JP6882374B2

JP6882374B2 - 制約ｉｓｉ比を用いる低電力チップ間通信の方法および装置

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Publication number: JP6882374B2
Application number: JP2019106254A
Authority: JP
Inventors: ホルマティアリ; ショクローラヒアミン; ウルリッヒロジャー
Original assignee: カンドウラボズソシエテアノニム
Priority date: 2014-02-02
Filing date: 2019-06-06
Publication date: 2021-06-02
Anticipated expiration: 2035-02-02
Also published as: JP6317474B2; JP2018121362A; EP3100424B1; US20150341193A1; CN105993151B; US9100232B1; WO2015117102A1; KR20160117505A; US10348436B2; US20150222458A1; EP3100424C0; JP2017506048A; US11683113B2; JP6538916B2; EP4236217A3; CN110266615B; CN110266615A; KR102299815B1; CN105993151A; EP4236217A2

Description

本発明は、一般には通信の分野に関し、より詳細にはデバイス内およびデバイス間で情報を運ぶ能力がある信号の送信と受信に関する。

本出願は、２０１４年２月２日に出願されたAli HormatiおよびAmin Shokrollahi両氏による“Method for Code Evaluation using ISI Ratio”と題する米国特許仮出願第６１／９３４，８０３号明細書の優先権を主張し、その開示内容は、そのすべてが参照により本明細書に組み込まれる。

以下の参考文献は、そのすべてが参照により本明細書に組み込まれる。
２０１０年５月２０日に出願されたHarm CronieおよびAmin Shokrollahi氏らによる“Orthogonal Differential Vector Signaling”と題する特許出願第１２／７８４／４１４号の米国特許公開２０１１／０２６８２２５号明細書、（以後［Cronie Ｉ］）。
２０１１年２月１７日に出願されたHarm Cronie、Amin ShokrollahiおよびArmin Tajalli氏らによる“Methods and Systems for Noise Resilient,Pin-Efficient and Low Power Communications with Sparse Signaling Codes”と題する米国特許出願第１３／０３０，０２７号明細書、以後［Cronie II］と識別される。

２０１４年１月１７日に出願されたJohn Fox、Brian Holden、Peter Hunt、John D Keay、Amin Shokrollahi、Richard Simpson、Amant Singh、Andrew Kevin John Stewart、およびCiuseppe Surace氏らによる“Chip-to-Chip Communication with Reduced SSO Noise”と題する米国特許出願第１４／１５８，４５２号明細書、以後［Fox Ｉ］と識別される。

２０１４年２月１１日に出願されたJohn Fox、Brian Holden、Peter Hunt、John D Keay、Amin Shokrollahi、Richard Simpson、Andrew Kevin John Stewart、およびRoger Ulrich氏らによる“Methods and Systems for High Bandwidth Chip-to-Chip Communications Interface”と題する米国特許出願第１４／１７８，０５１号明細書、以後［Fox II］と識別される。

２０１３年３月１５日に出願されたBrian Holden、Amin ShokrollahiおよびAmant Singh氏らによる“Methods and Systems for Skew Tolerance in Advanced Detector for Vector Signaling Codes for Chip-to-Chip Communication”と題する米国特許出願第１３／８４２，７４０号明細書、以後［Holden Ｉ］と識別される。

２０１３年６月２３日に出願されたAmin Shokrollahi氏による“Vector Signaling with Reduced Receiver Complexity”と題する米国特許仮出願第６１／８３９，３６０号明細書、（以後［Shokrollahi Ｉ］と識別される）。

２０１３年６月２３日に出願されたAmin Shokrollahi氏による“Vector Signaling Codes with Reduced Receiver Complexity”と題する米国特許仮出願第６１／８３９，３６０号明細書、以後［Shokrollahi II］と識別される。

２０１４年２月２８日に出願されたAmin Shokrollahi、Brian Holden、およびRichard Simpson氏らによる“Clock Embedded Vector Signaling Codes”と題する米国特許仮出願第６１／９４６，５７４号明細書、以後［Shokrollahi III］と識別される。

２０１４年７月１０日に出願されたAmin ShokrollahiおよびRoger Ulrich氏らによる“Vector Signaling Codes with Increased Signal to Noise Characteristics”と題する米国特許仮出願第６２／０１５，１７２号明細書、以後［Shokrollahi IV］と識別される。

２０１３年５月１３日に出願されたRoger UlrichおよびPeter Hunt氏らによる“Circuits for Efficient Detection of Vector Signaling Codes for Chip-to-Chip Communications using Sums of Differences”と題する米国特許出願第１３／８９５，２０６号明細書、以後［Ulrich Ｉ］と識別される。

２０１４年７月２１日に出願されたRoger UlrichおよびAmin Shokrollahi氏らによる“Bus Reversible Orthogonal Differential Vector Signaling Codes”と題する米国特許仮出願第６２／０２６，８６０号明細書、以後［Ulrich II］と識別される。

２０１４年６月２５日に出願されたRoger Ulrich氏による“Multilevel Driver for High Speed Chip-to-Chip Communications”と題する米国特許出願第１４／３１５，３０６号明細書、以後［Ulrich III］と識別される。

通信システムにおいて、目標は、情報をある物理的場所から別の物理的場所に移送することである。典型的には、この情報の移送が信頼でき、高速でありそして最小量のリソースを消費することが望ましい。１つの共通情報転送媒体は、接地または他の基準電位に相対的な単一のワイヤ回路か、または接地または他の基準電位に相対的な複数のワイヤ回路に基づくことができる、シリアル通信リンクである。一般的な例は、シングルエンドシグナリング（「ＳＥＳ」）を使用する。ＳＥＳは、１つのワイヤに信号を送ることによって、およびレシーバにおいて固定された電位に相対的な信号を測定することによって動作する。シリアル通信リンクはまた、互いの関係で使用される複数の回路に基づくこともできる。後者の一般的な例は、差動シグナリング（「ＤＳ」）を使用する。差動シグナリングは、信号を１つのワイヤに、反対の信号を対のワイヤに送ることによって動作する。信号情報は、接地または他の基準電位に相対的なそれらの絶対値よりはむしろ、ワイヤ間の差で表される。

ＤＳを介してピン効率を高めながら、ＤＳの望ましい性質を維持する多数のシグナリング方法が存在する。ベクトルシグナリングは、シグナリングの方法である。ベクトルシグナリングでは、複数の信号のそれぞれは、独立している場合もあるが、複数のワイヤ上の複数の信号は、集合的と見なされる。集合的信号のそれぞれは、コンポーネントと呼ばれ、複数のワイヤの数は、ベクトルの「次元」と呼ばれる。いくつかの実施形態において、ＤＳペアの場合のように、一方のワイヤ上の信号は、他方のワイヤ上の信号に完全に依存するので、場合によっては、ベクトルの次元は、複数のワイヤの厳密なワイヤの数の代わりに、複数のワイヤ上の信号の自由度の数を指す場合もある。

ベクトルシグナリングコードの適した任意のサブセットは、そのコードの「サブコード」を示す。そのようなサブコードは、それ自体をベクトルシグナリングコードにすることができる。２値ベクトルシグナリングでは、ベクトルの各コンポーネントまたは「シンボル」は、２つの可能な値のうちの１つをとる。非２値ベクトルシグナリングでは、各シンボルは、３以上の可能な値の組からの選択である値を有する。すべてのシンボルを表すのに要求されるすべての値の組は、コードの「アルファベット」と呼ばれる。従って、例として、２値ベクトルシグナリングコードは、少なくとも２つの値から成るアルファベットを要求する一方、３値ベクトルシグナリングコードは、少なくとも３つの値から成るアルファベットを要求する。物理信号として通信媒体で送信される場合、シンボルは、特にその媒体に適切な物理値で表される。例として、一実施形態において、１５０ｍＶの電圧は、「＋１」シンボルを表し、５０ｍＶの電圧は、「−１」シンボルを表す一方、別の実施形態において、「＋１」は８００ｍＶで表され、「−１」は−８００ｍＶで表される。

ベクトルシグナリングコードは、本明細書で説明するように、同じＮ長のベクトルの集まりＣであり、コードワードと呼ばれる。ＣのサイズとＮ長との二進対数の比は、ベクトルシグナリングコードのピン効率と呼ばれる。［Cronie Ｉ］、［Cronie II］、［Fox Ｉ］、［Shokrollahi Ｉ］、［Shokrollahi II］および［Shokrollahi III］の直交差動ベクトルシグナリング(Orthogonal Differential Vector Signaling)またはＯＤＶＳは、ベクトルシグナリングコードの例であり、説明を目的として本明細書で使用される。

シンボル間干渉（ＩＳＩ）は、システムを通じて以前に送られたシンボルの残留効果による、レシーバで復号化されるシンボルの歪みである。この効果は、主に下層の通信チャネルの性質に起因し、特性を制限して高速通信または低エラー通信を妨げることが多い。ＩＳＩに脆弱なチャネルの周知の例は、マルチパス干渉を有する無線通信および有線システムの帯域制限チャネルを含む。ＩＳＩ劣化が決定論的であるので、現在のシンボルを復号化してその埋め込み情報を取得しようと試みる前に、ＩＳＩの影響をキャンセルすることが賢明である。場合によっては、構成上組み合わさる以前に送ったシンボルのシーケンスは、現在のシンボルの検出境界に対するそれらのインパクトを最大にする。このような最悪のシンボルパターンは通常、システムのターゲットのエラーレートと比較して高い確
率で起こるので、それらの影響およびそれらの破壊的振る舞いを定量化して最小にする方法が通信システムの設計における大きな関心事である。そのような問題のあるパターンのアドホック識別とは別に、通信システム性能に対するＩＳＩのインパクトを評価するための信頼できる測定基準もなければ、そのような影響を緩和するためのチャネルまたは符号化修正を示唆する測定基準もない。

ＩＳＩの問題に対処する１つのやり方は、ＩＳＩが無い(ISI-free)等価チャネルをレンダリングするイコライザを使用することである。イコライザは、各シンボル間隔で送信されるデータがシステムを通じて送られる他のシンボルから（理想的に）独立するようなやり方でチャネルを反転することを試みる機能的な処理ブロックまたは回路である。シリアライザ−デシリアライザ（ＳｅｒＤｅｓ）設計において、ＦＩＲ（有限インパルス応答フィルタリング）とＣＴＥ（連続時間線形イコライザ）の２つはそれぞれ、システムのトランスミッタとレシーバ側で使用される周知の線形等化方法である一方、ＤＦＥ（決定フィードバック等化）は、レシーバ側の非線形等化方法である。トムリンソン−原島プリコード方法などの他の等化方法も当業者には周知である。そのようなプリコーディングは、トランスミッタの等化に等価であることが多い。一方、イコライザは、複雑さ、電力消費、およびキャリブレーション要件の実装の観点から、特にマルチギガビットの通信システムにおいて高価になる。従って、通信システム性能に対するＩＳＩのインパクトを正確に反映する測定基準と、効率的な、高性能のやり方でＩＳＩの影響を緩和するチャネル処理解決策の測定基準の両方が必要とされる。

米国特許第７，０５３，８０２号明細書米国特許第８，６４９，４６０号明細書

データおよび任意に集積回路デバイス間のクロック信号を移送するベクトルシグナリングコードの効率的な通信装置を説明する。より高速の通信速度、より低いシステム電力消費、および実装の複雑さの削減が可能となる、本明細書で「ＩＳＩ比」と呼ばれる新しい測定基準に基づいてそのような装置およびそれらに関連するコードを設計する方法を説明する。

発明に従った通信システムの実施形態を示す図である。１シンボル当たり１ビットを送る２つのワイヤ上の差動シグナリングの事例を示す図である。１シンボル当たり２ビットを送る２つのワイヤ上のＰＡＭ−４シグナリングの事例を示す図である。本明細書のシミュレーションに使用される例示的なチャネルのパルス応答を示す図である。Ｐ３レシーバの第１の事例のＭＩＣ実施形態のアイダイアグラムを示す図である。Ｐ３レシーバの第２の事例のＭＩＣ実施形態のアイダイアグラムを示す図である。５ｂ６ｗコードレシーバの５つのサブチャネルのアイダイアグラムを示す図である。５ｂ６ｗコードレシーバの５つのサブチャネルのアイダイアグラムを示す図である。５ｂ６ｗコードレシーバの５つのサブチャネルのアイダイアグラムを示す図である。５ｂ６ｗコードレシーバの５つのサブチャネルのアイダイアグラムを示す図である。５ｂ６ｗコードレシーバの５つのサブチャネルのアイダイアグラムを示す図である。ＥＮＲＺコードレシーバの３つのサブチャネルのアイダイアグラムを示す図である。ＥＮＲＺコードレシーバの３つのサブチャネルのアイダイアグラムを示す図である。ＥＮＲＺコードレシーバの３つのサブチャネルのアイダイアグラムを示す図である。［Shokrollahi Ｉ］の４．５ｂ５ｗコードのアイダイアグラムを示す図である。［Shokrollahi Ｉ］の４．５ｂ５ｗコードのアイダイアグラムを示す図である。８ｂ８ｗコードのアイダイアグラムを示す図である。８ｂ８ｗコードのアイダイアグラムを示す図である。同じチャネルモデル経由でＮＲＺ、ＰＡＭ−４、およびＥＮＲＺシグナリングの性能を比較したグラフである。ＮＲＺのアイダイアグラムをこのチャネル上で一般に行われるシグナリング方法の例として示す図である。ＰＡＭ−４のアイダイアグラムをこのチャネル上で一般に行われるシグナリング方法の例として示す図である。グラスウイングレシーバのブロック図である。埋め込みクロックを回復するグラスウイングレシーバのブロック図である。等化の有無の両方で示した、式３の行列の行６で定義される入力重みを有するマルチ入力コンパレータの一実施形態の概略図である。等化の有無の両方で示した、式３の行列の行６で定義される入力重みを有するマルチ入力コンパレータの一代替実施形態の概略図である。等化の有無の両方で示した、式３の行列の行３で定義される入力重みを有するマルチ入力コンパレータの一実施形態の概略図である。ワイヤ入力の適した代替を用いて、それを式３の行列の行５のコンパレータを実施するために使用することもできる。等化の有無の両方で示した、式３の行列の行３で定義される入力重みを有するマルチ入力コンパレータの一代替実施形態の概略図である。ワイヤ入力の適した代替を用いて、それを式３の行列の行５のコンパレータを実施するために使用することもできる。等化の有無の両方で示した、式３の行列の行２で定義される入力重みを有するマルチ入力コンパレータの一実施形態の概略図である。ワイヤ入力の適した代替を用いて、それを式３の行列の行４のコンパレータを実施するために使用することもできる。グラスウイング５ｂ６ｗ送信ドライバの一実施形態のブロック図である。グラスウイング５ｂ６ｗ＿１０＿５送信ドライバの一実施形態のブロック図である。送信方法のフロー図である。受信方法のフロー図である。

図１は、ベクトルシグナリングコードを用いる発明に従った通信システムの実施形態を示している。本明細書でＳ₀，Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄と示した、トランスミッタ１１０へのソースデータは、ソースデータワード１００としてエンコーダ１１２に入る。ソースデータワードのサイズは、変わることがあり、ベクトルシグナリングコードのパラメータに応じて異なる。エンコーダ１１２は、システムが設計されるベクトルシグナリングコードのコードワードを生成する。動作中は、エンコーダ１１２によって作り出されるコードワードを使用して、ドライバ１１８内のＰＭＯＳトランスミッタとＮＭＯＳトランスミッタを制御する。ドライバ１１８は、通信チャネル１２０のＮ個の通信ワイヤ１２５のそれぞれで２、３またはそれより多い個別の電圧または電流を生成して、コードワードのＮ個のシンボルを表す。図１の実施形態において、ソースデータワードのサイズは、５ビットとして示され、コードワードのサイズは、６個のシンボルである。従って、通信チャネル１１０は、各ワイヤが１コードワードシンボルを移送する、６個の信号ワイヤ１２５から成ることを示している。符号化技術に精通したものは、このコードが６ブロック長（即ち、６個のシンボルの出力ワードを作り出す）および３２コードサイズ（即ち、５バイナリビットデータを符号化するために十分な、３２の個別のコードワードを有する）を有すると説明することもできる。

通信レシーバ１３０内で、検出器１３２は、ワイヤ１２５の電圧または電流を読み取り、増幅、周波数補償、およびコモンモード信号のキャンセルを含むこともある。本例において、本明細書でＲ₀，Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ₃，Ｒ₄と示した、受信結果１４０は、選択的デコーダ１３８を必要とせず、検出器１３２によって直接提供される。

容易に明らかであるように、異なるコードを異なるブロックサイズおよび異なるコードワードサイズと関連付けることができる。説明の便宜上および制限を伴わずに、図１の例は、６つのワイヤ経由の送信に５バイナリビット値、いわゆる５ｂ６ｗコードを符号化する能力があるＯＤＶＳコードを使用するシステムを示している。

どのベクトルシグナリングコードが使用されるかに応じて、デコーダがない、またはエンコーダがない、またはデコーダもエンコーダもないことがあり得る。例えば、［Cronie II］で開示された８ｂ８ｗコードの場合、エンコーダ１１２とデコーダ１３８の両方が存在する。一方、本例の５ｂ６ｗコードの場合、検出器１３２が受信結果１４０を直接生成するようにシステムを構成することができるので、明示的なデコーダは、必要ない。

通信トランスミッタ１１０と通信レシーバ１３０の動作は、通信システムが正しく機能することを保証するために完全に同期されなければならない。いくつかの実施形態において、この同期化は、トランスミッタとレシーバとの間で共有される外部クロックによって遂行される。他の実施形態では、シリアル通信に使用される周知のＢｉｐｈａｓｅ符号化、または本明細書で説明する他の方法に見られるような、データチャネルのうちの１または複数とクロック関数を組み合わせることができる。

（通信システムのシグナリング）
シグナリングは、通信チャネルを介して情報を送信する方法である。通信チャネルで搬送される物理量へのマッピング情報（典型的にはビットで表される）の任意の形式は、シグナリングと呼ばれる。好適実施形態において、通信チャネルで運搬される情報は、有限サポートの実数値関数を有する成形されたパルスを介して変調される。ワイヤに送信される信号は以下で表される。

ここにＣ₁は、Ｎ長（ワイヤの数に等しい）のコードワードベクトルであり、Ｔは、送信された１つの値を表すパルスの単位区間（ＵＩ）の時間長であり、Ｐは、変調に使用されるパルス波形を定義する区間［０，Ｔ］の関数である。コードワードＣ₁は、インスタンス毎に送られる情報を判定する。Ｃ₁が属する組の選択は、情報ビットとＣ₁との間のマッピングの選択と共に、シグナリング方法を判定する。

パルス振幅変調（ＰＡＭ）は、Ｃ₁が許容信号範囲内の等しい振幅間隔を表す値［-1, -1+2/(X-1), -1+4/(X-1), …, 1-4/(X-1), 1-2/(X-1), 1］のうちの１つをとることができるシグナリングの方法である。このタイプのシグナリングは、ＰＡＭ−Ｘシグナリングと呼ばれる。しばしば（ただし、これに限らない）Ｘは、２の冪であり、各Ｃ₁は、ｌｏｇ₂（Ｘ）（Ｘの二進対数）情報ビットを搬送する。多くの高速ＳｅｒＤｅｓアプリケーションにおいて、Ｘ＝２であって、Ｘ＝４，Ｘ＝８，またはＸ＝１６などの値が、さまざまな標準化団体において提案されている。

ＰＡＭ−Ｘシグナリングによって１単位区間当たりの送信ビットの比率がより高くなるが、ＰＡＭ−２よりもＩＳＩの影響を受けやすいことが当業者には周知である。これは、ＰＡＭ−Ｘシグナリングにおいて、遷移範囲（即ち、信号振幅の変化）がこれらの範囲をトラバースするために必要な異なる時間量を有することによってＩＳＩの増加が生じる可能性がより高いと誤解される事実に起因することが多い。この誤った前提に基づいて、２よりも大きいアルファベットのサイズを使用するどのシグナリン方法もＰＡＭ−２よりも多くＩＳＩを被ることもしばしば示唆されている。しかしながら、我々は後に、アルファベットのサイズが直接ＩＳＩにインパクトを与えないことを示す。

ベクトルシグナリングコードは、ここで説明するように、コードワードと呼ばれる、同じ次元Ｎのベクトルの集合Ｃ、マルチ入力コンパレータ（ＭＩＣ）と呼ばれる、次元Ｎのベクトルの第２の集合Λ、および各ドントケア(don’t care)がＣ_i，λペアであって、Ｃ_iがＣの要素およびλがΛの要素である「ドントケア」の組である。動作中は、Ｃの要素の座標は、有界であり、我々は、座標を−１から１までの実数で表すことを選ぶ。

動作中は、コードワードは、Ｃ_i，λがドントケアでないすべてのＭＩＣのλであるコードワードのスカラー積のベクトルによって一意に判定される。Ｃ_i，λペアがドントケアでないならば、Ｃ_iは、ＭＩＣのλにアクティブであると言える。

例を以下のように提供する：コードワードの集合Ｃは、ベクトル（１，０，０，−１）の配列から取得される１２ベクトルで構成され、ＭＩＣは、６つのベクトル

であり、ドントケアの組は、コードワードのＭＩＣのスカラー積がゼロとなるようなコードワードとＭＩＣとのペアである。言い換えれば、ドントケアは、ペア

である。

以下において我々は、ベクトルとして定義されるＭＩＣと、このベクトルに直交するすべてのポイントの組によって与えられる超平面として定義されるＭＩＣとの解釈を同じ意味で使用する。

ＩＳＩの問題は、システム内の訂正されずに残存するＩＳＩにあまり敏感でないやり方でデータをどのように転送するかを判定する意図によるシグナリングのこうした観点から調べられる。信号の検出が信号値と固定基準との比較または互いの信号との比較を用いて実現される状況において、ＩＳＩ感受性は主に、ワイヤ自体で観察される信号レベルではなく、これらのコンパレータの出力において観察される信号レベルで判定されることが示されている。我々は、ＩＳＩノイズの影響を使用されるシグナリングおよび検出方法の関数として定量化するために役立つ測定基準である、ＩＳＩ比（ISI-Ratio）の概念を導入する。我々は、この概念を使用してＩＳＩノイズにロバストであるベクトルシグナリング方法を設計し、この手法を確認するシミュレーション結果を示す。

（マルチ入力コンパレータを使用するレシーバ）
［Holden Ｉ］で説明したように、係数ａ₀，ａ₁，…，ａ_m-1を有するマルチ入力コンパレータまたはＭＩＣの実施形態は、回路の入力を複数の信号導体および出力からのベクトル（ｘ₀，ｘ₁，…，ｘ_m-1）として受け取る論理和回路である。

ここに（ｘ₀，…，ｘ_m-1）は、論理和回路の信号の重みベクトルである。多くの実施形態において、望ましい出力は、二進値であり、従って、値Ｒｅｓｕｌｔは、アナログコンパレータまたは二値決定出力を生成する信号スライサ回路などによりスライスされる。これは一般的な使用事例であるため、この回路の俗称は、用語「コンパレータ」に含まれるが、他の実施形態は、加算結果をＰＡＭ−３またはＰＡＭ−４スライサに適用して３値(ternary)または４値(quaternary)出力を取得することができるか、または実際には、後で計算するために式２のアナログ出力を保持することができる。

（行列表記法で記述されるレシーバ）
数学的に、コードレシーバを備えるマルチ入力コンパレータの組は、入力ベクトル（ｘ₀，ｘ₁，…，ｘ_m-1）の連続要素、即ち、ベクトルシグナリングコードを搬送する複数の信号導体またはワイヤ入力に対応する行列の列と、特定のマルチ入力コンパレータおよびその出力を定義するベクトルに対応する行列の各行とを有する、行列表記法を使用して簡潔に説明することができる。この表記法において、行列要素の値は、その行のマルチ入力コンパレータによってその列の入力値に適用される重みベクトルまたはスケール因子の組に対応する。

式３の行列は、そのようなコードレシーバを備えるマルチ入力コンパレータの１つの組を説明する。

この実施形態において、６列の行列で表された６つの入力ワイヤは、行２−６で表された５つのマルチ入力コンパレータによって処理される。後で説明する目的で、１番目の行は、すべて「１」の値から成り、６×６の正方行列を作成する。

本明細書で使用されるように、式３の行列のような行列Ｍは、Ｍ^TＭ＝Ｄであれば、つまり行列とその転置との積が、その対角上でのみ非ゼロ値を有する対角行列であれば、「直交」と呼ばれる。これは、結果が恒等行列、即ち、１に等しい対角値を有することが要求される、一般に使用される定義よりも弱い定義である。行列Ｍを正規化して従来のより強い直交性要件を満たすことができるが、後で説明するようにこのような正規化は、必要ないし、実際には望ましくない。

機能的に、直交性は、マルチ入力コンパレータを表す行の重みのベクトルが他のすべての行に直交であること、およびマルチ入力コンパレータを表す各行の和がゼロになることを要求する。これは、コンパレータの出力も直交である（従って独立している）ことを伴うので、それらの出力は、本明細書ではベクトルシグナリングコード通信システムの「サブチャネル」として説明される、個別の通信モードを表す。

このモード解釈を所与として、行列の最初の行は、送信媒体経由のコモンモード通信チャネルを表すと見なされる。実際のシステムにおいてレシーバがコモンモード除去を有することが望ましいので、１番目の行をすべて「１」の値に設定して、各ワイヤがこの１つの行に入力するコモンモードの寄与を最大限にする。定義により行列のすべての行が直交であるので、コモンモード信号によって影響が与えられる行が他にない（即ち、レシーバ出力がない）ということになる。このようなコモンモード除去を有する実施形態は、それらの記述行列の１番目の行に対応する物理的コンパレータを実装する必要がない。

混乱を避けるために、サブチャネルで搬送される信号を表す状態変更を含む、ＯＤＶＳシステムのすべてのデータ通信は、全チャネル経由のコードワードとして伝達されることに留意されたい。実施形態は、本明細書および［Holden Ｉ］と［Ulrich Ｉ］とで教示されるように、コードワードへの入力値の特定のマッピングに関連し、それらのマッピングを特定の検出器結果と相関させることができるが、そうした相関は、物理的通信媒体自体のパーティション、サブ区分、またはサブチャネルと混同されるべきでない。同様に、ＯＤＶＳサブチャネルの概念は、例示的な実施形態による特定のＯＤＶＳコード、トランスミッタ実施形態、またはレシーバ実施形態に限定されない。内部状態を維持するエンコーダおよび／またはデコーダも発明に従って実施形態のコンポーネントにすることができる。サブチャネルを個々の信号で、または複数の信号によって伝達されるステートで表すことができる。

［Shokrollahi II］は、本明細書で説明するように利用することができる直交行列を構築する方法を説明する。

（レシーバ行列に対応するＯＤＶＳコードの生成）
［Cronie Ｉ］および［Cronie II］で説明されているように、直交差動ベクトルシグナリングコードは、入力変調ベクトルの形式（０，ａ₁，ａ₂，…，ａ_n）と行列Ｍとを乗じた生成行列によって構築することができる。最も簡単な事例において、このベクトルの各ａ_iは、単一の値の正または負、例として±１であり、１ビットの送信情報を表す。

Ｍをシステムのさまざまな通信モードを記述すると解することを所与として、行列とこのような入力ベクトルとの乗算は、そのベクトルのａ_iによるさまざまなモードの励起を備え、ゼロ番目のモードは、全く励起しないコモンモード送信に対応することが容易に分かる。コモンモードで放出される送信エネルギーは、ほとんどの実施形態に不必要でもあり無駄でもあることが当業者には明らかであろう。しかしながら、発明に従った少なくとも１つの実施形態において、通信チャネルを介してノンゼロバイアスまたはベースライン値を提供するためにコモンモード期間の非ゼロ振幅が使用される。

この方法を使用して生成されるコードのさまざまなコードワードが、さまざまな直交通信モードの線形結合を表すことも分かる。課せられる付加的な制約がなければ（例えば、実装を有利にするために）、この方法は結果として、Ｎ個のワイヤ経由でＮ−１個の個別のサブチャネルを伝達する能力があるシステムとなり、典型的には、Ｎ−１ビット／Ｎワイヤシステムとして実施される。符号化された値を表すために必要な離散コードワード値の組はいわば、コードのアルファベットであり、このようなアルファベット離散値の数は、そのアルファベットのサイズである。

さらなる例として、この方法によって式３の行列から生成されるコードを表１に示す。

容易に観察されるように、このコードのアルファベットは、値＋１，＋１／３，−１／３，−１で構成され、従ってこれは、４値コードである（例えば、４つのアルファベットのサイズを有する）。このコードは後に、本明細書では５ｂ６ｗまたは「グラスウイング（Glasswing）」コードとして説明され、それに対応する式３の受信行列は、「グラスウイングレシーバ」として説明される。

（サブチャネル上の情報のタイミング）
ＯＤＶＳ通信システムは、データ入力の各組み合わせを符号化された送信として伝達しなければならず、そのような符号化された送信のレートは必然的に、通信媒体の容量によって制約されるので、送信されるデータの変更レートは、コードワードの送信レートがサンプリング間隔を表すナイキスト限界内でなければならない。一例として、バイナリクロックまたはストローブ信号は、１コードワード送信当たりに１クロックエッジしかなければ、ＯＤＶＳサブチャネルに送信される。

ＯＤＶＳエンコーダおよびそれに関連するラインドライバの実施形態は、データ入力の任意の変更に応答して、非同期的に動作することができる。他の実施形態は、一例として、単一の高速出力ストリームを作り出すデータ処理の複数のフェーズを組み合わせるために内部タイミングクロックを利用する。このような実施形態において、コードワードのすべての要素の出力は、本質的に同時であり（論理遅延または他の実装制約がない）、従って、コードのサブチャネルに移送されるストローブまたはクロック信号は、レシーバにおいてデータ位置合わせクロック(data-aligned clock)（例えば、同じコードの他のサブチャネルのデータエッジに同時に発生するそのデータの遷移エッジを用いる）として示される。このようなデータ位置合わせクロックを、本発明と共にデータのサブチャネルのサンプリングを開始するのに適した、遅延またはアイの中心位置合わせ（center-of-eye-aligned）クロックに変換する方法は、当技術分野では周知である。このような方法は、固定の時間遅延、調整可能な時間遅延、遅延ロックループなどの導入を含むことができる。

（ＩＳＩ比）
ＩＳＩ比は、通信システムにおけるシンボル間干渉のシグナリングスキームの感度の測定である。それはある意味で、訂正されずに残存するＩＳＩに起因するシグナリングスキームの低下に対する測定である。

上記の定義を定式化するために、Ｎ個の通信ワイヤを有すると仮定する。各単位区間（以後ＵＩと呼ぶ）において、エンコーダは、（送られるビットに基づく）Ｎ長のＫ個可能なコードワードから１つを選び、ドライバは、コードワードの座標値に比例する電圧／電流を作って、それらの値でワイヤを駆動する。制限を伴わずに、我々は、この例において長方形のパルス波形Ｐ_tを各ワイヤの値に使用すると仮定する。コードワードは、レシーバに向かってチャネル上を進む。レシーバ側では、ワイヤ値は、イコライザおよび可能性としてＲｘフロントエンドのゲインステージを通過することができ、およびこれらの新しい値は、コンパレータネットワークにおいて（可能性として）複数の線形方法で組み合わされ、決定値の組に到る。以前に論じたように、コンパレータは、ワイヤ値の線形結合をとり、およびそれらを固定基準と比較するか、またはワイヤ値の他の線形結合と比較することができる。レシーバコンパレータネットワークは、ＭＭＩＣを有する。ＭＩＣは、ワイヤ値の「アフィン線形形式」として便宜的に説明される。言い換えれば、各ＭＩＣに係数ａ₀，ａ₁，…，ａ_nの組が結び付く。動作中は、ＭＩＣの出力は、式ａ₀＋ａ₁ｘ₁＋…ａ_nｘ_nの符号であり、ここにｘ₁，…，ｘ_nはそれぞれ、ワイヤ１，…，Ｎの値であり、−ａ₀は、対応する基準値である。我々は、その基準値が０ならば、ＭＩＣを「中心(central)」と呼ぶ。０でなければ、我々は、ＭＩＣを非中心(non-central)と呼ぶ。中心ＭＩＣ（Central MIC）は、線形形式の係数ベクトルとして、即ち、［ａ₀，ａ₁，…，ａ_n］として書き込まれることも多い。中心ＭＩＣは、２種類：基準でないＭＩＣと基準ＭＩＣから成る。基準でないＭＩＣは、その係数の和がゼロである、中心ＭＩＣである。

例えば、標準の差動シグナリングにおいて、ＭＩＣ係数は、結果が０と比較される単なるペア［＋１，−１］である。これは、中心が参照なしのＭＩＣである。ＰＡＭ−４シグナリングにおいて、同じＭＩＣが使用されるが、３つのＭＩＣのうち２つは、参照を有する。言い換えれば、最大信号値が１であれば、最小信号値は、−１であり、ＭＩＣは、以下の３つのアフィン線形形式によって与えられる。

一般に、ＭＩＣの一部の係数は、ゼロであり、この場合、それに対応する入力は、単に廃棄される。

時には、ＭＩＣをＮ次元ユークリッド空間の超平面と見なすことによる、ＭＩＣの幾何学的表示を使用することは有利である。そうなると、ＭＩＣは、そのＭＩＣを０と評価するすべてのベクトルの組で識別される。例えば、基準０のＭＩＣ［１，−１］の場合、超平面はちょうど、２次元ユークリッド平面の線分ｘ＝ｙである。我々は、しばしば、同じ意味でＭＩＣをそれらに対応するベクトルか、またはそれらに関連する超平面として識別する。この幾何学的表示において、ＭＩＣは、その超平面が原点(origin)を通過すれば、中心であり、通過しなければ、非中心である。

コードのＫ個のコードワードのそれぞれは、Ｎ次元ユークリッド空間のポイントとして解釈される。ＭＩＣのタスクは、ポイントを分離することである。２つのコードにドントケアでないＭＩＣは、ポイントがＭＩＣに対応する超平面の反対側に位置するならば、ポイントを分離する。

図２および図３は、１シンボル当たりそれぞれ１ビットと２ビットを送る２つのワイヤ上の差動シグナリングおよびＰＡＭ−４シグナリングの事例を示している。差動シグナリングの事例において、図２に示すように、超平面は、原点を通過する角度４５度の線であり、コードワードは、座標（１，−１）および（−１，１）のポイントである。これらのコードワードは、超平面によって分離され、そのコードワードは、超平面から等距離である。図３に示すように、ＰＡＭ−４シグナリングの場合、超平面は、原点を通過する角度４５度の線と、ベクトル（２／３，−２／３）と（−２／３，２／３）によるこの線の２つの変換である。コードワードは、ポイント（１，−１）、（１／３，−１／３）、（−１／３，１／３）および（−１，１）であり、ＭＩＣに垂直な線上に位置する。見て分かるように、ＭＩＣは、コードワードを分離する。

これより我々は、ＩＳＩ比の概念に基づいて設計された新しいシグナリング方法を示す。ＩＳＩ比は、コードワードの組Ｃに対し、ＭＩＣ λと定義される。Δ_mをＭＩＣ _mにアクティブである（即ち、そのＭＩＣにドントケアでない）コードワードインデックスの組とする。ＩＳＩ比を正確に定義するために、我々は、中心ＭＩＣ（超平面が原点を通過する）と非中心ＭＩＣ（ＰＡＭ−４シグナリングの２つのＭＩＣにあるように超平面が原点を通過しない）とを別個に区別する必要がある。

（中心ＭＩＣのＩＳＩ比の算出）
ｄ（Ｃ_k，ＭＩＣ_m）をコードワードＣ_kとＭＩＣ_mを表す超平面との間の距離とする。ＭＩＣ_mのＩＳＩ比は、以下のように定義される：

幾何学的に、ＩＳＩ比は、ＭＩＣ超平面にアクティブな任意のコードワードの最大距離とＭＩＣ超平面にアクティブな任意のコードワードの最小距離との比と見てよい。我々が上記の例のシグナリングの量を計算すると、以下の数を取得する：
差動シグナリング：
ＭＩＣのＩＳＩ比は１であり、
ＰＡＭ−４シグナリング：
真ん中の（中心である）ＭＩＣのＩＳＩ比は３である。

これらの値は、２つのコードポイントが最大／最小距離比である１を表す、ＭＩＣ平面から等距離である、図２の差動シグナリングの事例を調べることによって証明することができる。図３のＰＡＭ−４シグナリングにおいて、３：１の比は、中心のＭＩＣ平面に最も離れたコードワードポイントの距離と最も近いコードワードポイントの距離において示される。

ＩＳＩ比に基づくシグナリング設計に取り組む他の例を示す。

（非中心ＭＩＣのＩＳＩ比の算出）
ｄ（Ｃ_k，ＭＩＣ_m）をコードワードＣ_kと基準ＭＩＣ_mを表す超平面との間の距離とする。コードワードＣ_kと原点を通過するＭＩＣ_mのシフトバージョンとの間の距離をｄ（Ｃ_k，ＭＩＣ_m）で示す。そして非中心ＭＩＣ_mのＩＳＩ比は、以下のように定義される：

この数式によって、ＰＡＭ−４シグナリングの２つの非中心ＭＩＣのＩＳＩ比も３に等しい。従って、ＰＡＭ−４通信システムのすべてのＭＩＣのＩＳＩ比は３である。

（ＩＳＩ比および水平アイ開口）
ｋ個のコードワードＣ_k ｋ＝１，…，Ｋのそれぞれは、以下の式によって与えられるＭＩＣ_mの出力においてそれ自身のパルス応答を生成する。

システムにおいて無視できるクロストークがあり且つそのチャネルｈ_i，_i（ｔ）はすべて等しい（＝ｈ（ｔ））という仮定の下に、コードワードＫによってＭＩＣ_mの出力において生成されるパルス応答は、以下の式によって与えられる。

ここにＰ_h（ｔ）＝Ｐ（ｔ）＝ｈ（ｔ）は、すべての線形イコライザを含む、システムのパルス応答であり、ＭＩＣ_m（ｉ）は、ｍ番目のＭＩＣのｉ番目の座標であり、Ｃ_k（ｉ）は、コードワードＣ_kのｉ番目の座標である。ＭＩＣは中心であり、その係数は、それらの二乗の和が１に等しくなるように正規化され、その量

は、コードワードＫとＭＩＣ_mを表す中心の超平面との間の距離を表す。ＩＳＩ比は、任意の非ゼロ実数によるＭＩＣの非ゼロスカラー乗算の下で不変であることに留意されたい。従って、ＭＩＣを表すベクトルがノルム１を有する（即ち、それらの係数の二乗の和は１）と仮定することができる。

出力ＭＩＣ_mの出力における信号は、ＵＩ長（−Ｔ）の整数倍で時間シフトされたパルス応答Ｐ_m、k（ｔ）の重畳であり、コードワードの任意の選択による。ｔ₀はコードワードＣ₀の基準サンプリング時間であると仮定する。時間ｔ₀において、以下の式を得る。

中心ＭＩＣの場合、ＭＩＣ出力のレシーバアイ(eye)は、ｒ_m（ｔ）がｔ₀におけるその符号に対して符号を変更するサンプリング時間ｔに閉じられる。これは、ＭＩＣ出力のアイの水平開口を判定する。多くの通信システムの場合、レシーバにおいて非常に低い誤り検出率（例えば、１０^-12未満）を実現することが目標であり、従って、アイ開口を判定することができる最悪の場合のコードワードパターンである。最悪の場合のコードワードパターンは、検出されるコードワードが、ＭＩＣ_mを表す超平面に最も近いコードワード（Ｃ_min（ｍ）と呼ぶ）である場合、およびカーソルの前後のコードワードが、その超平面から最も離れた距離（Ｃ_max（ｍ）と呼ぶ）にある場合に起きる。これらのコードワードを選択し、我々は、以下の式を記述することができる：

サンプリングフェーズｔ₀を変更することによって、アイは、その期間

に符号が変更する度に閉じる。シグナリングスキームのＩＳＩ比が高くなるにつれて、我々が隣接するコードワードから見る残存ＩＳＩがより大きくなり、アイがより早く閉じる。所与のパルス応答Ｐ_h（ｔ）（チャネル、イコライザ、トランスミッタのパルス波形およびシステムのボーレートによって判定される）の場合、水平開口は、下層のシグナリングスキームのＩＳＩ比のみに依存することに留意されたい。ＩＳＩ比が高くなるにつれて、アイの水平開口がより小さくなる。

非中心シグナリングの場合、ｒｅｆ（ｍ）で示される、ＭＩＣの基準までの距離がアイの水平開口を判定する。従って、式８は、次のように変更される：

再度、水平アイ開口が下層のＭＩＣのＩＳＩ比によって唯一判定されることを示している。

（ＩＳＩ比測定基準に基づくシグナリング設計）
上記の論考に基づいて、我々は、ＩＳＩ比の概念に基づくシグナリングスキームを設計することができる。説明を目的として、例は、ワイヤライン送信システムの範囲から出されているが、限定を伴わない。

第１の例として、我々は、チャネル経由でｂビットの情報を送りたい。従って、我々のシグナリングスキームにおいて少なくとも２^bを有することを要求する。我々はまた、我々の設計において以下の考察も有する：
・次元Ｎは、チャネルのワイヤ（即ち、独立した通信要素またはサブチャネル）の数に等しい。

・コードワードは、トランスミッタの電圧振幅の制約のため、範囲［−１，１］にコードワードのすべての座標を有する。

目標は、コードワード、ＭＩＣ、およびドンケアのペアを見つけて、コードワードがこれらのＭＩＣによって区別されて、ＭＩＣの最大ＩＳＩ比が最小化されるようにすることである。以前の節で示したように、最高のＩＳＩ比を有するＭＩＣが支配し、それに対応するアイの水平開口が通信システム全体の誤り率を判定する。

次の例において、IEEE 802.3bj規格（www-dot-ieee802.org/3/100GCU/public/channel.htmlにオンライン掲載）に測定されるバックプレーンチャネル上の２ワイヤのＴＥ（www.te.com）によって提供される基準チャネルに基づくチャネル特性を有する、４ワイヤ送信ラインが使用される。そのように記述されたチャネル応答は、ワイヤ間のクロストークが除去された４ワイヤチャネルに拡大された。ボーレートは、１秒当たり８ＧＢａｕｄに固定される。トランスミッタにおいて０ｄＢから１２ｄＢまでの等化範囲および３タップフィルタを有する、連続時間線形イコライザ（ＣＴＬＥ）は、最良の水平アイ開口を取得するように最適化されたイコライザ設定を有することが想定された。結果として生じるパルス応答は、図４に示している。

このチャネルでよく行われているシグナリング方法の例として、図１２は、ＮＲＺ（スループット＝４Ｇｂｐｓ／ｗｉｒｅ、水平開口＝１０６．２ｐｓｅｃ）のアイダイアグラムを示し、図１３は、ＰＡＭ−４（スループット＝８Ｇｂｐｓ／ｗｉｒｅ、水平開口＝４０．０ｐｓｅｃ）シグナリングのアイダイアグラムを示す。

ベクトルシグナリングコード設計の第１の実施形態は、Ｐ３シグナリングと呼ばれ、４つのコードワード（１，０，−１）、（−１，０，１）、（０，１，−１）および（０，−１，１）を使用して、例示的なチャネルの３つのワイヤ経由で２ビットを送る。我々は、以下の２つの事例を考慮する。

事例１：我々は、ＭＩＣを（１、−１，０）と（０，１，−１）に選ぶ。４つのコードワード上の２つのＭＩＣの出力はそれぞれ、値１，−１，−１，１と値１，−１，２，−２である。２つのＭＩＣが互いに４つのコードワードを区別できることが検査から明らかである。第１のＭＩＣのＩＳＩ比は１（水平開口＝１０６．２ｐｓｅｃ）である一方、第２のＭＩＣのＩＳＩ比は２（水平開口＝６０ｐｓｅｃ）である。スループットは５．３３Ｇｂｐｓ／ｗｉｒｅである。アイダイアグラムは、図５に示している。

事例２：我々は、ＭＩＣを（１、−１，０）と（１／２，１／２，−１）に選ぶ。第２のＭＩＣの出力は、３／２，−３／２，３／２，−３／２となる。２つのＭＩＣはなおもコードワードを区別できるが、両方のＭＩＣ（両方のＭＩＣの水平開口＝１０６．２ｐｓｅｃ）のＩＳＩ比は１である。スループットは５．３３Ｇｂｐｓ／ｗｉｒｅである。アイダイアグラムは、図６に示している。

この例は、同じクロックレートに従う同じチャネル上で同じＩＳＩ比を有するＭＩＣがほぼ同じ水平アイ開口の結果をもたらすこと、およびＭＩＣの正しい選択が送信システムのシグナルインテグリティに不可欠であることを確認する。

シグナリング設計の第２の実施形態は、線形符号化を利用する。つまり、シグナリングスキームは、行列ベクトル積を用いて定義される。ベクトルは、送信されるビットを包含し、行列は、コードワードを生成するためにビットに適用される変換を定義する。このスキームにおいて、原理としてＮ個のワイヤ経由でＮ−１ビットを送ることができる。ビットを表すベクトルは、形式（０，±１，±１，…，±１）をとる。符号化行列は、１番目の行がすべて１であり、他のＮ−１行は、１番目の行に直交であり、残りの（Ｎ−１）次元の部分空間にわたる。従って、これは、本明細書で以前に説明したように、直交行列である。ＭＩＣ係数は、逆の符号化行列の対応するＮ−１列から簡単に見つかる。

直交行列に基づく線形符号化スキームの興味深い性質は、すべてのＭＩＣの出力が単に形式±１をとり、従って、ＩＳＩ比は、１になるように保証される。見て分かるように、この保証は、そのようなコードを使用する通信システム性能に深い影響を与える。

さらなる実施形態において、我々は、上記のＰ３を利用して、以下の、６つのワイヤ経由で５ビットを送るグラスウイング符号化行列を構築することができる。

およびＳ＝情報ビット（０，Ｓ₀，Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄）の行ベクトルは、正反対の重み（例えば、論理ビット０，１の±１、あるいは±１／３）を表し、ｗは、送信されるコードワードベクトル［ｗ₀，ｗ₁，ｗ₂，ｗ₃，ｗ₄，ｗ₅］である。±１の正反対の重みが使用されると、送信されるコードワードは次に、因子１／３で正規化され、結果として｛±１／３，±１｝の４値アルファベットを有するコードワードが生じる。さらに、式１３のサブチャネルコードワードの選択に起因して、最終的には送信されるコードワードを形成するサブチャネルコードの線形結合は、コードワード要素の削減されたアルファベットを提供する。つまり、サブチャネルコードベクトルの少なくとも１つは、正規化されていない大きさを有し、そこでの縮小アルファベット(reduced-alphabet)の行型の線形結合は、削減されたアルファベットを提供する。３つの非ゼロ要素を有するサブチャネルコードベクトルが、第２の非ゼロ要素と第３の非ゼロ要素のそれぞれの２倍の大きさの第１の非ゼロ要素を備え、第１の非ゼロ要素の位置は、１つのみの他のサブチャネルコードワードベクトルが非ゼロ要素を有する場合に位置合わせされることが分かる。

列がＭＩＣ係数を定義する逆行列は、適切な正規化を用いた式１３の行列Ａの単なる転置であり、式３として以前に説明した。スループットは、６．６６Ｇｂｐｓ／ｗｉｒｅである。このスキームのアイダイアグラムは、図７Ａから図７Ｅに示している。すべてのＭＩＣの水平開口は、１０６．２ｐｓｅｃである。式１３の６つのワイヤ経由の５ビットまたは５ｂ６ｗ、式３のＭＩＣ行列、および表１のコードワードは、本明細書では「グラスウイング」コードと呼ばれる。

シグナリング設計の第３の実施形態も線形符号化を利用し、アンサンブルＮＲＺまたはＥＮＲＺと呼ばれる。ＥＮＲＺの完全な説明は、［Cronie Ｉ］に示している。ＥＮＲＺは、“ｐｅｒｍ”が係数のすべての置換を意味する８つのコードワードの形式±ｐｅｒｍ（１，−１／３，−１／３，−１／３）と、３つのＭＩＣの形式（１／２，−１／２，１／２，−１／２）、（１／２，１／２，−１／２，−１／２）および（１／２，−１／２，−１／２，１／２）を有し、１単位区間当たり４つのワイヤ経由で３ビットを送ることができる。符号化行列は、４×４のアダマール行列のスケールバージョンである：

最終値が−１と１との間に制約されるようにスケール因子１／３が選択される。スループットは、６Ｇｂｐｓ／ｗｉｒｅである。ＥＮＲＺシグナリングのアイダイアグラムは、図８Ａから８Ｅに示している。３つのＭＩＣの水平開口は、１０６．２ｐｓｅｃである。

第４の実施形態は、異なるＩＳＩ比を有する異なるＭＩＣならびにＭＩＣのアクティブでないコードワードを包含する性質を有する、ベクトルシグナリングコード設計である。コードのこのカテゴリは、設計者が同じスループットを有し且つすべてのＩＳＩ比が等しいコードと比較してより少ない数のＭＩＣを有するコードを提供できるようする。さらに、以下の例に見るように、より小さいＩＳＩ比を有するＭＩＣは概して、より高いＩＳＩ比を有するＭＩＣと比較してより多いワイヤで線形結合を行うＭＩＣである。これらのＭＩＣがより水平な開口を提供するので、より多いワイヤを線形結合に関係させると、この性質によってこれらのＭＩＣに高いスキューを許容するようになる。この設計戦略の例は、“ｐｅｒｍ”が係数のすべての置換を意味する、２４つのコードワードの形式±（ｐｅｒｍ（１，１，０，１）｜−１）を有するコードを説明している、［Shokrollahi Ｉ］から引用される。このコードは、各単位区間に５つのワイヤ経由で４．５ビットを送ることができる。このスキームにおいて７つのＭＩＣがあり、最初の６つはすべて、最初の４つのワイヤ間の一対比較であり、すべてＩＳＩ比２を有する。最後のＭＩＣは、係数（１／４，１／４，１／４，１／４，−１）を有し、ＩＳＩ比１を有する。スループットは、７．２Ｇｂｐｓ／ｗｉｒｅである。図９Ａと９Ｂのアイダイアグラムは、より広い水平開口を有する最後のＭＩＣ（図９Ｂ、水平開口＝１０６．２ｐｓｅｃ）とより高いＩＳＩ比を有する一対のコンパレータＭＩＣ（図９Ａ、水平開口＝６２．５ｐｓｅｃ）との比較を示す。

最後の例示的実施形態は、１３個のＭＩＣを使用して８つのワイヤ経由で８ビットを送るコードである。コードワードは、“ｐｅｒｍ”が係数のすべての置換を意味する、形式±（ｐｅｒｍ（１，１，０，−１）｜ｐｅｒｍ（−１，１，０，１））をとる。ＭＩＣは、最初の４つのワイヤ上の６対のコンパレータ、２番目の４つのワイヤ上の６対のコンパレータ、および１つのＭＩＣ（１，１，１，１，−１，−１，−１，−１）／４である。最後の入力ＭＩＣは、１のＩＳＩ比を有する一方、一対のコンパレータのそれぞれは、２のＩＳＩ比を有する。スループットは、８Ｇｂｐｓ／ｗｉｒｅである。アイダイアグラムは、図１０Ａと１０Ｂに示している。ＩＳＩ比１を有するＭＩＣは、１０６．２ｐｓｅｃの水平開口（図１０Ｂ）を有する一方、ＩＳＩ比２を有するＭＩＣは、６２．５ｐｓｅｃの水平開口（図１０Ａ）を有する。

これらの実施形態を直接比較できるようにするため、我々は、以前に説明したＥＮＲＺ、ＮＲＺおよびＰＡＭ−４シグナリングスキームの水平アイ開口を算出し、その後水平アイ開口の関係をスループットの関数としてプロットする。同じスループットを取得するために要求されるボーレートがこれらのシグナリングスキームのそれぞれに対して異なるので、スループット値は、比較のために正規化される。

その結果は、図１１のグラフで示している。ＮＲＺとＥＮＲＺを比較すると、両方のＩＳＩ比は、１に等しい一方、ＥＮＲＺのボーレートは、ＮＲＺのボーレートの２／３である。ＰＡＭ−４とＥＮＲＺを比較すると、ＥＮＲＺのボーレートは、ＰＡＭ−４の４／３であるが、そのＩＳＩ比は、３倍小さい。従って、最も低いＩＳＩ比を有する実施形態である、ＩＳＩ比１を有するＥＮＲＺが、スループット範囲にわたる全体の勝者であり、低いＩＳＩ比は、良好な通信システム性能の予測因子であることを示している。

（サブチャネルゲインの正規化）
表１のコードおよび式３の行列によって定義されるレシーバの数値解析を遂行すると、行列行１、３および５で定義されるコンパレータは、出力値±２／３を出すのに対し、行列行２および４で定義されるコンパレータは、出力値±１を出すことが分かる。差動シグナリングと比較した垂直アイ開口の損失は、従って、２０^*ｌｏｇ₁₀（３）＝〜９．５ｄＢである。この出力レベルの変動は、対角行列Ｍ^TＭ＝Ｄの非ユニティ値が対応するサブチャネルの非ユニティゲインを表しているとする、受信行列の直交性の定義を我々が緩めた結果である。当業者には明らかであるように、行列の正規化（即ち、対角値が１になるようにその要素をスケールする）は結果として、システムがすべてのサブチャネルにわたって一定のユニティゲインを有することになる。しかしながら、個別に正規化された多数の係数値が、多くの場合に無理数値を含み、実際のシステムで実施することが難しいので、このような周知の正規化方法は、次善の実施形態を導くことになる。

少なくとも１つの実施形態は、実装に便利な係数値を用いた式３に例示されるように、正規化されていない行列を保持し、その代わりに、さまざまなサブチャネルを変調する入力信号の振幅を修正することによってサブチャネル振幅の変動を補償する。例えば、８つのサブチャネルがユニティゲインを有し１つのサブチャネルが０．８ゲインを有する仮設システムは、最終的には後者の出力によって制限されるＳＮＲになる。従って、最後のサブチャネルの送信入力を｛＋１，−１｝ではなく｛＋１，２，−１，２｝に増加することによって対応するチャネル出力を上げる。あるいは、すべてのチャネルが要求される送信電力を少なくして出力レベルが等しくなるように、他のすべてのサブチャネルの入力を｛＋０．８，−０．８｝に削減することによって対応するチャネル出力を下げる。

しかしながら、この補償技術は、コストを掛けないことはできない。［Shokrollahi IV］で教示されるように、このやり方による入力ベクトルの修正は、チャネル経由でコードワードを伝達するために必要なアルファベットサイズ（従って、トランスミッタが生成しなければならない個別の信号レベルの数）の増加につながる。［Shokrollahi IV］は、結果として要求されるアルファベットサイズの最小限度の拡大でサブチャネルの出力に近いマッチングとなる適切な変調振幅を選択する数値方法を教示する。

［Shokrollahi IV］によって教示されるプロシージャを適用すると、グラスウイングの最適な開始コードの組は、（１，７／８，１／２，１／４，１／８，−１／８，−１／４，−１／２，−７／８，−１）によって与えられるサイズ１０のアルファベットを有する対応するコードを用いて（０，±３／８，±１／４，±３／８，±１／４，±３／８）になるように算出される。結果となるコードワードは、表２に示され、本明細書では５ｂ６ｗ＿１０＿５コードと呼ばれる新しいコードを有する。これらの信号レベルを生成するドライバの一実施形態は、図２２に示されている。各ドライバスライス１０１０は、要求される１０つの個別の出力レベルを出すために組み合わせを可能にする各スライス上の複数のドライバ要素を用いて、１つのワイヤ出力信号を出す。

このコードを用いて、式３にあるようなすべてのコンパレータは、出力値±３／４を出す。修正されていない５ｂ６ｗコードと比較した垂直アイ開口の増加は、２０^*ｌｏｇ₁₀（（３／４）／（２／３））＝〜１ｄＢである。５ｂ６ｗ＿１０＿５の終端電力は、修正されていない５ｂ６ｗコードの送信電力のおよそ８８％であるため、より小さい送信電力においてさえ、５ｂ６ｗ＿１０＿５は、部分的に改善された垂直アイ開口につながる。しかしながら、この改善をもたらす実装コストは、複雑さを増す。すならち、１ワイヤ当たり４つのシンボル値でなく１０個のシンボル値の中から選ぶことができる内部表現にデータを符号化するトランスミッタ内と、４ではなく１０の個別の出力レベルを生成することができるラインドライバ内の複雑さを増す。このようなトランスミッタの実施形態は、式３の行列で定義されたどのグラスウイングレシーバとも完全に互換性があるであろう、そしてラインドライバの電力が修正されていない５ｂ６ｗのトランスミッタドライバの電力よりも少ないことが要求されるであろう。この概ね不利なコスト／利益トレードオフの理由で、グラスウイングトランスミッタのほとんどの実施形態は、コスト効果が高い、修正されていない５ｂ６ｗの信号レベルを利用することが期待され、５ｂ６ｗ＿１０＿５修正を組み込んだ代替実施形態は、修正されていない実施形態と透過的に交換され得るおよび／または相互運用され得る。

（基本的グラスウイングレシーバ）
式３の行列で定義されたグラスウイングレシーバの実施形態は、図１４に示している。６つの入力ワイヤは、ｗ₀からｗ₅までであり、５つのサブチャネル出力は、Ｓ₀からＳ₅までである。ここで使用される描画方法(drawing convention)において、複数入力コンパレータ２１０から２５０までの入力のそれぞれは、各ＭＩＣを定義する式３の行によって定義されるように、最終結果出力へのその入力の相対的寄与を表す、重みによって識別される。従って、２１０および２３０は、それぞれが等しい１つの正入力と１つの負入力および反対の重みを有する、従来のデュアル入力差動コンパレータを示すことができる。コンパレータ２２０と２４０はそれぞれ、それぞれが正値の合計の２分の１に寄与する、２つの正入力と全負値に寄与する１つの入力とを有する。コンパレータ２５０は、それぞれが正値の合計の３分１に寄与する、３つの入力と、それぞれが負値の合計の３分１に寄与する、３つの入力とを有する。

式３の行列の２行から６行に対応する５つのマルチ入力コンパレータの実施形態は、［Holden Ｉ］の拡大された差動ペア設計または［Ulrich Ｉ］の代替設計を使用することができる。いくつかの実施形態において、連続時間線形等化（ＣＴＬＥ）もまたマルチワイヤコンパレータのステージに組み込まれる。グラスウイングを共に使用するのに適したトランジスタレベルの回路図は、［Shokrollahi IV］で説明され、本明細書では図１６から図２０が例として提供される。各設計は、統合ＣＴＬＥの有無の両方で示され、適用可能な場合、代替実施形態が示されている。

図１６の実施形態またはその代替実施形態の図１７は、図１４のコンパレータ２５０として使用するのに適している。図１８の実施形態またはその代替実施形態の図１９は、コンパレータ２２０として使用するのに適しており、コンパレータ２４０として使用される明白な代替の入力ｗ₀、ｗ₁、およびｗ₂とｗ₃、ｗ₄、およびｗ₅を有する。図２０の実施形態は、コンパレータ２１０として使用するのに適しており、コンパレータ２３０に対し、同じ代替の入力を有する。

一般的に、決定フィードバック等化（ＤＦＥ）技術は、チャネル長が典型的には小さく、および信号伝搬特性が良い、典型的なグラスウイングの実施形態において要求されない。制限を伴わないが、ＤＦＥおよび当技術分野で周知の他の方法として、記載の発明と直接的なやり方で組み合わせることができる。このような実施形態の少なくとも一部において、ＤＦＥは、受信したワイヤ信号上で遂行されないが、代わりにサブチャネル上で遂行される。そのような構成において、ＤＦＥ履歴および訂正計算は、ＤＦＥがワイヤ信号上で直接遂行される場合に要求されるように、４値（５ｂ６ｗ）または１０値（５ｂ６ｗ＿１０＿５）ワイヤ信号よりはむしろ２値信号値で遂行され得る。

（グラスウイングトランスミッタ）
通信チャネルの固有の特性および半導体デバイスを製造するために使用されるプロセスに応じて、さまざまな周知技術の解決策をグラスウイングトランスミッタに適用することができる。超短および／または中データレートのグラスウイングチャネルは、従来の電圧モードドライバを使用して最適に駆動される、ハイインピーダンスの「ＣＭＯＳのような」ポイントツーポイント相互接続を利用することができる。マッチしたインピーダンス終端を有するより高速および／または長チャネルは、好適には電流モードドライバを使用して駆動され得る。

要求されるマルチレベル出力ドライバは、当技術分野では周知であるデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換の専用インスタンスを表すことが当業者には明らかである。従って、抵抗チェーン、抵抗ラダー、定電圧または定電流の総和、または定電圧または定電流の中からの選択に基づくものを含む、Ｄ／Ａ変換の周知の方法のコーパスを本発明と関連して使用できる。規定は、所定の電圧または電流などの絶対値であってもよいし、または集積回路の供給電圧などの提供されるレベルに相対的または比例であってもよい。

［Ulrich III］の教示を使用する５ｂ６ｗトランスミッタの抵抗ソース終端ドライバの一実施形態を図２１に示している。各ドライバスライス９１０は、コードワードアルファベット＋１、＋１／３、−１／３および−１を表す、トランスミッタによって生成されなければならない４つの個別の出力レベルを出すために組み合わせを可能にする各スライス上の複数のドライバ要素を用いて、１つのワイヤ出力信号を出す。従って、当業者には明らかであるように、図２１のエンコーダの出力は、１ワイヤ当たり少なくとも４つのシンボルのアルファベットを表す出力値の選択ができるようにする、１ドライバスライス９１０当たり少なくとも２値のセレクタ信号から成る。より大きいアルファベットは、以前に説明したように、修正された変調値を利用することによってグラスウイング受信チャネルゲインの最適化に利用することができる。

ここで、少なくともより大きいアルファベットの組を表す出力値の選択を可能にするエンコーダとワイヤドライバとの間のセレクタ信号のより広範囲の組など、トランスミッタの付加的な複雑さの損失を伴う。複数の信号レベルを生成するドライバの一実施形態は、図２２に示されている。

有限インパルス応答フィルタリングなどの、周知の送信ドライバ等化技術は、実施形態の特定のチャネル特性およびシステム設計の目標のために要求される時、グラスウイングとの組み合わせにおいて使用できる。

一実施形態において、方法２３００は、図２３に対して説明される。ブロック２３０２において、情報ビットの組が受信される。ブロック２３０４において、エンコーダを用いて縮小アルファベットコードワードベクトルが生成される。エンコーダは、各サブチャネルコードベクトルの重み付けが一部、受信ビットの組の対応する情報ビットによって判定される対応する正反対の重みに基づく、サブチャネルコードベクトルの重み付けの和を形成する。さまざまな実施形態において、エンコーダは、直交符号化論理回路であり、および受信された情報ビットの組をそれぞれの縮小アルファベットコードワードベクトルにマッピングして、縮小アルファベットコードワードベクトルのセレクタ信号を出力することによって縮小アルファベットコードワードベクトルを生成する。セレクタ信号はその後、複数のラインドライバに提供される。複数のラインドライバのうちの各ラインドライバは、縮小アルファベットコードワードベクトルのセレクタ信号の一部を使用して、縮小アルファベットコードワードベクトル要素を表す、対応する電流または電圧を出力する。以前に説明したように、サブチャネルコードベクトルは、縮小アルファベットの重み行列を形成し、それらのベクトルはまた、互いに直交し、およびコモンモードベクトルに直交である。

ブロック２３０６において、縮小アルファベットコードワードベクトルは、複数のラインドライバを使用して送信される。特に、縮小アルファベットコードワードベクトルは、複数の縮小アルファベットコードワードベクトル要素を備え、および各縮小アルファベットコードワードベクトル要素は、複数のラインドライバのうちのそれぞれの１つによってマルチワイヤ通信バスのワイヤに送信される。いくつかの実施形態において、縮小アルファベットコードワードベクトル要素は、正規化された要素の組｛＋１，＋１／３，−１／３，−１｝の組から選択される。

方法２３００は、６ワイヤマルチワイヤ通信バスと共に使用される、５つのサブチャネルベクトルを有するシステムに使用することができる。正反対の重みは、正規化された要素の組｛＋１，−１｝の組から選択される。代替方法は、クロック信号に従って少なくとも１つのサブチャネルの正反対の重みを変調することができる。さらに、いくつかの実施形態において、電圧オフセットは、コモンモードサブチャネルベクトルに適用される一定の重みを含むようにモデル化される。

方法２４００は、図２４に対して説明される。ブロック２４０２において、信号の組は、マルチワイヤ通信バス経由で受信される。信号の組は、サブチャネルコードベクトルの正反対の重み付けの和から形成される縮小アルファベットコードワードベクトルを表す。ブロック２４０４において、複数のサブチャネルマルチ入力コンパレータは、複数のサブチャネル出力信号を生成する。複数のマルチ入力コンパレータのうちの各マルチ入力コンパレータは、サブチャネルコードベクトルに対応する入力重みベクトルを実装して、正反対の出力信号を出力する。ブロック２４０６において、情報ビットの組は、基準値に対する正反対の出力信号をスライスすることなどによる、それぞれの正反対の出力信号に基づいて判定される。一実施形態において、縮小アルファベットコードワードベクトル要素は、正規化された要素の組｛＋１，＋１／３，−１／３，−１｝に由来し、５つのサブチャネルマルチ入力コンパレータが存在し、およびマルチワイヤ通信バスは、６つのワイヤを備える。

（埋め込みクロックを有するグラスウイング）
図１５の実施形態は、図１４の基本的なグラスウイングレシーバを利用し、さらに１つのサブチャネルによって搬送される埋め込みクロック信号を組み込む。典型的には、クロックをサブチャネルに埋め込む場合、［Shokrollahi III］で教示されるように、クロックを搬送するために最高振幅チャネルが選ばれる。一般の設計手法として、この選択は一般的に、結果として最良のＳＮＲを有するクロックチャネルとなり、従って、最もクリーンな出力結果となる。

しかしながら、実際の実施形態のさまざまなグラスウイングチャネルにわたって見られる適度のゲイン変動を用いると、その基準に基づくクロックの特定のサブチャネルを選択するための重要な実行動機（practical motivation）がない。図１５の実施形態において、式３の行列の最終行で定義されたサブチャネルは、そのシンメトリとしてクロックを搬送するように指定され、実行した実施形態の遅延特性は、従来のクロック／データリカバリ回路の遅延サンプルの振る舞いとの統合を促すことが分かった。そのような回路の一例は、クロックエッジ検出器３８２、固定された調整可能なまたはＤＬＬ制御の時間遅延３８５、およびサンプルホールドまたは等価データサンプラ３８８から成る、３８０として示している。

（実施形態）
一実施形態において、方法は、情報ビットの組を受信することと、サブチャネルコードベクトルの重み付けの和を形成するエンコーダを用いて縮小アルファベットコードワードベクトルを生成することであって、各サブチャネルコードベクトルの重み付けは、受信されたビットの組の対応する情報ビットによって判定される対応する正反対の重みの一部に基づいており、およびサブチャネルコードベクトルが、縮小アルファベットの重み行列を形成し、および互いに直交し、およびコモンモードベクトルに直交であることと、複数のラインドライバを使用して縮小アルファベットコードワードベクトルを送信することであって、縮小アルファベットコードワードベクトルは、複数の縮小アルファベットコードワードベクトル要素を備え、および各縮小アルファベットコードワードベクトル要素は、複数のラインドライバうちのそれぞれの１つによってマルチワイヤ通信バスのワイヤに送信されることとを備える。

一実施形態において、エンコーダは、直交符号化論理回路であり、および縮小アルファベットコードワードベクトルを生成することは、受信された情報ビットの組をそれぞれの縮小アルファベットコードワードベクトルにマッピングすることと、縮小アルファベットコードワードベクトルのセレクタ信号を出力することとを含む。

一実施形態において、縮小アルファベットコードワードベクトルのセレクタ信号は、複数のラインドライバに提供され、複数のラインドライバのうちの各ラインドライバは、縮小アルファベットコードワードベクトルのセレクタ信号の一部を使用して縮小アルファベットコードワードベクトル要素を表す、対応する電流または電圧を出力する。

一実施形態において、サブチャネルコードベクトルの少なくとも１つは、正規化されていない大きさを有し、および縮小アルファベットの行型の線形結合は、削減されたアルファベットを提供する。

一実施形態において、縮小アルファベットコードワードベクトル要素は、正規化された要素の組｛＋１，＋１／３，−１／３，−１｝から選択される。５つのサブチャネルベクトルがあり、およびマルチワイヤ通信バスは、６つのワイヤを備える。

一実施形態において、正反対の重みは、正規化された要素の組｛＋１，−１｝の組から選択される。一実施形態において、少なくとも１つのサブチャネルの正反対の重みは、クロック信号に従って変調される。

一実施形態において、変調されていないコモンモードサブチャネルベクトルは、電圧オフセットを提供するために含まれる。

一実施形態において、３つの非ゼロ要素を有するサブチャネルコードベクトルは、第２の非ゼロ要素と第３の非ゼロ要素のそれぞれの２倍の大きさの第１の非ゼロ要素を備え、および第１の非ゼロ要素の位置は、１つのみの他のサブチャネルコードワードベクトルが非ゼロ要素を有する場合に位置合わせされる。

一実施形態において、方法は、マルチワイヤ通信バス経由で信号の組が受信されることであって、その信号の組が、サブチャネルコードベクトルの正反対の重み付けの和から形成される縮小アルファベットコードワードベクトルを表すことと、複数のサブチャネルマルチ入力コンパレータを使用して複数のサブチャネル出力信号を生成することであって、複数のマルチ入力コンパレータのうちの各マルチ入力コンパレータは、サブチャネルコードベクトルに対応する入力重みベクトルを実装することと、正反対の出力信号を出力することと、それぞれの正反対の出力信号から情報の組を判定することとを備える。

一実施形態において、方法は、情報ビットの設定が複数の信号スライサを使用して行われることを判定できる。一実施形態において、縮小アルファベットコードワードベクトル要素は、正規化された要素の組｛＋１，＋１／３，−１／３，−１｝に由来し、および５つのサブチャネルマルチ入力コンパレータがあり、およびマルチワイヤ通信バスは、６つのワイヤを備える。

一実施形態において、装置は、情報ビットの組を受信するための複数の信号導体と、サブチャネルコードベクトルの和を形成することによって縮小アルファベットコードワードベクトルを生成する信号導体に接続されたエンコーダであって、各サブチャネルコードベクトルの重み付けが、受信されたビットの組の対応する情報ビットによって判定される対応する正反対の重みの一部に基づいており、およびサブチャネルコードベクトルは、縮小アルファベットの重み行列を形成し、および互いに直交しおよびコモンモードベクトルに直交である、エンコーダと、縮小アルファベットコードワードベクトルを送信するための複数のラインドライバであって、縮小アルファベットコードワードベクトルは、複数の縮小アルファベットコードワードベクトル要素を備え、および各縮小アルファベットコードワードベクトル要素が、複数のラインドライバうちのそれぞれの１つによってマルチワイヤ通信バスのワイヤに送信される、複数のラインドライバとを備える。

一実施形態において、エンコーダは、受信された情報ビットの組をそれぞれの縮小アルファベットコードワードベクトルにマッピングし、および縮小アルファベットコードワードベクトルのセレクタ信号を出力する論理回路をさらに備える。

一実施形態において、装置は、縮小アルファベットコードワードベクトルのセレクタ信号を複数のラインドライバに提供するためのワイヤ接続を含み、複数のラインドライバのうちの各ラインドライバは、縮小アルファベットコードワードベクトルのセレクタ信号の一部を使用して縮小アルファベットコードワードベクトル要素を表す、対応する電流または電圧を出力する。

一実施形態において、エンコーダは、要素の組｛＋１，＋１／３，−１／３，−１｝を備える縮小アルファベットを作り出すように構成される。マルチワイヤ通信バスは、５つのサブチャネルコードベクトルの組を送信する６つのワイヤを備える。一実施形態において、エンコーダは、要素の組｛＋１，−１｝から正反対の重みを選択するように構成される。

エンコーダは、クロック信号に従って少なくとも１つのサブチャネルコードベクトルを変調するように構成される。エンコーダは、変調されていないコモンモードサブチャネルベクトルを提供することによって電圧オフセットを提供するように構成される。

一実施形態において、装置は、信号の組を受信するように構成されたマルチワイヤ通信バスであって、信号の組は、サブチャネルコードベクトルの正反対の重み付けの和から形成される縮小アルファベットコードワードベクトルを表す、マルチワイヤ通信バスと、複数のサブチャネルマルチ入力コンパレータであって、複数のマルチ入力コンパレータのうちの各マルチ入力コンパレータは、サブチャネルコードベクトルに対応する入力重みベクトルを実装し、および正反対の出力信号を出力する、複数のサブチャネルマルチ入力コンパレータと、それぞれの正反対の出力信号から情報ビットの組を判定するように構成された複数の信号スライサとを備える。

一実施形態において、装置は、正規化された要素の組｛＋１，＋１／３，−１／３，−１｝から選択される縮小アルファベットコードワードベクトル要素を受信でき、および５つのサブチャネルマルチ入力コンパレータが存在し、およびマルチワイヤ通信バスは、６つのワイヤを備える。

さらなる実施形態において、診断ツールは、複数の候補コードワードを受信することと、複数のマルチ入力コンパレータのそれぞれに対し、アクティブコードワードの最小距離から原点を通りマルチ入力コンパレータの超平面までにわたる、マルチ入力コンパレータの超平面に対するアクティブコードワードの最大距離の比を算出することと、解析のために、各中心マルチ入力コンパレータの比率をエクスポートすることとを備える方法を使用して提供される。さらに、超平面は、オフセットを包含することができ、シフトされ、そしてその比率は、アクティブなコードワードからシフトされた超平面までの最大距離とアクティブなコードワードからシフトされた超平面までの最小距離との比である。

本明細書で提示された例は、ベクトルシグナリングコードをポイントツーポイントのワイヤ通信に使用することを示している。説明を目的として、第１の送信デバイスと第２の受信デバイスとの間の相互接続は、一方向のシグナリングネットワークとして説明している。しかしながら、これを決して、説明した発明の範囲を限定するものと見るべきでない。この適用において開示された方法は、シグナリング方向を交代する（即ち、半二重通信）か、または別個のトランスミッタとレシーバとの間の同時通信を両方向で（即ち、全二重通信）提供する能力があるネットワークに同等に適用可能である。同様に、説明した発明の２以上のインスタンスは、個々の埋め込みクロックを有する個々のインスタンス、またはコモンクロックを共有する２以上のインスタンスと共に、より広範囲のデータワードを並行して伝達するおよび／またはより高い全通信帯域幅を提供するために基本的に使用されてよい。光および無線通信を含む他の通信媒体は、説明したワイヤ相互接続よりはむしろ同様に使用することができる。従って、「電圧」または「信号レベル」など、本明細書の記述用語は、「光強度」、「ＲＦ変調」その他など、他の測定システムの等価を含むように考慮されなければならない。本明細書で使用されるような、用語「物理信号」は、情報を運ぶ能力がある物理現象の適した任意の振る舞いおよび／または属性を含む。物理信号は、明示的または非一過性であってよい。

Claims

ベクトルシグナリングコードのコードワードのシンボルのセットを受信するステップであって、各シンボルは、マルチワイヤバスのそれぞれのワイヤを介して受信される、該ステップと、
アナログ出力のセットを生成するステップであって、各アナログ出力は、前記コードワードの前記シンボルのセットの対応するシンボルのサブセットのそれぞれの線形結合として形成され、それぞれのマルチ入力コンパレータ（ＭＩＣ）によって形成された前記線形結合は、前記対応するシンボルのサブセットを受信し、前記それぞれの線形結合は、前記ベクトルシグナリングコードの複数の互いに直交するサブチャネルコードベクトルのそれぞれのサブチャネルコードベクトルに関連付けられ、前記対応するシンボルのサブセット内のシンボルの数は、前記それぞれのサブチャネルコードベクトル内の非ゼロ要素の数に対応し、前記アナログ出力のセットのうちの少なくとも２つのアナログ出力は、異なるシンボルの数を有するシンボルのサブセットの線形結合から生成される、該ステップと、
前記アナログ出力のセットから情報ビットのセットを生成するステップと、
を備えたことを特徴とする方法。
前記情報ビットのセットを生成することは、それぞれの信号スライサ回路を使用して、各アナログ出力をスライスすることを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
少なくとも１つのアナログ出力は、ＰＡＭ−３スライサを使用してスライスされることを特徴とする請求項２記載の方法。
少なくとも１つのアナログ出力は、ＰＡＭ−４スライサを使用してスライスされることを特徴とする請求項２記載の方法。
各サブチャネルコードベクトルは、コモンモードベクトルに直交することを特徴とする請求項１記載の方法。
前記アナログ出力のセットは、等しい出力レベルを有することを特徴とする請求項１記載の方法。
前記ベクトルシグナリングコードは、４値アルファベットを有することを特徴とする請求項１記載の方法。
ベクトルシグナリングコードのコードワードのシンボルのセットを受信するように構成された複数のマルチ入力コンパレータ（ＭＩＣｓ）であって、各シンボルは、マルチワイヤバスのそれぞれのワイヤを介して受信され、前記複数のＭＩＣＳの各ＭＩＣは、前記コードワードの前記シンボルのセットのシンボルのそれぞれのサブセットを受信し、アナログ出力のセットのそれぞれのアナログ出力を生成するように構成され、前記それぞれのアナログ出力は、前記シンボルのそれぞれのサブセットのそれぞれの線形結合として形成され、前記それぞれの線形結合は、前記ベクトルシグナリングコードの複数の互いに直交するサブチャネルコードベクトルのそれぞれのサブチャネルコードベクトルに関連付けられ、前記シンボルのそれぞれのサブセット内のシンボルの数は、前記それぞれのサブチャネルコードベクトル内の非ゼロ要素の数に対応し、前記アナログ出力のセットのうちの少なくとも２つのアナログ出力は、異なるシンボルの数を有するシンボルのサブセットの線形結合から生成される、該複数のマルチ入力コンパレータ（ＭＩＣｓ）と、
前記アナログ出力のセットから情報ビットのセットを生成するように構成されたコンパレータと
を備えたことを特徴とする装置。
前記コンパレータは、それぞれの信号を使用して、各アナログ出力をスライスするように構成されたスライサ回路を含むことを特徴とする請求項８記載の装置。
前記スライサ回路は、少なくとも１つのアナログ出力をスライスするように構成されたＰＡＭ−３スライサを含むことを特徴とする請求項９記載の装置。
前記スライサ回路は、少なくとも１つのアナログ出力をスライスするように構成されたＰＡＭ−４スライサを含むことを特徴とする請求項９記載の装置。
各サブチャネルコードベクトルは、コモンモードベクトルに直交することを特徴とする請求項８記載の装置。
前記アナログ出力のセットは、等しい出力レベルを有することを特徴とする請求項８記載の装置。