JP5598431B2

JP5598431B2 - オペアンプ

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Publication number: JP5598431B2
Application number: JP2011142836A
Authority: JP
Inventors: 寛岡田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-06-28
Filing date: 2011-06-28
Publication date: 2014-10-01
Anticipated expiration: 2031-06-28
Also published as: JP2013012826A

Description

本発明は、電源立ち上げ時における出力の立ち上がりを速めたオペアンプに関する。

図６は、特許文献１などに記載されているオペアンプの基本構成を示している。このオペアンプ１は、電源線２、３間に接続された差動増幅回路４、バッファ回路５、出力回路６、定電流回路７および位相補償コンデンサ８から構成されている。差動増幅回路４は、差動入力トランジスタ９、１０からなる差動対１１、トランジスタ１２、１３からなる能動負荷１４、および定電流回路７からのベース電位を受けて定電流回路１５を形成するトランジスタ１６と抵抗１７から構成されている。

バッファ回路５は、トランジスタ１８〜２０および抵抗２１〜２３から構成されている。このうちトランジスタ１９と抵抗２１は、定電流回路７からのベース電位を受けて定電流回路２４を構成している。出力回路６は、定電流回路として動作するトランジスタ２５とトランジスタ２６とから構成されている。定電流回路７は、電源線２、３間に直列に接続されたトランジスタ２７と抵抗２８とから構成されており、トランジスタ２７のベースと上述した各トランジスタ１６、１９、２５のベースは共通に接続されている。位相補償コンデンサ８は、差動増幅回路４の出力ノードＮｄと出力回路６の出力ノード（オペアンプ１の出力端子）との間に接続されている。

特開２００３−１１０３６７号公報

車両のＥＣＵ（Electronic Control Unit）と、エンジンルームなどに設置されたセンサとを接続するワイヤハーネスに点火ノイズなどが重畳すると、電源電圧が例えば数μｓｅｃに亘り１２Ｖから負の電圧にまで低下することがある。こうしたセンサに上記一般的な構成を備えたオペアンプ１が用いられていると、オペアンプ１の電源電圧も一時的に低下し、センサ動作が中断されてしまう。そこで、電源電圧の復帰時にアナログ信号を早期に復帰させるため、オペアンプ１の出力を速く立ち上げる必要がある。

これに対しては、差動増幅回路４に流す動作電流すなわち定電流回路１５の出力電流を従来よりも増やすように抵抗１７の抵抗値を下げ、或いは位相補償コンデンサ８の容量値を減らすことが有効になる。しかし、こうした手段を採用すると位相余裕が減少するので安定性が悪化し発振し易くなる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、位相余裕を減らすことなく電源立ち上げ時における出力電圧の立ち上がりを速くすることができるオペアンプを提供することにある。

請求項１に記載した手段によれば、差動対を構成する差動入力トランジスタと、電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により差動入力トランジスタのうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタについて、その差動入力トランジスタに流れる電流の有無を示す電流検出信号を出力する電流検出回路と、差動対に対し動作電流を供給する電流供給回路とを備えている。

オペアンプの定常動作時には、差動対を構成する２つの差動入力トランジスタに動作電流が流れ、非反転入力端子と反転入力端子はイマジナリショートの状態となって差動増幅を行う。これに対し、電源立ち上げ時には、イマジナリショートは成立せず、適用回路の構成に応じて非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態が定まる。このとき、オペアンプは、一方の遮断側の差動入力トランジスタに動作電流が流れないコンパレート動作状態にある。

電流供給回路は、電流検出回路が遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていることを検出しているときには差動対に対し所定の動作電流を供給し、電流検出回路が遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないことを検出しているときには差動対に対し所定の動作電流よりも大きい動作電流を供給する。これにより、定常動作時には位相余裕を減らすことのない動作電流で安定動作させることができ、電源立ち上げ時には動作電流を増やして位相補償コンデンサに対する充放電電流を一時的に高めることにより出力電圧の立ち上がりを速くすることができる。

そして、電流供給回路は、差動対に対し所定の動作電流を出力する第１の定電流回路と、所定の動作電流に対する増分動作電流を出力する第２の定電流回路と、電流検出信号に基づいて第２の定電流回路から差動対への増分動作電流の供給を制御する増分電流制御回路とを備えている。

これにより、電流検出回路が遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていることを検出しているときには第１の定電流回路から差動対に対し動作電流を供給し、電流検出回路が遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないことを検出しているときには第１および第２の定電流回路から差動対に対し動作電流を供給する。本手段によれば、第２の定電流回路の出力電流値に応じて出力電圧の立ち上がり速度を調節できる。

さらに、増分電流制御回路は、第２の定電流回路と差動対との間に順方向に接続されたダイオードと、電流検出信号に応じて、第２の定電流回路から出力される増分動作電流をダイオードと差動対を迂回させて流すバイパス回路とから構成されている。

請求項２に記載した手段によれば、バイパス回路は、電流検出信号に応じてオンするとともにダイオードに対し逆方向電圧を与えるトランジスタから構成されている。

請求項３に記載した手段によれば、差動対を構成する差動入力トランジスタと、電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により差動入力トランジスタのうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタについて、その差動入力トランジスタに流れる電流の有無を示す電流検出信号を出力する電流検出回路と、差動対に対し動作電流を供給する電流供給回路とを備え、電流供給回路は、差動対に対し所定の動作電流を出力する第１の定電流回路と、所定の動作電流に対する増分動作電流を出力する第２の定電流回路と、電流検出信号に基づいて第２の定電流回路から差動対への増分動作電流の供給を制御する増分電流制御回路とを備え、増分電流制御回路は、第２の定電流回路と差動対との間に接続されたスイッチ回路と、電流検出信号に基づいてスイッチ回路の開閉を制御する開閉制御回路とから構成されている。

請求項４に記載した手段によれば、スイッチ回路はＭＯＳトランジスタから構成され、開閉制御回路は、電流検出信号を入力としてＭＯＳトランジスタのオンオフ状態を制御するロジック回路から構成されている。

請求項５および８に記載した手段によれば、差動入力トランジスタに対する能動負荷を備え、電流検出回路は、遮断側の差動入力トランジスタと能動負荷との間に設けられたカレントミラー回路により構成され、そのカレントミラー回路の出力電流を電流検出信号とする。遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れているときにはカレントミラー回路が電流を出力し、遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないときにはカレントミラー回路は電流を出力しない。電流供給回路は、カレントミラー回路の出力電流に応じて動作電流の供給制御を実行する。

請求項６および１０に記載した手段によれば、非遮断側の差動入力トランジスタと能動負荷との間にカレントミラー回路からなる補償回路を備えている。これにより、差動増幅回路の構成が対称となり、電流検出回路を設けたことに起因する入力オフセットの悪化を防止することができる。

請求項７および１１に記載した手段によれば、電流供給回路が電流検出回路のカレントミラー回路の出力電流に基づいて動作電流の供給を制御可能な範囲内において、電流検出回路および補償回路のカレントミラー回路の出力電流がより小さくなるようにそのミラー比が設定されている。これにより、定常動作時に遮断側の差動入力トランジスタに流れる電流のうちカレントミラー回路を介して除かれる動作電流を極力少なくすることができる。

請求項１２に記載した手段によれば、第２の定電流回路は、トランジスタまたは抵抗により構成されている。このうち抵抗により構成すれば、ノイズに対する耐力が高まる。

本発明の第１の実施形態を示すオペアンプの構成図半導体圧力センサ装置の主要部の構成図電源電圧とオペアンプの出力電圧の波形図本発明の第２の実施形態を示す図１相当図本発明の第３の実施形態を示す反転増幅回路の構成図従来技術を示す図１相当図

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。図２は、本実施形態のオペアンプが用いられる半導体圧力センサ装置の要部の構成を示している。この半導体圧力センサ装置３１は、センサチップに形成されたゲージ部３２と回路チップに形成された信号処理部３３とから構成されている。

ゲージ部３２は、回路チップに形成された定電流回路３４によって駆動される。半導体基板のダイヤフラム部にはゲージ抵抗３２ａ〜３２ｄが形成されており、これらゲージ抵抗３２ａ〜３２ｄがホイートストンブリッジの形態に接続されている。例えば印加圧力が増加すると、ゲージ抵抗３２ａ、３２ｄの抵抗値が増大し、ゲージ抵抗３２ｂ、３２ｃの抵抗値が減少する。その結果、ゲージ部３２の出力端子３２ｐ（ゲージ抵抗３２ａと３２ｂの接続点）の電位が低下し、出力端子３２ｑ（ゲージ抵抗３２ｃと３２ｄの接続点）の電位が上昇する。

信号処理部３３は、オペアンプ３５〜３８を備えており、ゲージ部３２の出力端子間電圧を増幅して出力する。オペアンプ３５の非反転入力端子は、抵抗３９を介してゲージ部３２の出力端子３２ｑに接続されており、オペアンプ３６の非反転入力端子は、抵抗４０を介してゲージ部３２の出力端子３２ｐに接続されている。

オペアンプ３５と３６の出力端子間およびオペアンプ３６と３７の出力端子間には、それぞれ抵抗４１、４２および抵抗４３、４４が直列に接続されている。オペアンプ３５の反転入力端子は抵抗４５を介して抵抗４１と４２の共通接続点に接続されており、オペアンプ３６の反転入力端子は抵抗４６を介して抵抗４３と４４の共通接続点に接続されている。

オペアンプ３７と抵抗４７〜５０は定電圧発生回路５１を構成している。オペアンプ３７の非反転入力端子は抵抗４７、４８の分圧点（電圧Ｖａ）に接続されており、オペアンプ３７の反転入力端子と出力端子との間には抵抗５０が接続されている。オペアンプ３８と抵抗５２〜５４は、定電圧発生回路５１の出力電圧Ｖａをオフセット電圧とする反転増幅回路５５を構成している。オペアンプ３８の反転入力端子と非反転入力端子は、それぞれ抵抗５２、５３を介してオペアンプ３５、３７の出力端子に接続されており、オペアンプ３８の反転入力端子と出力端子との間には抵抗５４が接続されている。

図１は、オペアンプ３５の構成を示しており、図６と同一構成部分には同一符号を付している。他のオペアンプ３６〜３８も同様の構成を備えている。オペアンプ３５は、電源線２、３間に接続された差動増幅回路６１、バッファ回路５、出力回路６、定電流回路７および位相補償コンデンサ８から構成されている。

差動増幅回路６１は、ＰＮＰ形の差動入力トランジスタ９、１０からなる差動対１１、ＮＰＮ形のトランジスタ１２、１３からなる能動負荷１４、トランジスタ１０に流れる電流の有無を検出する電流検出回路６２、対称性を確保するために付加される補償回路６３、および差動対１１に動作電流を供給する電流供給回路６４から構成されている。

図２に示す半導体圧力センサ装置３１に電源が供給される前は、位相補償コンデンサ８の電荷はゼロであり、オペアンプ３５の内部電位は０Ｖとなっている。この状態で電源電圧Ｖccが立ち上がると、トランジスタで構成された定電流回路３４が電流出力を開始し、ゲージ部３２の出力端子３２ｐ、３２ｑの電圧および定電圧発生回路５１の分圧電圧Ｖａが直ちに立ち上がる。一方、電源立ち上げ直後のオペアンプ３５〜３８の出力電圧は、位相補償コンデンサ８が存在するために０Ｖである。

その結果、電源立ち上げ直後において、オペアンプ３５の非反転入力端子に電源電圧Ｖccと０Ｖとの中間電圧が入力され、反転入力端子に０Ｖが入力される。この非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により、差動対１１のトランジスタ９がオン、トランジスタ１０がオフとなる。この状態では入力端子相互間にイマジナリショートは成立しておらず、増幅作用は奏さず、位相補償コンデンサ８への電荷設定が行われる。オペアンプ３６、３７についても同様の動作となる。

電流検出回路６２は、差動対１１を構成するトランジスタ９、１０のうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側のトランジスタ１０の電流の有無を検出する。この電流検出回路６２は、トランジスタ１０とトランジスタ１３との間に設けられたトランジスタ６５と、トランジスタ１０とトランジスタ７３（後述）のベースとの間に設けられたトランジスタ６６とからなるカレントミラー回路により構成されている。トランジスタ６６のコレクタ電流は電流検出信号に相当する。差動増幅回路６１の対称性を確保するため、電源立ち上げ時に電流が流れる非遮断側のトランジスタ９に対しても、トランジスタ６７、６８からなるカレントミラー回路により構成された補償回路６３が設けられている。

電流供給回路６４は、差動対１１に対し定常動作電流Ｉ１を出力する第１の定電流回路１５と、動作電流Ｉ１に対する増分動作電流Ｉ２を出力する第２の定電流回路６９と、第２の定電流回路６９から差動対１１への増分動作電流Ｉ２の供給を制御する増分電流制御回路７０とから構成されている。第１の定電流回路１５は、トランジスタ１６と抵抗１７から構成されており、定電流回路７のトランジスタ２７とともにカレントミラー回路を構成して定電流出力動作を行う。第２の定電流回路６９は、トランジスタ７１から構成されており、定電流回路７のトランジスタ２７とともにカレントミラー回路を構成して定電流出力動作を行う。

増分電流制御回路７０は、トランジスタ７１と差動対１１との間に順方向に接続されたダイオード７２と、バイパス回路として動作するトランジスタ７３から構成されている。トランジスタ７３は、トランジスタ７１のコレクタ（ダイオード７２のアノード）と電源線３との間に接続されている。トランジスタ７３は、電流検出回路６２から出力される電流（電流検出信号）をベース電流としてオン動作し、第２の定電流回路６９から出力される増分動作電流Ｉ２を全て吸い込むだけのシンク能力を有する。

図３は、電源電圧Ｖccとオペアンプ３５の出力電圧Ｖｏの波形、および比較例として従来構成のオペアンプ１の出力電圧Ｖｏの波形を示している。上述したように、電源電圧Ｖccが立ち上がる前は、位相補償コンデンサ８の電荷はゼロであり、オペアンプ３５の内部電位は０Ｖとなっている。この状態で電源電圧Ｖccが立ち上がると、非反転入力電圧Ｖinpが反転入力電圧Ｖinmよりも高くなるので、トランジスタ９がオン、トランジスタ１０がオフとなり、差動対１１に供給される動作電流は全てトランジスタ９に流れる。

このとき、トランジスタ１８、２０、２６のベース・エミッタ間電圧の存在により、差動増幅回路６１の出力ノードＮｄの電圧は約０．７Ｖになる。位相補償コンデンサ８の初期電荷はゼロなので、出力電圧Ｖｏも同様に約０．７Ｖになる。この状態で、電源線２からトランジスタ２５、位相補償コンデンサ８、トランジスタ１３を通して充電電流が流れる。

一般に、出力回路６のトランジスタ２５が流し得る電流（一例として１００μＡ）は、差動対１１に供給さる動作電流（一例として１０μＡ）よりも大きい。従って、上記充電電流の大きさは、トランジスタ２５のソース電流とトランジスタ１３のシンク電流のうち小さい方の電流、すなわち差動対１１に供給される動作電流により定まる。増分動作電流Ｉ２も含めて充電電流の大きさが動作電流により定まる関係を維持するためには、
０＜増分動作電流Ｉ２＜（トランジスタ２５のソース電流−定常動作電流Ｉ１）
の関係が必要となる。

位相補償コンデンサ８の静電容量をＣ、差動対１１に供給される動作電流をＩ、単位時間をＴとすれば、出力電圧Ｖｏの立ち上がりの傾きＶｏ／ＴはＩ／Ｃに等しくなる。図６に示す従来構成のオペアンプ１の動作電流は定常動作電流Ｉ１であるので、出力電圧Ｖｏの立ち上がりの傾きＶｏ／ＴはＩ１／Ｃとなる。図３では二点鎖線で示している。

これに対し、本実施形態のオペアンプ３５について、電源立ち上げ時にトランジスタ１０が遮断されるので、電流検出回路６２に電流が流れずトランジスタ６５、６６がオフする。これにより、バイパス回路を構成するトランジスタ７３がオフし、第２の定電流回路６９が出力する増分動作電流Ｉ２は、ダイオード７２を通して差動対１１に流れ込む。その結果、トランジスタ９に流れる電流すなわち位相補償コンデンサ８の充電電流は定常動作電流Ｉ１＋増分動作電流Ｉ２となり、出力電圧Ｖｏの立ち上がりの傾きＶｏ／Ｔは（Ｉ１＋Ｉ２）／Ｃになる。図３では実線で示している。つまり、本実施形態のオペアンプ３５は、従来構成のオペアンプ１と比較して、出力電圧Ｖｏの立ち上がりの傾きが（１＋Ｉ２／Ｉ１）倍に増える。

位相補償コンデンサ８が充電されるのに伴い出力電圧Ｖｏが上昇し、それが反転入力電圧Ｖinmを押し上げると、やがて非反転入力電圧Ｖinpと反転入力電圧Ｖinmとがほぼ一致するイマジナリショートが成立し、トランジスタ９のみならずトランジスタ１０にも動作電流が流れてフィードバック動作状態になる。トランジスタ１０に動作電流が流れると、電流検出回路６２を介してトランジスタ７３にベース電流が流れ込み、トランジスタ７３がオンする。これにより、ダイオード７２に逆方向電圧が与えられ、第２の定電流回路６９が出力する増分動作電流Ｉ２は、ダイオード７２および差動対１１を迂回してトランジスタ７３によるバイパス回路を通して流れる。

これ以降、オペアンプ３５は、抵抗４５を介したフィードバックが有効に作用する差動増幅を行う。この定常状態では、差動対１１に供給される動作電流がトランジスタ９または１０にのみに流れることはなく、ダイオード７２には常に逆方向電圧が与えられる。従って、定常状態において差動対１１に供給される動作電流は定常動作電流Ｉ１のみとなり、オペアンプ３５は発振のない安定した増幅作用を奏することができる。

以上説明したように、本実施形態のオペアンプ３５〜３８は、電源立ち上げ時の遮断側トランジスタ１０に電流が流れている定常動作時には、差動対１１に対し安定した増幅動作を可能とする比較的小さい定常動作電流Ｉ１を供給する。一方、遮断側トランジスタ１０に電流が流れていない電源立ち上げ時には、差動対１１に対し定常動作電流Ｉ１のみならず増分動作電流Ｉ２も供給して動作電流を増大させる。

これにより、定常動作時には位相余裕を減らさずに安定した増幅を行うことができ、電源立ち上げ時には位相補償コンデンサ８への充放電電流を一時的に増大させて出力電圧Ｖｏの立ち上がりを速めることができる。その結果、点火ノイズなどに起因して半導体圧力センサ装置３１の電源電圧Ｖccが一時的に低下したときでも、電源復帰とともにオペアンプ３５〜３８の出力を速く立ち上げることができる。

第１の定電流回路１５から差動対１１に対し常に定常動作電流Ｉ１を供給し、電源立ち上げ時に第２の定電流回路６９から差動対１１に対し増分動作電流Ｉ２を供給する構成を備えているので、第２の定電流回路の出力電流値のみにより出力電圧Ｖｏの立ち上がり速度を設定できる。この場合、電源線２とトランジスタ７１との間に抵抗を設け、トリミングにより増分動作電流Ｉ２の値を調節してもよい。

電源立ち上げ時の非遮断側トランジスタ９と能動負荷１４との間に、電流検出回路６２と同様の構成を持つ補償回路６３を備えた。これにより、差動増幅回路６１の構成がトランジスタ９、１０について対称となり、電流検出回路６２を設けたことによる入力オフセットの悪化を防止できる。

なお、電流検出回路６２と補償回路６３を備えたことにより、定常動作時においても動作電流Ｉ１の一部がトランジスタ６６、６８を通して引き抜かれる。これに対しては、電流供給回路６４が電流検出回路６２の出力電流に基づいて動作電流の供給を制御可能な範囲内において、すなわちトランジスタ７３をオンさせるのに必要なベース電流を供給可能な範囲内において、電流検出回路６２と補償回路６３のミラー比（トランジスタ６５の電流／トランジスタ６６の電流、トランジスタ６７の電流／トランジスタ６８の電流）を大きく設定すればよい。これにより、定常動作時に引き抜かれる動作電流を極力少なくすることができる。

（第２の実施形態）
次に、ＭＯＳトランジスタを用いた本発明の第２の実施形態について図４を参照しながら説明する。図４に示すオペアンプ８１は、電源線２、３間に接続された差動増幅回路８２、出力回路８３、定電流回路８４および位相補償コンデンサ８５から構成されている。

差動増幅回路８２は、Ｐチャネル型の差動入力トランジスタ８６、８７からなる差動対８８、Ｎチャネル型のトランジスタ８９、９０からなる能動負荷９１、トランジスタ８７に流れる電流の有無を検出する電流検出回路９２および差動対８８に動作電流を供給する電流供給回路９３から構成されている。

電流検出回路９２は、差動対８８を構成するトランジスタ８６、８７のうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側のトランジスタ８７の電流の有無を検出する。この電流検出回路９２は、トランジスタ８７とトランジスタ９０との間に設けられたトランジスタ９４と、トランジスタ８７とトランジスタ１０３（後述）のドレインとの間に設けられたトランジスタ９５とからなるカレントミラー回路により構成されている。トランジスタ９５のドレイン電流は電流検出信号に相当する。

電流供給回路９３は、差動対８８に対し定常動作電流Ｉ１を出力するトランジスタ９６（第１の定電流回路）と、動作電流Ｉ１に対する増分動作電流Ｉ２を出力するトランジスタ９７（第２の定電流回路）と、トランジスタ９７から差動対８８への増分動作電流Ｉ２の供給を制御する増分電流制御回路９８とから構成されている。定電流回路８４はトランジスタ９９と抵抗１００とから構成されており、上記トランジスタ９６、９７は、トランジスタ９９とともにカレントミラー回路を構成して定電流出力動作を行う。

増分電流制御回路９８は、トランジスタ９７と差動対８８との間に接続されたスイッチ回路としてのトランジスタ１０１と、電流検出信号に基づいてトランジスタ１０１のオンオフを制御する開閉制御回路１０２とから構成されている。開閉制御回路１０２は、トランジスタ１０３〜１０７からなるロジック回路である。電流検出回路９２の出力電流はトランジスタ１０３に流れて電圧に変換され、その変換電圧をトランジスタ１０５が受けた後、トランジスタ１０６、１０７からなるインバータで論理反転してトランジスタ１０１を駆動するようになっている。

出力回路８３は、電源線２、３間に接続されたトランジスタ１０８、１０９から構成されている。トランジスタ１０８は、トランジスタ９９とともにカレントミラー回路を構成して定電流出力動作を行う。位相補償コンデンサ８５は、差動増幅回路８２の出力ノードＮｄと出力回路８３の出力ノード（オペアンプ８１の出力端子）との間に接続されている。

本実施形態のオペアンプ８１も、第１の実施形態のオペアンプ３５〜３８とほぼ同様に動作する。電源電圧Ｖccが立ち上がる前は、位相補償コンデンサ８５の電荷はゼロであり、オペアンプ８１の内部電位は０Ｖとなっている。この状態で電源電圧Ｖccが立ち上がると、非反転入力電圧Ｖinpが反転入力電圧Ｖinmよりも高くなるので、トランジスタ８６がオン、トランジスタ８７がオフとなり、差動対８８に供給される動作電流は全てトランジスタ８６に流れる。これに伴い、電源線２からトランジスタ１０８、位相補償コンデンサ８５、トランジスタ９０を通して充電電流が流れる。

電源立ち上げ時にはトランジスタ８７が遮断されるので、電流検出回路９２に電流が流れずトランジスタ１０５がオフする。これによりトランジスタ１０１がオンとなり、トランジスタ９７が出力する増分動作電流Ｉ２は、トランジスタ１０１を通して差動対８８に流れ込む。その結果、トランジスタ８６に流れる電流は定常動作電流Ｉ１＋増分動作電流Ｉ２となり充電電流も増大するので、出力電圧Ｖｏの立ち上がりを速めることができる。

出力電圧Ｖｏが上昇すると、やがてトランジスタ８６のみならずトランジスタ８７にも動作電流が流れるようになる。トランジスタ８７に動作電流が流れると、電流検出回路９２を介してトランジスタ１０３に電流が流れ、トランジスタ１０５がオンする。これによりトランジスタ１０１がオフとなり、第２の定電流回路６９が出力する増分動作電流Ｉ２は遮断される。これ以降の定常状態では、差動対８８に供給される動作電流は定常動作電流Ｉ１のみとなり、オペアンプ８１は発振のない安定した増幅作用を奏することができる。

以上説明したように、本実施形態のオペアンプ８１は、定常動作時には差動対８８に対し安定した増幅動作を可能とする比較的小さい定常動作電流Ｉ１を供給し、電源立ち上げ時には差動対８８に対し定常動作電流Ｉ１のみならず増分動作電流Ｉ２も供給して動作電流を増大させる。これにより、第１の実施形態と同様の効果、すなわち定常動作時には位相余裕を減らさずに安定した増幅を行い、電源立ち上げ時には出力電圧Ｖｏの立ち上がりを速める効果が得られる。また、ＭＯＳトランジスタを採用しているので、回路サイズを小さくでき、消費電流も低減できる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について図５を参照しながら説明する。図５に示す回路は、オペアンプ１１１を適用した反転増幅回路１１２である。オペアンプ１１１の後段には、出力反転および電流増幅のためのトランジスタ１１３が接続されている。反転増幅回路１１２の入出力間にはオペアンプ１１１の非反転入力端子を挟んで抵抗１１４と１１５が直列に接続されている。オペアンプ１１１の反転入力端子には、抵抗１１６、１１７による分圧電圧が与えられている。

この反転増幅回路１１２に電源電圧Ｖccが与えられると、オペアンプ１１１の反転入力端子に電源電圧Ｖccと０Ｖとの中間電圧が入力され、非反転入力端子に入力電圧Ｖinに応じた電圧が入力される。電源立ち上げ直後の入力電圧Ｖinが０Ｖであれば、反転入力電圧Ｖinmが非反転入力電圧Ｖinpよりも高くなる。そこで、この反転増幅回路１１２に適用されるオペアンプ１１１では、上述した電流検出回路６２、９２は、電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側のトランジスタ９、８６に対し設けられる（図１、図４参照）。電流供給回路６４、９３の構成およびその作用、効果は第１、第２の実施形態と同様である。

本実施形態に示すように、オペアンプが適用される回路の電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態に応じて、電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタに対し電流検出回路６２、９２を備えればよい。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。
オペアンプ６１に付加したバッファ回路５および補償回路６３は必須の構成要件ではない。オペアンプ８１に対して補償回路を付加してもよい。
第２の定電流回路は、トランジスタに替えて抵抗により構成してもよい。受動素子である抵抗を用いることにより、ノイズに対する耐力を高めることができる。

差動入力トランジスタがＮＰＮ形トランジスタまたはＮチャネル型ＭＯＳトランジスタにより構成されたオペアンプであっても、各実施形態で説明したオペアンプと同様の構成を採用できる。
上述した各オペアンプをＢｉＣＭＯＳのプロセスにより構成してもよい。

図面中、９、１０、８６、８７は差動入力トランジスタ、１１、８８は差動対、１４、９１は能動負荷、１５は第１の定電流回路、３５〜３８、８１、１１１はオペアンプ、６２、９２は電流検出回路、６３は補償回路、６４、９３は電流供給回路、６９は第２の定電流回路、７０、９８は増分電流制御回路、７２はダイオード、７３はトランジスタ（バイパス回路）、９６はトランジスタ（第１の定電流回路）、９７はトランジスタ（第２の定電流回路）、１０１はトランジスタ（スイッチ回路）、１０２は開閉制御回路である。

Claims

差動対を構成する差動入力トランジスタと、
電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により前記差動入力トランジスタのうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタについて、その差動入力トランジスタに流れる電流の有無を示す電流検出信号を出力する電流検出回路と、
前記電流検出回路が前記遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていることを検出しているときには前記差動対に対し所定の動作電流を供給し、前記電流検出回路が前記遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないことを検出しているときには前記差動対に対し前記所定の動作電流よりも大きい動作電流を供給する電流供給回路とを備え、
前記電流供給回路は、
前記差動対に対し前記所定の動作電流を出力する第１の定電流回路と、
前記所定の動作電流に対する増分動作電流を出力する第２の定電流回路と、
前記電流検出信号に基づいて前記第２の定電流回路から前記差動対への増分動作電流の供給を制御する増分電流制御回路とを備え、
前記増分電流制御回路は、
前記第２の定電流回路と前記差動対との間に順方向に接続されたダイオードと、
前記電流検出信号に応じて、前記第２の定電流回路から出力される増分動作電流を前記ダイオードと前記差動対を迂回させて流すバイパス回路とから構成されていることを特徴とするオペアンプ。
前記バイパス回路は、前記電流検出信号に応じてオンするとともに前記ダイオードに対し逆方向電圧を与えるトランジスタから構成されていることを特徴とする請求項１記載のオペアンプ。
差動対を構成する差動入力トランジスタと、
電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により前記差動入力トランジスタのうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタについて、その差動入力トランジスタに流れる電流の有無を示す電流検出信号を出力する電流検出回路と、
前記電流検出回路が前記遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていることを検出しているときには前記差動対に対し所定の動作電流を供給し、前記電流検出回路が前記遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないことを検出しているときには前記差動対に対し前記所定の動作電流よりも大きい動作電流を供給する電流供給回路とを備え、
前記電流供給回路は、
前記差動対に対し前記所定の動作電流を出力する第１の定電流回路と、
前記所定の動作電流に対する増分動作電流を出力する第２の定電流回路と、
前記電流検出信号に基づいて前記第２の定電流回路から前記差動対への増分動作電流の供給を制御する増分電流制御回路とを備え、
前記増分電流制御回路は、
前記第２の定電流回路と前記差動対との間に接続されたスイッチ回路と、
前記電流検出信号に基づいて前記スイッチ回路の開閉を制御する開閉制御回路とから構成されていることを特徴とするオペアンプ。
前記スイッチ回路はＭＯＳトランジスタから構成され、
前記開閉制御回路は、前記電流検出信号を入力として前記ＭＯＳトランジスタのオンオフ状態を制御するロジック回路から構成されていることを特徴とする請求項３記載のオペアンプ。
前記差動入力トランジスタに対する能動負荷を備え、
前記電流検出回路は、前記遮断側の差動入力トランジスタと前記能動負荷との間に設けられたカレントミラー回路により構成され、そのカレントミラー回路の出力電流を前記電流検出信号とすることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載のオペアンプ。
非遮断側の差動入力トランジスタと前記能動負荷との間にカレントミラー回路からなる補償回路を備えていることを特徴とする請求項５記載のオペアンプ。
前記電流供給回路が、前記電流検出回路を構成する前記カレントミラー回路の出力電流に基づいて前記動作電流の供給を制御可能な範囲内において、前記電流検出回路および前記補償回路を構成する前記カレントミラー回路の出力電流がより小さくなるようにそのミラー比が設定されていることを特徴とする請求項６記載のオペアンプ。
差動対を構成する差動入力トランジスタと、
電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により前記差動入力トランジスタのうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタについて、その差動入力トランジスタに流れる電流の有無を示す電流検出信号を出力する電流検出回路と、
前記電流検出回路が前記遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていることを検出しているときには前記差動対に対し所定の動作電流を供給し、前記電流検出回路が前記遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないことを検出しているときには前記差動対に対し前記所定の動作電流よりも大きい動作電流を供給する電流供給回路と、
前記差動入力トランジスタに対する能動負荷とを備え、
前記電流検出回路は、前記遮断側の差動入力トランジスタと前記能動負荷との間に設けられたカレントミラー回路により構成され、そのカレントミラー回路の出力電流を前記電流検出信号とすることを特徴とするオペアンプ。
前記電流供給回路は、
前記差動対に対し前記所定の動作電流を出力する第１の定電流回路と、
前記所定の動作電流に対する増分動作電流を出力する第２の定電流回路と、
前記電流検出信号に基づいて前記第２の定電流回路から前記差動対への増分動作電流の供給を制御する増分電流制御回路とを備えていることを特徴とする請求項８記載のオペアンプ。
非遮断側の差動入力トランジスタと前記能動負荷との間にカレントミラー回路からなる補償回路を備えていることを特徴とする請求項８または９記載のオペアンプ。
前記電流供給回路が、前記電流検出回路を構成する前記カレントミラー回路の出力電流に基づいて前記動作電流の供給を制御可能な範囲内において、前記電流検出回路および前記補償回路を構成する前記カレントミラー回路の出力電流がより小さくなるようにそのミラー比が設定されていることを特徴とする請求項１０記載のオペアンプ。
前記第２の定電流回路は、トランジスタまたは抵抗により構成されていることを特徴とする請求項１ないし７、９のいずれか一項に記載のオペアンプ。