対応している。
電流源34とMOSトランジスタM41及びM45が電流源33に対応している。電流源34から流れる電流I10の電流値のミラー比に対応した電流が、MOSトランジスタM45に流れる。MOSトランジスタM45に流れる電流が、図3の電流I12に対応している。
次に、図7における電流I10の電流値を可変できる電流源34の構成例を、図8を参照して説明する。図8は、図7における電流源34の構成例を示す回路図である。
電流源34は、基準電流生成部11と、カレントミラー回路12と、電流調整部13とから構成されている。
基準電流生成部11は、抵抗R51、抵抗R52、オペアンプ21、nチャネル型のMOSトランジスタM11と抵抗Raとから構成されている。
抵抗R51と抵抗R52とは、電圧V11の配線と電圧V12の配線との間に直列接続にて介挿されている。オペアンプ21は、非反転入力端子(+)が抵抗R51と抵抗R52との接続点に接続され、電圧V11及び電圧V12の分圧された電圧VAが印加されている。MOSトランジスタM11は、ゲートが上記オペアンプ21の出力端子に接続され、ソースがオペアンプ21の反転入力端子(−)に接続されている。抵抗Raは一端が上記MOSトランジスタM11のソースに接続され、他端が電圧V12の配線に接続されている。
カレントミラー回路12は、pチャネル型のMOSトランジスタM21及びM23から構成されている。このMOSトランジスタM21は、ソースが電圧V11の配線に接続され、ゲートがドレインに接続され、ドレインが上記MOSトランジスタM11のドレインに接続されている。
MOSトランジスタM22は、ソースが電圧V11の配線に接続され、ゲートがMOSトランジスタM21のゲートに接続されている。
電流調整部13は、抵抗Rb、抵抗Rc、オペアンプ22、pチャネル型のMOSトランジスタM12とから構成されている。
抵抗Rbは、一端が上記MOSトランジスタM22のドレインと接続され、他端が電圧V12の配線と接続されている。
オペアンプ22は、非反転入力端子(+)が抵抗Rbの一端に接続され、MOSトランジスタM22から供給される電流の電流値と、抵抗Rbの抵抗値とに対応して生成される電圧VBが印加されている。MOSトランジスタM12は、ゲートが上記オペアンプ22の出力端子に接続され、ソースがオペアンプ22の反転入力端子(−)に接続されている。抵抗Rcは一端が電圧V12の配線に接続され、他端が上記MOSトランジスタM12のソースに接続されている。
上述した回路構成により、基準電流生成部11は、電圧V11及び電圧V12が印加された端子間に直列に介挿された抵抗R1及び抵抗R2の抵抗比により、電圧V11及び電圧V12の電圧差を分圧した分圧電圧に対応させ、基準電流Iを生成する。
そして、電流調整部13は、カレントミラー回路12から供給される基準電流Iに対応した電流I21を調整することにより、電圧分圧部31に対する調整電流である電流I11及び電流I12の電流値i11,i12を調整することができる。
すなわち、電圧VAは、
VA=r1(V11−V12)/(r1+r2)
となり、オペアンプ21におけるバーチャルショートにより、VA=VA’となり、
I21=VA’/Raの電流値I21の電流がMOSトランジスタM11に流れる。ここで、r1は抵抗R1の抵抗値であり、r2は抵抗R2の抵抗値である。
このとき、MOSトランジスタM21にも、MOSトランジスタM11と同様に電流値I21の電流が流れる。
カレントミラー回路12において、MOSトランジスタM21とMOSトランジスタM22とのミラー比を
I21(M21に流れる電流):I22(M22に流れる電流)=α:1
とすると、
I22=(1/α)・(VA’/ra)
となり、この電流値I22の電流が抵抗Rbに対して流れることとなる。ここで、raは抵抗Raの抵抗値である。
抵抗Rbに対して上記電流I22が流れることにより、
電圧VBと電圧V12との電位差は、以下の式により求めることができる。
VB−V12=I22・rb
=(1/α)・(VA’/ra)・rb
=(1/α)・(rb/ra)・VA’
ここで、rbは抵抗Rbの抵抗値である。また、VA’=VAのため、上記式は以下のように表すことができる。
VB−V12
=(1/α)・(rb/ra)・{r1(V11−V12)/(r1+r2)}
となり、
オペアンプ22におけるバーチャルショートにより、VB’=VBであるため、MOSトランジスタM12に流れる、すなわち抵抗Rcに流れる電流I23は、
I23=(V11−VB’)/rc
となる。ここで、rcは抵抗Rcの抵抗値である。
説明を簡単にするため、電圧V12を接地電位、すなわち「0V」として以下説明する。
VB’=(1/α)・(rb/ra)・V11・{r1/(r1+r2)}
となり、抵抗Rcに流れる電流I23は、以下のように表される。
I23=(V11/rc){1−(1/α)(rb/ra)r1/(r1+r2)}
として、抵抗Rbに対応する電流を得ることができる。
したがって、抵抗Rbを可変抵抗として抵抗値を調整することにより、図9に示すように、電流値I1 1及びI12を任意の電流値の調整電流として、電圧分圧回路31に流し込み、あるいは流しだし、検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2を任意に制御することができる。図9は、抵抗Rbの抵抗値rbと、電圧分圧回路3から出力される検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2の電圧値との対応を示す図であり、横軸が抵抗であり、縦軸が電圧である。
また、電圧VB’は電圧V11より低い電圧であるため、
VB’=(1/α)・(rb/ra)・V11・{r1/(r1+r2)}≦V11
から、
(1/α)・(rb/ra){r1/(r1+r2)}≦1
において、等号が成り立つ場合、
rb={(r1+r2)/r1}・α・ra
が求まり、この抵抗値rbにおいて、VB=V11となり、これ以上抵抗Rbの抵抗値rbを増加させたとしても、電圧はV11にて制限され、図9に示すように、これ以上に電流I11と電流I12との電流を増加させることができなくなり、検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2の各電圧は変化しなくなる。
すなわち、可変抵抗である抵抗Rbの抵抗値に比例して調整用の電流の電流値を変化させることができ、かつ抵抗Rbにおける最も大きな値としても、上述した式における抵抗値rbを超えた場合に電流が変化しないため、電流値の制限を考慮せずに調整を容易に行うことができる。
次に、他の実施形態として、図1の可変分圧器3を図10に示す構成とすることができる。
図10の可変分圧回路3の構成は、図3の構成と同様に、電圧V21及びV22の電位差を分圧して、それぞれの分割した電圧を、検出電圧Vbop 1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2として出力する電圧分圧部31と、これら検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2の各電圧値を調整する電流源32及び電流源33とから構成されている。
電圧分圧部31は、電圧V21と電圧V22との間において、抵抗R11、R21、R31、R32、R22、R12が直列に接続されて接続されている。
ここで、電圧分圧部31から、抵抗R11と抵抗R21との接続点Tbop1から検出電圧Vbop1が出力され、抵抗R21と抵抗R31との接続点Tbrp1から検出電圧Vbrp1が出力され、抵抗R31と抵抗R32との接続点TREFからリファレンス電圧VREFが出力され、抵抗R32と抵抗R22との接続点Tbrp2から解除電圧Vbrpが出力され、抵抗R22と抵抗R12との接続点Tbop2から検出電圧Vbop2が出力される。
図3の構成とは逆に、電流源32は、上記接続点Tbrp1へ接続されており、電圧分圧部31に対して電流I11を流し込んでいる。
また、電流源33は、電流源32が接続されている接続点Tbrp1に対して、抵抗R31及び抵抗R32の接続点に対し、対称的な位置である上記接続点Tbrp2へ接続されており、電圧分圧部31から電流I12を流し出している。
上述した構成により、電流I11及び電流I12の電流値i11,i12が等しく設定した場合、分圧抵抗としての電圧分圧部31において、接続点Tbrp1に対して電流I11を流し込み、接続点Tbrp2から電流I12を流し出す構成のため、電圧V21と電圧V22との間に流れる電流Iの電流値が変化することはない。
このため、電流I11及びI12の電流値i1 1,i12を変化させることにより、図11に示すように、抵抗R11及び抵抗R21各々の端子間電圧と、抵抗R22及び抵抗R12各々の端子間電圧と、リファレンス電圧VREFとを変化させずに、接続点Tbop1、接続点Tbrp1、接続点Tbrp2、接続点Tbop2の各電圧を変化させることができる。図11は、図10の回路における電流値I11及びI12の調整により、検出電圧Vbop1、解除電圧Vbrp1、検出電圧Vbop2、解除電圧Vbrp2の制御結果の波形図であり、横軸が電流I11及びI12の電流値を示し、縦軸が電圧値を示している。
この図11において、接続点Tbop1から流し出す電流I12の電流値i11及び、接続点Tbop1から流し込む電流i11を増加させるにつれ、検出電圧Vbop1及び解除電圧Vbrp1の電位が上昇し、逆に検出電圧Vbop2及び解除電圧Vbrp2の電位が低下する。このとき、電圧V21が印加された電圧と接続点Tbrp1に流れる電流、及び接続点Tbrp2と電圧V22がinかされた端子とに流れる電流が変化しないため、図3の構成と同様にヒステリシス幅「Vbop1−Vbrp1」と「Vbrp 2−Vbop2」とは一定に保持される。
本発明の一実施形態による可変分圧回路を用いた磁気センサ回路の構成例を示すブロック図である。 図1における磁気センサ1の検出した検出磁束密度及び解除磁束密度と、信号処理回路6の出力との対応を示す波形図である。 図1における可変分圧回路3の構成例を示すブロック図である。 図3の可変分圧回路3の動作を示す波形図である。 図3の可変分圧回路3の動作を示す波形図である。 図3の可変分圧回路3の動作を示す波形図である。 電流源32及び電流源3の構成例を詳細に示した可変分圧回路3の回路図である。 図3における電流源34の構成例を示す回路図である。 図8における抵抗Rbの抵抗値rbを変化した場合の、可変分圧回路3の出力を示した波形図である。 図1における可変分圧回路3の他の実施形態による構成例を示すブロック図である。 図10の可変分圧回路3の動作を示す波形図である。 従来例における可変分圧回路の構成例を示すブロック図である。 図12における可変分圧回路の動作を示すブロック図である。 図12における可変分圧回路の動作を示すブロック図である。
符号の説明
1…磁気センサ
2…アンプ
3…可変分圧回路
4…コンパレータ
5…セレクタ
6…信号処理回路
10…カレントミラー部
11…基準電流生成部
12カレントミラー回路
13…電流調整部
14…電流源部
21,22…オペアンプ
31…電圧分圧部
32,33,34…電流源
M11、M41,M42,M45…MOSトランジスタ(nチャネル型)
M12,M21,M22,M43,M44…MOSトランジスタ(pチャネル型)
R1,R2,Ra,Rb,Rc,R11,R12,R21,R22,R31,R32…抵抗

Claims (6)

  1. 複数の抵抗が直列に接続された抵抗列からなり、該抵抗列の一端に第1の電圧が印加され、他端に第2の電圧が印加され、前記各抵抗の接続点から分圧された分圧電圧を出力する電圧分圧部と、
    前記抵抗列における第1の接続点に接続された第1の定電流源と、
    前記抵抗列において、該抵抗列の中央に対し、前記第1の接続点と対称の位置にある第2の接続点に接続された第2の低電流源と
    を有し、第1の電圧及び第2の電圧の電圧差に応じて抵抗列に流れる電流から、前記第1の定電流源及び第2の定電流源のいずれか一方が第1の調整用電流を差し引き、他方が第2の調整用電流を流し込むことを特徴とする可変分圧回路。
  2. 前記第1及び第2の調整用電流が同一電流値であり、第1の電圧と第2の電圧との変化に対応し、前記第1の定電流源及び第2の定電流源各々が、前記第1の接続点及び第1の端子間にある各接続点間の電圧と、前記第2の接続点と第2の端子間にある各接続点間の電圧とが変化しない電流値にて、前記第1及び第2の調整用電流を制御することを特徴とする請求項1記載の可変分圧回路。
  3. 前記電圧分圧部における抵抗が第1、第2、第3、第4、第5及び第6の抵抗であり、該第1、第2、第3、第4、第5及び第6の抵抗が直列接続されており、第1の抵抗の一端に第1の電圧が印加され、第6の抵抗の他端に第2の電圧が印加されており、第1の抵抗に比較して第2の抵抗の抵抗値が小さく、また第6の抵抗に比較して第5の抵抗の抵抗値が小さく設定されていることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の可変分圧回路。
  4. 前記第1の定電流源と第2の定電流源との各々が、第3の定電流源が生成する同一の定電流を用いたカレントミラー回路から構成されていることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載の可変分圧回路。
  5. 前記第3の定電流源が、
    基準電流を生成する基準電流生成部と、
    前記基準電流を流し込む、抵抗値が可変の可変抵抗と、
    該可変抵抗に発生する電圧が非反転入力端子に印加され、反転入力端子が他の抵抗を介して電源と接続されたオペアンプと、
    該オペアンプの反転入力端子にソースあるいはドレインのいずれか一方が接続され、ゲートが前記オペアンプの出力端子に接続され、ソースあるいはドレインのいずれか他方から前記調整用電流を出力するMOSトランジスタと
    を有することを特徴とする請求項4に記載の可変分圧回路。
  6. 請求項1から請求項5のいずれかに記載の可変分圧回路と、
    選択信号に対応して、該可変分圧回路のいずれかの接続点からの分圧電圧を出力するセレクタと、
    磁気センサの検出電圧が一方の端子に入力され、前記セレクタの出力する前記分圧電圧が他方の端子に入力されたオペアンプと
    を有すること特徴とする磁気センサ回路。
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