JP6181769B2 - 絶縁検出器及び電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、負荷、例えばモータの絶縁が劣化又は地絡したことを検出する絶縁検出器及び該絶縁検出器を有する電気機器に関する。

電気機器の絶縁材は通常経年劣化するので、その劣化を監視して対処することが望ましく、絶縁破壊による漏電は漏電遮断機により防止すべきであり、絶縁性の低下を監視して絶縁破壊を予見し、未然に防ぐことができればそれが好ましいといえる。また、漏電遮断機は装置から対地への漏れ電流を検出することが可能であるが、絶縁材の劣化による絶縁抵抗の変化はわずかであるため、この変化を測定することは困難である。例えば、工場の生産現場で用いられる工作機械には、複数のモータ、例えば主軸モータ及びサーボモータが用いられているが、モータの筐体とコイルとの間の絶縁材は経年劣化する。このような工作機械では、通常は、モータの絶縁の劣化により大きな漏れ電流が流れると、系統電源に接続された漏電遮断機が作動して装置全体が停止する。この場合、装置が突然停止するため生産に与える影響が大きく、且つ漏電の原因箇所の特定が難しく、復旧にも時間がかかる。このため、装置若しくは負荷、例えばモータの対地若しくは筐体への絶縁抵抗の劣化を精度よく検出する機構、又は絶縁抵抗を定期的に検出してその劣化を予知し、装置の予防保全ができる機構が必要とされている。

特許文献１には、平滑コンデンサ(capacitor)に蓄えられた電圧で負荷に電流を流すが、その電流を検出するのではなく、平滑コンデンサの電圧の変化を監視し、その時定数から絶縁抵抗を算出する技術が開示されている。特許文献１に開示する技術では、測定対象が微弱な電流ではなく、ノイズ(noise)が生じにくいコンデンサの電圧変化であるため、ノイズに強い高精度な測定が可能だと考えられる。

特許文献２には、「安価にモータの絶縁劣化を予知できるモータ駆動装置を得る」ことを課題とし、「接地Ｇ２されたモータ１０のハウジング、モータコイル、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、リレー接点Ｋ１、ダイオードＤ４，Ｄ５，Ｄ６、交流電源１、接地Ｇ１の閉回路をモータ駆動アンプ８が動作しないときに、リレー接点Ｋ１をオンして形成する。これにより、この閉回路には交流電源１の対地間電圧が印加される。モータ１０の絶縁抵抗が高いときには、閉回路に流れ電流は小さく、抵抗Ｒ１による電位差は小さい。モータの絶縁が劣化すると、漏洩電流が増加し抵抗Ｒ１の電位差がツェナーダイオードで決まる基準電圧を越えると、比較機３２から出力信号が出され、フォトカプラ３５から信号が出力されて制御装置１１の表示器に、絶縁抵抗低下を表示する。簡単で、安価にモータの絶縁劣化を予知し漏電等による突然の運転停止を防止できる」モータ駆動装置が開示されている。特許文献１に開示された技術では、工作機械のモータの絶縁抵抗を駆動する機器の側から測定している。

特開昭６０−７８３５９号公報 特開２００５−１６９５８号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来の技術によれば、平滑コンデンサは電圧を安定化させるために設けられているものであり、その容量値は一般に非常に大きな値である。一方で、測定対象である絶縁抵抗の抵抗値も非常に大きな値である。そうすると、電圧変化の時定数τ＝Ｒ×Ｃは、非常に長い時間になる。そのため、地絡のような小さい抵抗値は測定可能であるが、絶縁抵抗のように抵抗値が大きい場合には非常に長時間を要することになる、という問題があった。

また、通常、電気機器の停止時に放電するように、平滑コンデンサには並列に放電抵抗が設けられていることが多いが、この方法では放電抵抗よりも抵抗値がはるかに大きいため、絶縁抵抗の抵抗値を測定することができない、という問題があった。

また、予防保全の観点からは、電気機器自体の動作には問題を生じない程度の絶縁抵抗値のわずかな変化をも検知することを要し、例えば１００ＭΩの高い絶縁抵抗でも、測定が可能であることを要する。

また、上記特許文献２に記載された従来の技術によれば、インバータ及びモータを停止した状態で、整流後のＮ母線とインバータ出力であるモータの巻き線とを、抵抗を介して接続し、Ｎ母線の電圧を測定用の抵抗器とモータの絶縁抵抗により分圧する。そのため、抵抗にかかっている電圧を測定することでモータの絶縁抵抗を測定することができるが、受電交流電源の接地方法によっては測定ができなくなるという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷又は機器の対地又は筐体への絶縁抵抗を高精度に簡易な構成で検出又は測定することができる絶縁検出器を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源と負荷との間に配され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の後段に接続されて前記負荷を駆動するインバータと、を含む電気機器のＰ母線及びＮ母線のいずれか一方と、前記インバータと前記負荷とを接続する出力線との間にスイッチを介して接続される絶縁検出器であって、前記絶縁検出器は、検出抵抗と分圧抵抗とが直列に接続されて構成される抵抗器と、該抵抗器に並列接続されたコンデンサと、前記分圧抵抗で分圧された前記検出抵抗の電圧を検出することで前記絶縁検出器の両端の電圧値を測定する電圧検出器とを備え、前記電圧検出器で測定された前記絶縁検出器の両端の電圧値から、前記負荷と対地又は筐体との間の絶縁抵抗を前記交流電源から分断されることなく検出し、前記絶縁検出器の片端がＰ母線及びＮ母線のいずれか一方に接続され、前記インバータの動作中には、前記絶縁検出器の他端が前記スイッチを介して前記Ｐ母線及びＮ母線の他方に接続され、前記インバータを停止して前記絶縁抵抗の検出を行うときには、前記スイッチを切り替えて前記絶縁検出器の他端を前記インバータの出力線に切り替える構成であることを特徴とする。

本発明によれば、負荷又は機器の対地又は筐体への絶縁抵抗を高精度に簡易な構成で検出又は測定することができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１にかかる電気機器におけるコンデンサと機器内コンデンサの電圧の変化を示す図 実施の形態２にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態３にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態４にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態５にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態５にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態６にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態７にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態８にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態９にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１０にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１０にかかる電気機器におけるコンデンサと平滑コンデンサの電圧と、測定電圧の変化を示す図 実施の形態１０にかかる測定電圧の変化を示す図 実施の形態１１にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１２にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１３にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１４にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１４にかかる電気機器における測定電圧の変化を示す図 実施の形態１５にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１５にかかる絶縁抵抗測定について、その回路要素を単純に等価回路化して示す回路図 実施の形態１８にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態１９にかかる、直列接続された機器内コンデンサとコンデンサの電圧について、アンプを介して測定する態様を示す図 実施の形態２０にかかる、直列接続された機器内コンデンサとコンデンサの電圧について、アンプを介して測定する態様を示す図 実施の形態２１にかかる測定時の具体的なシーケンスを示す図 実施の形態２２にかかる測定時の具体的なシーケンスを示す図 実施の形態２３にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態２３にかかる測定時の具体的なシーケンスを示す図 実施の形態２４にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態２４にかかる測定時の具体的なシーケンスを示す図 実施の形態２５にかかる測定時の具体的なシーケンスを示す図 実施の形態２６にかかる測定時の具体的なシーケンスを示す図 実施の形態２７にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図 実施の形態２８にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態２８にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態２８において、交流電源と、整流回路と、平滑コンデンサと、負荷が接続された構成の一例を示す図 実施の形態２８において、交流電源と、整流回路と、平滑コンデンサと、負荷が接続された構成の一例を示す図 実施の形態２８において、交流電源と、整流回路と、平滑コンデンサと、負荷が接続された構成の一例を示す図 実施の形態２８にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態２８における図３４の回路構成の絶縁検出時の等価回路を示す図 実施の形態２８における図４０の等価回路における典型的な測定波形の一例である測定抵抗の両端の電圧波形の時間変化を示す図 実施の形態２９にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態３０にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態３０における図４３の回路構成の絶縁検出時の等価回路を示す図 実施の形態３０における図４４の等価回路における典型的な測定波形の一例である測定抵抗の両端の電圧波形の時間変化を示す図 実施の形態３１にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態３１にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態３２において測定時間を短縮する方法を示す図 実施の形態３３にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態３５において、測定が可能な絶縁抵抗と、浮遊容量との関係を示す図 実施の形態３６にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態３７にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図 実施の形態３７において、図５２における測定抵抗の両端の電圧波形の時間変化を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかる絶縁検出器及び電気機器を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態１の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。なお、図１では電気機器に絶縁検出器が備え付けられた構成としたが、本発明はこれに限定されず、絶縁検出器が電気機器に含まれていてもよい。図１では、系統電源１０から電気機器２０に電力が供給される。電気機器２０においては、駆動回路がモータ２４を駆動する。図１の構成は、電圧測定を機器内コンデンサの電圧と一緒に行う場合に特に適している。

系統電源１０は、三相交流電源１１を含み、三相交流電源１１と電気機器２０の間にはコンタクタ１２が配されている。

電気機器２０は、整流回路２１、機器内コンデンサ２２及びインバータ２３を備える。電気機器２０は、系統電源１０のコンタクタ１２を介して三相交流電源１１から三相交流を受電し、受電した三相交流を整流回路２１及び機器内コンデンサ２２によって直流に変換する。この直流電圧はインバータ２３によって交流電圧に変換され、変換された交流電圧によりモータ２４が駆動される。なお、直流電圧のマイナス電位側の母線をＮ母線と呼び、プラス電位側の母線をＰ母線と呼ぶ。

絶縁検出器３０は、コンデンサ３１と、電流経路形成スイッチであるスイッチ３２と、電圧検出部３３と、制御部３４と、出力部３５と、を備える。絶縁検出器３０は、電気機器２０のＮ母線と対地または筐体との間の絶縁抵抗を測定する。ここで、絶縁検出器３０内のコンデンサ３１としては小容量コンデンサを用いる。なお、以下の説明において、機器内コンデンサではなく、単にコンデンサと呼ぶ場合には、コンデンサ３１と同様に小容量コンデンサであるものとする。

なお、電圧検出部３３はコンデンサ３１の値を検出し、検出された値は制御部３４に送られる。

コンデンサ３１としては、機器内コンデンサ２２よりも小さい容量値、例えば、機器内コンデンサ２２の容量値の１０％以下のコンデンサを用いる。コンデンサ３１の一端はＰ母線に接続し、他端はスイッチ３２を介して対地または筐体に接続する。コンデンサ３１の容量値は、機器内コンデンサ２２の容量値に比して、絶縁抵抗の測定において無視できるほど小さくすればよい。

計測を行わない通常の状態では、スイッチ３２は開いている。計測を行う際には、まず電気機器２０を停止させる。通常の状態には、電気機器２０が負荷を駆動しているときを含む。

次に、電気機器２０の電位、つまりＰ母線及びＮ母線の電位を不定にするために、電位を固定している部分を切り離す。具体的には、コンタクタ１２を開く。すると、機器内コンデンサ２２には機器内コンデンサ２２に応じた電圧が蓄積された状態になる。この状態でスイッチ３２を閉じる。すると、機器内コンデンサ２２、コンデンサ３１、スイッチ３２、対地及び絶縁抵抗を含む電流経路が形成され、この電流経路内に電流が流れる。

機器内コンデンサ２２の容量をＣ_０、コンデンサ３１の容量をＣ_ｍとすると、直列合成容量Ｃ_ｍ’は下記の式（１）で表される。

ここで、一般に、機器内コンデンサ２２の容量Ｃ_０は電気機器２０の大きさにもよるが１〜１０ｍＦ程度とする。これに対して、コンデンサ３１の容量Ｃ_ｍを機器内コンデンサ２２の容量Ｃ_０の１０００分の１以下とすると、コンデンサ３１の容量Ｃ_ｍと機器内コンデンサ２２の容量Ｃ_０の直列合成容量Ｃ_ｍ’はＣ_ｍに近い値となる。最初に、機器内コンデンサ２２に電圧Ｖ_０で電荷が蓄積されていたとすると、絶縁抵抗の測定開始時、すなわち、スイッチ３２が閉じて電流経路が形成されてから長い時間が経過すると、機器内コンデンサ２２とコンデンサ３１の電圧が等しくなり、その電圧Ｖ_１は下記の式（２）で表される。

機器内コンデンサ２２の容量Ｃ_０は大きいので、電圧Ｖ_１は電圧Ｖ_０に近い値となる。つまり、測定開始してからのコンデンサ３１と機器内コンデンサ２２のコンデンサの電圧の変化は図２のようになる。機器内コンデンサ２２の容量Ｃ_０は大きいので、機器内コンデンサ２２の電圧はほとんど変化せず、電圧Ｖ_１は電圧Ｖ_０に近い値となる。一方で、コンデンサ３１の電圧は電圧Ｖ_１を目指して上昇する。コンデンサ３１の電圧Ｖ_Ｃｍの変化は下記の式（３）で表される。

ここでτは電圧変化の時定数であり、この場合は合成容量Ｃ_ｍ’と絶縁抵抗Ｒ_ｘの積であり、下記の式（４）で表される。

コンデンサ３１の電圧波形は図２に示すように時定数τで上昇していくが、ｔ＝τとなったときの電圧をＶ_２とすると、電圧Ｖ_２は下記の式（５）で表される。

ここでｅは自然対数の底である。つまり、電圧が電圧Ｖ_２に達した時間を測定すると、その時間がτ＝Ｒ×Ｃに等しくなる。この電圧の変化は上記の式（３）で表されるので、電圧Ｖ_２に相当する電圧値は適宜選択すればよい。例えば、電圧Ｖ_３を選択し、電圧が電圧Ｖ_３に達した時間を測定すると、このときの時刻を表す測定開始時からの時間τ’は、下記の式（６）で表される。

このようにして測定された時定数及びコンデンサ３１の容量Ｃ_ｍから、絶縁抵抗の抵抗Ｒ_ｘを求めることができる。

機器内コンデンサ２２には、通常、放電抵抗が並列に設けられているので時間が経過すると機器内コンデンサ２２の電圧は下がってしまう。そのため、本発明の絶縁抵抗のτに代表される測定時間は、これよりも短く、機器内コンデンサ２２の電圧が低下しない時間である必要がある。例えば、絶縁抵抗を機器内コンデンサ２２に並列に設けられた放電抵抗の１０倍以上とするには、コンデンサ３１は機器内コンデンサ２２の容量の１０％以下とする必要がある。好ましくは、絶縁抵抗を機器内コンデンサ２２の放電抵抗の１０００倍以上とし、コンデンサ３１は機器内コンデンサ２２の容量の０．１％以下とする。

このような条件から、コンデンサ３１の容量Ｃ_ｍは、容量Ｃ_０よりも小さくし、計測したいと考える絶縁抵抗の値Ｒ_ｘに対して、上記の式（４）から時定数τの値を例えば数秒以下とするなど、現実的な測定時間とし、この測定時間を機器内コンデンサ２２の放電時定数よりも短い時間とする。

制御部３４は、上記のようにして絶縁抵抗を測定し、これを初期値または設定された許容値と比較して異常判定を行う。制御部３４による判定の結果、異常であると判断された場合には、制御部３４は異常信号を出力部３５に送り、電気機器２０の管理者が出力部３５の出力結果を視認することにより絶縁抵抗が異常であるか否かを判定することができる。

ただし、本発明はこれに限定されず、制御部３４及び出力部３５は説明の便宜上図示したものであり、これらは必ず設けられていなければならないわけではない。

実施の形態２．
図３は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態２の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図３に示す絶縁検出器３０は、図１に示す絶縁検出器３０に対してコンデンサ３１の位置とスイッチ３２の位置を入れ換えたものであり、その他の構成は図１に示す絶縁検出器３０とすべて同じである。

図１では、コンデンサ３１の片端がＰ母線に接続され、コンデンサ３１の他端がスイッチ３２の片端に接続され、スイッチ３２の他端は対地または筐体に接続されているが、図３では、スイッチ３２の片端がＰ母線に接続され、スイッチ３２の他端がコンデンサ３１の片端に接続され、コンデンサ３１の他端は対地または筐体に接続されている。このように図３に示す構成としても図１に示す構成と同様に絶縁抵抗の測定が可能である。

実施の形態３．
図４は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態３の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図４に示す電気機器２０ａは、機器内コンデンサ２２と並列に接続された電池４１を有する。すなわち、電気機器２０ａは、その構成に二次電池である電池を含み、電気機器２０ａとしては電気自動車を例示することができる。

このように図４に示す構成としても図１に示す構成と同様に絶縁抵抗の測定が可能であるが、図４に示す構成においては、機器内コンデンサ２２の有無に関わらず、Ｐ母線とＮ母線の間の電圧は一定に維持されるため、上記の式（２）においてはＶ_１＝Ｖ_０となり、式（１）においてはＣ_ｍ’＝Ｃ_ｍとなる。

実施の形態４．
図５は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態４の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図５に示す絶縁検出器３０は、図１に示す絶縁検出器３０に対して、コンデンサ３１の接続位置をＮ母線側に変えたものであり、その他の構成は図１に示す絶縁検出器３０とすべて同じである。

図１では、コンデンサ３１の片端がＰ母線に接続され、コンデンサ３１の他端がスイッチ３２の片端に接続され、スイッチ３２の他端は対地または筐体に接続されているが、図５では、コンデンサ３１の片端がＮ母線に接続され、コンデンサ３１の他端がスイッチ３２の片端に接続され、スイッチ３２の他端は対地または筐体に接続されている。図１ではＮ母線と対地または筐体の間の絶縁抵抗を測定しているが、このように図５に示す構成とすると、Ｐ母線と対地または筐体の間の絶縁抵抗を測定することができる。

実施の形態５．
図６は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態５の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図６に示す電気機器２０ｂは整流回路２１を有さず、系統電源１０に接続されておらず、機器内コンデンサ２２と並列に接続された電池４１を有する。モータ２４は電池４１の電力により駆動する。すなわち、電気機器２０ｂは、その構成に二次電池である電池を含み、電気機器２０ｂとしては電気自動車を例示することができる。

図６に示す構成では、図１に示す系統電源１０のように対地の電位を決める電源が接続されていないため、この状態のまま絶縁抵抗の検出が可能である。なお、図示していないが、図６においても図５と同様に、Ｐ母線と対地または筐体の間の絶縁抵抗を測定する構成としてもよい。

なお、図６に示す構成では、機器内コンデンサ２２と並列に接続された電池４１を有するが、本発明はこれに限定されない。機器内コンデンサ２２に代えて電池が設けられた構成も本発明に含まれる。図７は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態５の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図７に示す電気機器２０ｂ１は整流回路を有さず、系統電源に接続されておらず、図６に示す電気機器２０ｂから機器内コンデンサ２２が除かれた構成である。図７に示す構成では、電池４１が機器内コンデンサと同様に動作する。一般に電池４１の容量はかなり大きく、図７に示す構成では、コンデンサ３１の容量値が大きくても電池４１の電圧は一定となり、計測は可能である。

実施の形態６．
図８は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態６の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図８に示す電気機器２０ｃは整流回路２１を有さず、太陽電池５１と昇圧チョッパ回路５２を有する。太陽電池５１の電力が系統電源１０ａに出力される。すなわち、電気機器２０ｃは、その構成に二次電池である太陽電池５１を含み、電気機器２０ｃとしてはパワーコンディショナーを例示することができる。

太陽電池５１の出力は変動するので、これを昇圧チョッパ回路５２によって定電圧に変換し、その後インバータ２３によって交流に変換して系統電源１０ａに供給している。なお、電力を供給する対象は系統電源１０ａに限定されず、その他の電気機器、例えば、家庭内のその他の交流電気機器であってもよい。

図８の構成では、電気機器２０ｃの駆動回路部分から太陽電池５１の部分を切り離さず、矢印で示す電流経路を形成することで、太陽電池５１の絶縁抵抗と同時に駆動回路の絶縁抵抗を測定することができる。

このように絶縁抵抗を測定するためには、実施の形態１〜５と同様に、この電流経路を対地から切り離すのであるが、これは、インバータ２３によって系統電源１０ａから切り離すことで実現することができる。つまり、インバータ２３が、図８に示すようにフルブリッジ型であれば、インバータ素子のすべてを開けばよい。

このように、インバータ２３をフルブリッジ型にするとインバータ２３によって系統電源１０ａから切り離すことで、図６と同様、この状態のまま絶縁抵抗の検出が可能である。

なお、インバータ２３が系統電源１０ａから切り離されない構成、例えば、ハーフブリッジ型である場合には、図１と同様に、系統電源１０ａとインバータ２３の間にコンタクタを設けるなどして絶縁可能な構成とすればよい。

実施の形態７．
図９は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態７の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。

図１〜７では、Ｐ母線またはＮ母線と、対地または筐体の間の絶縁抵抗を測定する構成としたが、図９では負荷の絶縁抵抗、すなわち、モータ２４と対地または筐体の間の絶縁抵抗を測定する構成としている。

モータ２４と対地または筐体の間の絶縁抵抗を測定するに際しては、まず、コンタクタ１２を開いて系統電源１０から電気機器２０ｄを切り離す。

電気機器２０ｄのＰ母線から、インバータ２３内の直列接続された２つのインバータ素子のいずれかの間は、負荷側経路誘導スイッチであるスイッチ３２ａが設けられている。そして、スイッチ３２ａからモータ２４を経て対地または筐体とスイッチ３２の片端に接続されている。スイッチ３２の他端はコンデンサ３１の片端に接続され、コンデンサ３１の他端はＮ母線に接続されている。

電気機器２０ｄが停止している場合には、インバータ２３の素子がすべてオフしているので、スイッチ３２，３２ａを閉じて矢印にて示すように電流の経路を形成する。このように電流経路が形成されることで、電流はモータ２４の絶縁抵抗を流れるが、図５と同様、Ｐ母線と対地または筐体との間の絶縁抵抗にも電流が流れるので、実際には並列接続されたこれら２つの抵抗に電流が流れることになる。従って、筐体の絶縁性が高ければ、この絶縁抵抗の計測値はモータ２４の絶縁抵抗となる。

実施の形態８．
図１０は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態８の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図１０に示す構成では、図９のスイッチ３２ａをインバータ２３のインバータ素子の１つで代用したものである。図１０に示す構成とすることでスイッチ３２ａが不要となるため、図９に示す構成よりも簡略な構成とすることができる。

実施の形態９．
図１１は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態９の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図１０に示す絶縁検出器３０では、コンデンサ３１の片端が電気機器２０のＮ母線に接続され、コンデンサ３１の他端がスイッチ３２の片端に接続され、スイッチ３２の他端が対地または筐体に接続されているが、図１１に示す絶縁検出器３０では、コンデンサ３１の片端が電気機器２０のＰ母線に接続され、コンデンサ３１の他端がスイッチ３２の片端に接続され、スイッチ３２の他端が対地または筐体に接続されている。図１１に示す構成においても図１０に示す構成と同様に、インバータ２３のインバータ素子の１つをスイッチ３２ａの代用として用いている。なお、矢印にて示すように、図１１に示す構成では図１０に示す構成とは電流の流れる向きが逆である。

図１０と図１１のいずれの構成を採用するかは、モータ２４の絶縁抵抗にダイオード特性がある場合またはあると想定される場合には、電流の向きを考慮して選択することを要する。

実施の形態１０．
図１２は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態１０の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図１０の構成では、電圧検出部３３はコンデンサ３１の電圧のみを検出するが、図１２の構成では、電圧検出部３３が直列接続された機器内コンデンサ２２とコンデンサ３１の電圧を検出している点が異なる。図１２の構成では、測定電圧は機器内コンデンサ２２とコンデンサ３１の電圧の差である。

最初は機器内コンデンサ２２に蓄積されていた電荷がコンデンサ３１に移動するため、両者の電圧差はゼロに近づく。つまり測定電圧は、機器内コンデンサ２２とコンデンサ３１の電圧の差を初期値として、最終的にはゼロに近づく減衰曲線にて表される。そして、測定電圧の漸近値はゼロであり、機器内コンデンサ２２の電圧の初期値に依存せず、仮にコンデンサ３１に電荷が残留していても測定に影響はない。測定開始してからのコンデンサ３１と機器内コンデンサ２２のコンデンサの電圧と、測定電圧の変化は図１３のようになる。

ここで、図２と同様に、機器内コンデンサ２２の初期電圧を電圧Ｖ_０とし、コンデンサ３１の初期電圧を電圧Ｖ_３とする。すると、機器内コンデンサ２２の電圧とコンデンサ３１の電圧が漸近する電圧Ｖ_１’は下記の式（７）で表される。

ここで、電圧検出部３３の測定電圧の初期値はＶ_４＝Ｖ_０−Ｖ_３である。そして、時間が経過すると機器内コンデンサ２２の電圧とコンデンサ３１の電圧は等しくなるため、測定電圧はゼロとなる。

図１３における減衰の時定数は図２と同様であり、上記の式（４）と同じである。図１３では、減衰曲線の漸近値が明確であるため、機器内コンデンサ２２の電圧の初期値に依存しない時定数の測定が可能である。つまり、図１４に示すように、測定電圧の減衰中である限りにおいて測定開始時を選択できることを意味する。この測定値は下記の式（８）で表される。

ここで、電圧Ｖ_５になったときの時刻τを時定数として測定する。このτが上記の式（４）で表されるとすると、電圧Ｖ_４と電圧Ｖ_５の関係は下記の式（９）で表される。

ここで、ｅは自然対数の底である。上記の式（９）の関係では、電圧Ｖ_４の基準を減衰開始から決まった時間経過後の電圧Ｖ_４２としてもよい。つまり、電圧Ｖ_４２になった時刻からτ経過後の電圧をＶ_５２とすると、電圧Ｖ_４と電圧Ｖ_５の関係は下記の式（１０）で表される。

つまり、測定電圧の減衰開始から決まった時間経過後における電圧Ｖ_４２を基準とし、または測定電圧が電圧Ｖ_４２となった時刻を基準とし、その電圧が電圧Ｖ_５２＝Ｖ_４２／ｅになるまでの時間を測定することでτを測定できる。

このようにして、電圧測定を開始する時刻または電圧を決定することができる。従って、放電開始直後のように、電圧の変動が生じやすい期間を避けて測定を開始することができる。

また、上記の式（６）と同様に、決まった電圧に達するまでの時間を測定することによっても時定数τの測定は可能である。例えば、測定電圧が電圧Ｖ_０から電圧Ｖ_６まで減衰する時間は、上記の式（８）から下記の式（１１）で表される。

このようにして、測定により得られたτ’と測定電圧から、時定数τを算出することができる。

実施の形態１１．
図１５は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態１１の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。実施の形態１０では、機器内コンデンサ２２及びコンデンサ３１の初期電圧によらずに測定可能な構成について説明したが、実施の形態１０の構成では、機器内コンデンサ２２の初期電圧とコンデンサ３１の初期電圧が等しい場合には電荷の移動が生じないため測定電圧の減衰が生じない。

また、機器内コンデンサ２２の電圧よりもコンデンサ３１の電圧のほうが高い場合には測定電圧が負の値となり、測定アルゴリズム上問題が生じうる。したがって、コンデンサ３１の電圧は小さく、初期電圧はゼロであることが好ましい。

図１５に示す構成では、コンデンサ３１の放電抵抗が設けられている。コンデンサ３１の放電抵抗は、コンデンサ３１に並列に接続されている。ここで、コンデンサ３１の電圧の変動を測定するため、コンデンサ３１の放電抵抗に電流が流れてしまわぬよう、コンデンサ３１の放電抵抗は、測定対象となる絶縁抵抗よりも抵抗値を大きくする。例えば、コンデンサ３１の放電抵抗の放電時定数を機器内コンデンサ２２の放電抵抗の放電時定数に近い値とすればよい。

ここで、機器内コンデンサ２２の放電抵抗の抵抗値をＲ_ｄ０とすると、機器内コンデンサ２２の放電時定数はＣ_０×Ｒ_ｄ０である。コンデンサ３１の放電抵抗の放電時定数を機器内コンデンサ２２の放電抵抗の放電時定数と等しくすると、コンデンサ３１の放電抵抗の抵抗値Ｒ_ｄｍは下記の式（１２）にて表される。

本発明の測定時間は、機器内コンデンサ２２の放電時定数よりも短いため、上記の式（１２）を満たすようにコンデンサ３１の放電抵抗が選ばれると、コンデンサ３１の放電抵抗が測定に与える影響は小さいものとなる。

コンデンサ３１の放電抵抗としてこのような放電抵抗が設けられると、コンデンサ３１の両端の電圧を、絶縁抵抗の測定を行っておらず、スイッチ３２が開いているときにはゼロに保つことができる。絶縁抵抗の測定を行った後、スイッチ３２を開くと、先の放電抵抗の時定数でコンデンサ３１の電圧が低下し、長い時間が経過した後にはコンデンサ３１の電圧はゼロになる。

この状態では、電圧検出部３３では機器内コンデンサ２２の電圧のみを測定していることになる。つまり、絶縁抵抗の測定を行わないときには、電圧検出部３３によって機器内コンデンサ２２の両端の電圧であるＰ母線とＮ母線の間の電圧を測定することができる。このようにして、インバータ装置の制御に重要なＰ母線とＮ母線の間の電圧を得ることもできる。または、このＰ母線とＮ母線の電圧測定部と、絶縁抵抗の検出用の電圧測定部とを併用してもよい。

実施の形態１２．
図１６は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態１２の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。実施の形態１１の構成では、測定後にスイッチ３２を開き、長い時間が経過しないとコンデンサ３１の電圧がゼロにならず、測定アルゴリズム上問題が生じうる。

図１６に示す構成は、コンデンサ３１の放電を速やかに行うことが可能な構成である。図１６に示す構成では、コンデンサ３１の片端と対地または筐体との間に設けられたスイッチ３２のみならず、コンデンサ３１に並列に設けられた抵抗によりコンデンサ３１の両端を短絡するためのスイッチ３２ｂが設けられている。この抵抗は図１５におけるコンデンサ３１の放電抵抗とは異なり、その抵抗値は小さいものとし、例えば、絶縁抵抗の１０％以下とし、コンデンサ３１を短絡時にスイッチ３２が損傷しない程度であればよい。測定シーケンス上では、検出用コンデンサであるコンデンサ３１への絶縁抵抗を介した電流流入による電圧変化で時定数を測定するが、測定の合間に並列な放電抵抗のスイッチをオンにして検出用コンデンサの電圧をゼロにする必要がある。この作業は時定数の測定よりも短い時間で行うため、例えば１／１０の時間で行うとすると、抵抗値も１／１０以下とすることを要する。好ましくは、この作業を１／１００の時間で行い、抵抗値を１％以下とする。コンデンサ３１に並列に設けられた抵抗の抵抗値は、時定数の測定の合間に、コンデンサ３１の電圧をゼロにするように放電することが可能な程度に小さい値とする。

絶縁抵抗の測定をしていないときにはスイッチ３２ｂは閉じる。絶縁抵抗の測定時にはスイッチ３２ｂを開き、スイッチ３２を閉じ、コンデンサ３１を含む電流経路を形成して絶縁抵抗を測定する。

実施の形態１３．
図１７は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態１３の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図１６においてスイッチ３２とスイッチ３２ｂの２つのスイッチにより実現していた動作を図１７に示す構成では、スイッチ３２ｃで実現することができる。

スイッチ３２ｃは、絶縁抵抗の測定をしていないときにはコンデンサ３１とコンデンサ３１に並列に設けられた抵抗を接続し、測定開始時にはコンデンサ３１と絶縁抵抗を含む電流経路を形成して絶縁抵抗を測定する。図１７に示す構成とすることで、構成の簡略化が可能である。

実施の形態１４．
図１８は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態１４の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図１８に示す構成では、負荷であるモータ２４と対地の間に浮遊容量Ｃ_ｓが追加されている。ここでは、最も支配的である、モータ２４の絶縁抵抗と並列な浮遊容量Ｃ_ｓを図示している。また、インバータ２３内のインバータ素子により代用されているスイッチ３２ｄが存在する。

スイッチ３２ｂを開いてコンデンサ３１を短絡する抵抗を切り離した状態でスイッチ３２及びスイッチ３２ｄを閉じて電流経路を形成すると、電流が絶縁抵抗Ｒ_ｘを流れる前に浮遊容量Ｃ_ｓを流れる。換言すると、機器内コンデンサ２２の電圧が、コンデンサ３１と浮遊容量Ｃ_ｓで分圧する。

仮に浮遊容量Ｃ_ｓが存在しないとすると、測定開始時において機器内コンデンサ２２の電圧はすべて絶縁抵抗Ｒ_ｘに印加されるのであるが、図１８に示すように浮遊容量Ｃ_ｓが存在すると、電圧が分圧されて一部の電圧がコンデンサ３１に印加されてしまうことになる。分圧後のコンデンサ３１の初期電圧Ｖ_Ｃｍ０は下記の式（１３）で表される。

電圧Ｖ_０は機器内コンデンサ２２の初期電圧である。ここで、上記の式（１３）では、機器内コンデンサ２２の容量Ｃ_０が、直列接続されたコンデンサ３１の容量Ｃ_ｍと浮遊容量Ｃ_ｓの合成容量よりも大きいとした近似を用いている。このことを測定波形で表すと図１９のように表される。測定波形つまり機器内コンデンサ２２とコンデンサ３１の電圧の差は、最初にコンデンサ３１が上記の式（１３）まで充電されてしまうために、測定開始直後にＶ_０−Ｖ_Ｃｍ０まで低下する。その後、絶縁抵抗Ｒｘを流れる電流により電圧の減衰が生じる。つまり、図１９に示すように測定電圧は、まず初期に急激な電圧の低下が生じ、その後時定数τにより減衰することになるため２段階となる。

もし、浮遊容量Ｃ_ｓが、コンデンサ３１の容量Ｃ_ｍと概ね等しいかそれ以上である場合には、上記の式（１３）によりＶ_Ｃｍ０が大きいため、初期の電圧の低下が非常に大きくなる。すると、時定数τによる減衰の部分の波形を測定することが困難になる。これを回避するためには、スイッチ３２とスイッチ３２ｂがオンするタイミングを制御する。

まず、絶縁抵抗Ｒ_ｘの測定に入る前には、スイッチ３２ｂは閉じ、スイッチ３２，３２ｄは開いている。測定開始時には、スイッチ３２ｂ，３２，３２ｄはすべて閉じる。すると、まず、浮遊容量Ｃ_ｓが機器内コンデンサ２２の電圧でＶ_０に近い値まで充電される。浮遊容量Ｃ_ｓが電圧Ｖ_０まで充電された後、スイッチ３２ｂを開くと、絶縁抵抗Ｒ_ｘを流れる電流がコンデンサ３１に電荷を蓄積し、測定電圧の減衰が観測される。

このようにして、浮遊容量Ｃ_ｓの電圧をＶ_０とし、コンデンサ３１の電圧を０とする状態にすることが可能であるため、測定電圧としてＶ_０から減衰する波形が得られる。なお、このようにスイッチ３２とスイッチ３２ｂがオンするタイミングを制御する際には、両者を別々に設ける必要がある。

実施の形態１５．
図２０は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態１５の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図２０に示す構成では、図１８に示す構成に対して、コンデンサ３１と並列に設けられた抵抗とスイッチ３２ｂの間にヒューズ３６が設けられている。

図１８に示す構成では、スイッチ３２とスイッチ３２ｂが同時に閉じる時間があり、このときにはＮ母線は、コンデンサ３１と並列に設けられた低抵抗な抵抗によって地絡しているので電源が投入されると電気機器２０が地絡してしまう。図２０に示すようにヒューズ３６が設けられると、電気機器２０内の回路は保護される。

実施の形態１６．
本実施の形態では、浮遊容量及びその他の浮遊成分が計測に与える影響について説明する。図２１は、上記説明した本発明の絶縁抵抗測定について、その回路要素を単純に等価回路化して示す回路図である。

上記実施の形態では、機器内コンデンサ２２の電圧が絶縁抵抗Ｒ_ｘを介してコンデンサ３１に流れ込み、これらが直列接続されたものとして説明している。しかしながら、図２１に示すように、実際には、図１８にも示した浮遊容量Ｃ_ｓと、さらには計測系のインピーダンスＲ_ｍと、を有する。

浮遊容量Ｃ_ｓは、実施の形態１４にて説明したように、支配的な成分はモータ２４の絶縁抵抗Ｒ_ｘに並列に存在する、と仮定している。例えば、モータ２４の巻線とその筐体の間の容量が浮遊容量Ｃ_ｓに相当する。インバータ２３を含む電気機器２０の駆動回路と対地または筐体との間の容量も同様の回路定数にて表すことが可能である。

計測系のインピーダンスは、電圧測定に必要なインピーダンスである。電圧計及びオシロスコープのプローブのインピーダンスは通常の測定では問題にならないほど高く設定されているが、測定対象たる絶縁抵抗の抵抗値も高いので、計測系のインピーダンスの影響は大きい。このように、浮遊容量Ｃ_ｓと計測系のインピーダンスＲ_ｍを考慮すると、図２１に示す回路の放電時定数は、下記の式（１４）により表される。

つまり、電圧変化から時定数τを測定し、コンデンサ３１の容量Ｃ_ｍと機器内コンデンサ２２の容量Ｃ_０が既知であっても、絶縁抵抗Ｒ_ｘを知るためには、浮遊容量Ｃ_ｓと計測系のインピーダンスＲ_ｍを明らかにしなければならない。計測系のインピーダンスＲ_ｍは、検出回路の設計時に概ね決まる値であるが、浮遊容量Ｃ_ｓは電気機器の構成及びケーブルの状態、場合によっては劣化の具合によっても変化しうる値である。そのため、絶縁抵抗Ｒ_ｘの正確な測定のためには、浮遊容量Ｃ_ｓも同時に測定することを要する。

実施の形態１７．
本実施の形態では、浮遊容量Ｃ_ｓの測定方法について説明する。浮遊容量Ｃ_ｓの測定には、図１９に示す波形が得られるときの急激な電圧低下を利用することができる。図１９によると、測定電圧は電圧Ｖ_０からＶ_０−Ｖ_Ｃｍ０に低下している。Ｖ_Ｃｍ０は上記の式（１３）で表されるので、これにより浮遊容量Ｃ_ｓを測定することができる。つまり、図１９の初期の急激な電圧低下時に浮遊容量Ｃ_ｓを測定し、その後の減衰波形で時定数τを測定し、浮遊容量Ｃ_ｓと時定数τにより上記の式（１４）を用いて絶縁抵抗Ｒ_ｘを測定することができる。

実施の形態１８．
図２２は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態１８の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図２２に示す構成では、コンデンサ３１に代えて、並列接続されたコンデンサ３１ａとコンデンサ３１ｂを有し、これをスイッチ３２ｅにより切り替え可能な構成としている。その他の構成は図１８と同様である。

コンデンサ３１ａの容量をＣ_ｍ１とし、コンデンサ３１ｂの容量をＣ_ｍ２とし、上記の式（１）に従って、これらと機器内コンデンサ２２との合成容量をそれぞれＣ_ｍ１’，Ｃ_ｍ２’とする。コンデンサ３１ａとコンデンサ３１ｂを用いて、電圧変化の減衰時の時定数の測定をそれぞれ行い、結果得られた時定数τを、τａ、τｂとする。つまり、下記の式（１５），（１６）が成り立つ。

上記の式（１５）から式（１６）を引くと、下記の式（１７），（１８）が得られる。

つまり、２つのコンデンサで時定数の測定を２回行うことで、浮遊容量をキャンセルして絶縁抵抗の値を正確に求めることが可能になる。２つのコンデンサは容量の異なるものを切り替えてもかまわないし、容量が異なり、または等しいものを用意して、並列に接続する個数を変えることで容量を変化させてもよい。

また、ここでは２種類のコンデンサ容量を用いるとしたが、測定を増やすことで測定精度は向上できる。３種類以上の容量のコンデンサで、３回以上の測定を行ってもよい。

本実施の形態にて説明したように、浮遊容量の影響をも考慮して、高い精度で絶縁抵抗の抵抗値を測定することができる。

実施の形態１９．
本実施の形態では、計測系のインピーダンスＲ_ｍについて説明する。図２３は、図１２の構成において、直列接続された機器内コンデンサ２２とコンデンサ３１の電圧について、アンプを介して測定する態様を示す図である。図２３に示すアンプは絶縁アンプであるが、これは主回路の電位とは異なる電位のコンデンサの電圧を制御系の電位に変換するためである。ただし、アンプは絶縁アンプに限定されず、通常のオペアンプを用いてもよいし、ノイズを除去するための計装アンプまたは差動アンプを用いてもよいし、これらを組み合わせてもよい。

ここで、図２３に示すアンプの入力インピーダンスをＲ_ａとする。この場合、例えばオペアンプの入力インピーダンスは高いものが多いが、絶縁アンプの入力インピーダンスはそれほど高くなく、例えば使用状況、温度、素子ばらつきによって変化しうる。

しかしながら、上記の式（１４）に示すように、計測系のインピーダンスＲ_ｍは測定対象である絶縁抵抗Ｒ_ｘよりも高いことが望ましく、少なくとも絶縁抵抗Ｒ_ｘに比べて極端に低いと、測定精度が極めて悪くなる。また、計測系のインピーダンスＲ_ｍが変動した場合、そのばらつきは計測結果に直接影響する。

従って、このような計測系のインピーダンスの変動を許容し、高い測定精度を得るために、図２３では計測用のアンプの入力に並列に抵抗Ｒ_ｄを設けている。このとき、計測系のインピーダンスＲ_ｍは、下記の式（１９）で与えられる。

ここで、抵抗Ｒ_ｄはアンプの入力インピーダンスＲ_ａよりも小さく、Ｒ_ａが変動してもＲ_ａとＲ_ｄの並列合成抵抗の値があまり変化しないように設定する。一方で、計測系のインピーダンスＲ_ｍは、測定する絶縁抵抗Ｒ_ｘと比べてあまり小さい値とするわけにはいかないので、入力インピーダンスＲ_ａの大きなアンプを用いる必要がある。電圧を受ける最初の素子としては、入力インピーダンスの大きな計装アンプを用いることが望ましい。

実施の形態２０．
図２４は、図２３の変形例を示す。実施の形態１９にて説明した構成において、測定された電圧を分圧すると、入力インピーダンスを高くすることができる。

電気機器２０は、モータ２４を駆動するため、ＰＮ母線間には数百Ｖ程度の電圧が印加されており、通常のアンプで受けるためには測定時に分圧することを要する。図２４では、測定したい部分の電圧を抵抗Ｒ_ｄ１と抵抗Ｒ_ｄ２の直列で受けて、抵抗Ｒ_ｄ２に並列に測定用の入力インピーダンスＲ_ａのアンプを接続する。このときの計測系のインピーダンスＲ_ｍは、下記の式（２０）で与えられる。

つまり、抵抗Ｒ_ｄ１，Ｒ_ｄ２の選び方で計測系のインピーダンスＲ_ｍを大きくすることが可能である。ただし、実施の形態１９と同様に、入力インピーダンスＲ_ａが変動することを想定して、Ｒ_ｄ２はＲ_ａよりも小さい値、例えば、計測系のインピーダンスＲ_ｍと比して１０％以下に設定する。これを考慮しても、分圧比（Ｒ_ｄ２／（Ｒ_ｄ１+Ｒ_ｄ２））を大きくすれば、計測系のインピーダンスＲ_ｍを大きくすることは可能である。仮に、計測系のインピーダンスＲ_ｍが温度変化などによって２倍に変化したときでも検出値の変動を５％以下に抑えるには、計測系に並列に、計測系のインピーダンスの１０％以下の抵抗を設けるとよい。このように、抵抗Ｒ_ｄ２は、計測系のインピーダンスＲ_ｍが温度変化などによって変化したときの検出値の変動を無視可能なほど、入力インピーダンスＲ_ａよりも小さくする。

実施の形態２１．
本実施の形態では、具体的な測定シーケンスについて説明する。図２５は、実施の形態１８における図２２の構成でコンデンサを２つ用意して浮遊容量の補正を行うに際して、測定時の具体的なシーケンスを示す図である。

通常の動作状態では、コンタクタ１２がオンし、スイッチ３２ｂがオンしている。測定時には、まず測定に先立って、スイッチ３２ｅをコンデンサ３１ａ側に接続しておく。次に、電気機器２０全体を系統電源１０から切り離して不定電位にするために、コンタクタ１２をオフする。次に、実施の形態１４にて説明したように、スイッチ３２ｂを閉じたまま、スイッチ３２とスイッチ３２ｄを閉じる。その後スイッチ３２ｂを開くと測定電圧が低下し始める。その後、適切な電圧のタイミングで時定数τ１の測定を行う。時定数τ１の測定が完了した後にスイッチ３２とスイッチ３２ｄを開く。これで、電流経路が遮断される。

次に、スイッチ３２ｂを閉じると、コンデンサ３１ａが短絡されて電圧がゼロになり、測定電圧が元に戻る。次に、２回目の時定数の測定を行う。スイッチ３２ｅを切り替えてコンデンサ３１ｂ側に接続して、コンデンサの容量を変える。その後スイッチ３２，３２ｄを閉じ、スイッチ３２ｂを開いて再度時定数の測定を開始し、時定数τ２を得る。

１回目の測定である程度の電流が流れているので１回目と２回目の間で機器内コンデンサ２２の電圧は初期値Ｖ_０から少し低下しているが、一般に機器内コンデンサ２２は容量が大きいので、電圧の低下はわずかである。また、実施の形態１０にて説明した方法を採用すると、電圧の初期値が計測に及ぼす影響は小さい。従って、本実施の形態にて説明したように、２回以上の測定を連続して行ってもよい。

実施の形態２２．
図２６は、実施の形態２１にて説明した方法とは異なる方法であって、実施の形態１８における図２２の構成でコンデンサを２つ用意して浮遊容量の補正を行うに際して、測定時の具体的なシーケンスを示す図である。

実施の形態２１と同様に、測定時には、まず測定に先立って、スイッチ３２ｅをコンデンサ３１ａ側に接続し、コンタクタ１２をオフし、スイッチ３２とスイッチ３２ｄを閉じる。スイッチ３２ｂを開くと測定電圧が低下し始める。その後、適切な電圧のタイミングで時定数τ１の測定を行う。

時定数τ１の測定が完了した後にスイッチ３２，３２ｂ，３２ｄをそのままの状態としてスイッチ３２ｅをコンデンサ３１ｂ側に接続する。すると、そのときの電圧を初期値として、異なる時定数の電圧が減衰を始める。この時定数を測定して、τ２を得る。

実施の形態１０の測定によれば時定数の測定は電圧の初期値によらないので、電圧Ｖと、Ｖ／ｅの間の時定数を測定すれば時定数τ＝Ｒ×Ｃが求まる。このように２段階の減衰を用いた測定も可能である。

本実施の形態によって、測定時間の短縮とシーケンスの簡略化を行うことができる。一方で、電圧のダイナミックレンジが狭くなるため、測定精度や計測の方法に配慮する必要がある。その場合、時定数τの測定電圧についてもより自由度があると設計が容易になる。例えば、上記の式（９）によれば、電圧Ｖ_４から、Ｖ_５＝Ｖ_４／ｅに低下するまでの時間がτ＝Ｒ×Ｃであるが、上記の式（１１）に示すように、決まった電圧までの時間を測定しても、τは測定可能である。測定精度及び測定にかかる時間を考慮して、決まった電圧で時定数の測定を行い、その後演算によって時定数τを求めればよい。

実施の形態２３．
絶縁抵抗としては、図１に示す電気機器２０の駆動回路自体と筐体との間の抵抗と、図９に示すモータ２４と筐体の間の抵抗が考えられるが、測定のシーケンスを活用すると、これらの抵抗値をそれぞれ求めることができる。

図２７は、本発明にかかる絶縁検出器の実施の形態２３の構成と、該絶縁検出器が備え付けられた電気機器の一例を示す図である。図２８は、図２７におけるスイッチングのシーケンスを示す図である。なお、図２７では、コンデンサ３１を１つとし、並列な抵抗は省略している。図２７に示す構成では、電気機器２０の駆動回路部分のＰ母線と対地または筐体との間に絶縁抵抗Ｒ_ｄが存在する。

まず、コンタクタ１２をオフし、スイッチ３２を閉じて絶縁抵抗を含む直列回路を構成するが、このときスイッチ３２を閉じたままの状態とすると、駆動回路の絶縁抵抗Ｒ_ｄに電流が流れる。この状態でスイッチ３２ｂを閉じて計測を開始する。測定される時定数τｄから求まる抵抗値は、負荷の絶縁抵抗を含まない、駆動回路と筐体との間の抵抗である。

次に、一旦スイッチ３２ｂを閉じてコンデンサ３１の電圧を放電し、測定電圧をＶ_０に戻して、再度、スイッチ３２とスイッチ３２ｄを閉じて、スイッチ３２ｂを開いて測定を開始すると、今度はスイッチ３２ｄに負荷の絶縁抵抗Ｒ_ｘを通る経路で電流が流れる。ただし、このとき絶縁抵抗Ｒ_ｄは接続された状態のままであるため、正確には絶縁抵抗Ｒ_ｄと絶縁抵抗Ｒ_ｘの並列抵抗が測定される。なお、上記した他の実施の形態では、絶縁抵抗Ｒ_ｄは大きく、考慮していない。測定された時定数τｘは、Ｒ_ｘとＲ_ｄとの並列合成抵抗を表す。

１回目の測定で絶縁抵抗Ｒ_ｄが求まるため、２回の測定によって絶縁抵抗Ｒ_ｄと絶縁抵抗Ｒ_ｘを個別に測定することができる。ここでは簡単のためにコンデンサ３１を一種類しか記載していないが、実際には正確な測定を行うためには浮遊容量を補正する必要があるため、コンデンサ３１を２つ以上設けて、２回ずつ計４回以上の測定を行うとよい。

実施の形態２４．
図２９は、図２７の変形例を示す。図２９は、単一の受電回路と、受電回路、整流回路と機器内コンデンサ２２、その他により構成される整流回路部分に、複数のインバータが並列に接続され、それぞれのインバータが別々のモータを駆動しており、複数のモータ２４ａ，２４ｂ，２４ｃを駆動する例を示す。この場合には、機器内コンデンサ２２に設けられた単一の絶縁抵抗検出機構で、それぞれのモータの絶縁抵抗を測定できることを示す。

図３０は、図２９におけるスイッチングのシーケンスを示す図である。スイッチ及び測定のシーケンスを図３０に示す。まず、コンタクタ１２をオフし、スイッチ３２を閉じる。ここで、図３０では最初に駆動回路の絶縁抵抗Ｒ_ｄを計測するようになっている。このためインバータ側のスイッチ３２ｃ１，３２ｃ２，３２ｃ３は動作させず、開いたまま、スイッチ３２を開いて測定を開始する。測定によって時定数τｄが測定できたら、一旦スイッチ３２を閉じて電圧をＶ_０に戻す。このときスイッチ３２は図３０に示すように閉じたままの状態でもよいし、図２５に示すように測定していない間は開いていてもよい。

次に、モータ２４ａの絶縁抵抗Ｒ_ｘａを測定する。モータに流れる電流経路を構成するためにスイッチ３２ｃ１を閉じる。そして、スイッチ３２を開いて測定を開始し、時定数τａを測定する。この測定では、モータ２４ａの絶縁抵抗Ｒ_ｘａと、回路の絶縁抵抗Ｒ_ｄの並列抵抗の値が得られる。このようにして、順次スイッチ３２ｃ２，３２ｃ３を閉じて電圧変化の時定数を測定していき、各モータの絶縁抵抗Ｒ_ｘｂ，Ｒ_ｘｃを測定することができる。

なお、ここでは、回路の絶縁抵抗Ｒ_ｄを測定しているが、モータ２４ａ，２４ｂ，２４ｃの抵抗に比べて絶縁抵抗Ｒ_ｄが大きく、絶縁抵抗Ｒ_ｄの測定が不要であることが明らかな場合には絶縁抵抗Ｒ_ｄの測定を行わなくてもよい。

実施の形態２５．
図３１は、図２９に示すように複数のインバータとモータで構成されている場合の検出シーケンスの他の一例である。図３０に示すように動作させると、多数のモータがある場合にはかなり長い測定時間が必要である。このため、毎回の測定ごとにコンデンサ３１を放電させず、電圧が低下していく途中で電流経路を切り替えることで複数の測定を一度に終わらせることが可能である。つまり、最初はスイッチ３２ｃ１を閉じて絶縁抵抗Ｒ_ｘａの測定を行い、その後スイッチ３２ｃ１を開き、スイッチ３２ｃ２を閉じて絶縁抵抗Ｒ_ｘｂの測定を行う。狭い電圧変化で測定を行うことになるため、測定精度が悪くなる可能性があるが、短い時間で測定をすることが可能になる。

実施の形態２６．
図３２は、図２９に示す構成のさらに別の測定シーケンスを示している。測定時に、スイッチ３２ｃ１，３２ｃ２，３２ｃ３の３つのスイッチを同時に閉じている。図３２に示す測定を行うことで、絶縁抵抗Ｒ_ｘａ，Ｒ_ｘｂ，Ｒ_ｘｃ及びＲ_ｄのそれぞれの値は測定できないが、これらの並列合成抵抗の値、つまり装置全体の絶縁抵抗を、短時間で簡便な方法で測定できる。

図３２に示す測定は、装置全体としての絶縁抵抗の監視に適している。例えば、通常の定期的な絶縁抵抗の測定では、図３２に示す測定を行って、装置全体として問題がないか否かを確認し、結果として装置全体としての抵抗値が小さく、装置のいずれかの部分の絶縁に問題があることが判明した場合に、例えば図３０に示すようなシーケンスで個々の絶縁抵抗を診断して、問題のある箇所を明確にする、という運用が考えられる。つまり、定期的な絶縁抵抗の監視と、問題発生時の問題箇所の分析を、異なるシーケンスを併用することで的確に行うことができる。

実施の形態２７．
図３３は、図２３に対して、測定された絶縁抵抗の値を長時間記録して管理する管理部６０を追加した構成を示す図である。制御部３４と出力部３５の詳細な構成を示す図であるともいえる。

絶縁抵抗は環境、例えば温湿度によってばらつき、経年劣化は非常に長い時間で進むので、毎回の診断結果を外部のコントローラ（数値制御コントローラであるＮＣ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ）コントローラまたは上位コントローラ）に通知して長時間の変化を監視することで、より正確で誤動作の少ない診断が可能になる。

測定された値はＡ／Ｄ変換部６１によってデジタルデータに変換された後、マイコン６２に入力され、演算後、絶縁抵抗の測定値を得る。このように得られた測定値を図示しないモニタに表示し、この測定値が設定値以上になると、例えば警告メッセージを表示し、または警告音を鳴らすことで報知する構成とすればよい。

さらには、図３３に示すように、絶縁抵抗の測定値を数値制御コントローラであるＮＣコントローラまたはさらに上位のコントローラであるコントローラ６３に送信し、測定値をメモリ６６に蓄積していく構成とするとよい。

絶縁抵抗の測定値は、正常動作時には極めて高く、測定誤差によって大きく変動しうる。そのため、長時間の変動を監視することで、負荷の絶縁抵抗の長期間の劣化を観測し、信頼性の高い判定を行うことができる。

そして、さらに、図３３に示すように、温度計６４または湿度計６５を設け、これらの測定データも同時に関連付けして記録していき傾向を把握可能な構成とすると、さらに精度が高く、信頼性の高い診断を行うことが可能となる。

実施の形態２８．
図３４は、本発明の実施の形態２８にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図３４に示す電気機器１１１は、三相交流電源１１０と負荷であるモータ１１２との間に配されて三相交流電源１１０からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路１１３と、整流回路１１３の後段に接続されて負荷であるモータ１１２を駆動するインバータ１１５と、整流回路１１３とインバータ１１５の間に並列接続された平滑コンデンサ１１４とを備える。モータ１１２は、電気機器１１１により駆動され、対地の浮遊容量１１６及び絶縁抵抗１１７を含む。なお、図３４ではモータ１１２が電気機器１１１に接続される構成としたが、本発明はこれに限定されず、モータ１１２が電気機器１１１に含まれる構成であってもよい。

図３４に示す電気機器１１１は、整流回路１１３と平滑コンデンサ１１４によって変換した直流電圧をインバータ１１５によって交流波形に変換することでモータ１１２を駆動する。絶縁検出器１２０は、負荷であるモータ１１２の絶縁抵抗１１７と分圧するための分圧抵抗１２４と、分圧抵抗１２４に印加された電圧を検出する検出抵抗１２３と、検出抵抗１２３の電圧を測定する電圧検出器１２１と、分圧抵抗１２４及び検出抵抗１２３に並列に設けられた測定コンデンサ１２６とを備える。測定抵抗１２５は、検出抵抗１２３と分圧抵抗１２４が直列に接続された構成である。すなわち、絶縁検出器１２０は、測定抵抗１２５及び測定コンデンサ１２６を並列に接続した構成であり、測定抵抗１２５は、検出抵抗１２３及び分圧抵抗１２４を直列に接続した構成である。

検出抵抗１２３は、分圧抵抗１２４に比較して小さく、分圧抵抗１２４は、印加された電圧を測定対象である絶縁抵抗１１７と分圧するものである。検出抵抗１２３は、分圧された電圧の一部を、例えばオペアンプに適した電圧に変換する。絶縁検出器１２０の片端は、インバータ１１５の出力線、すなわちモータ１１２の巻線に接続され、他端は、インバータ１１５のＮ母線１１９にスイッチ１２２を介して接続されている。

図３５は、図３４において検出回路１２０を接続するためのスイッチ１２２を設けていない場合である。図３５の構成においては、モータ動作中にはモータ１１２に電圧が印加されるので検出回路１２０ａには微弱電流が常時流れることになる。この微弱電流を抑えるためには、分圧抵抗１２４は十分に抵抗値の大きいものであることを要する。また、並列に接続された測定コンデンサ１２６も比較的容量の小さいものであることを要する。図３５の構成においては、モータが停止し、インバータの素子が全てオフすると、計測動作を開始する。インバータがオフすると、図４１に示すものと同様に、電圧は、定常値である漸近電圧値Ｖａに向かって漸近する。この漸近電圧値Ｖａを測定すると、モータの絶縁抵抗を計測することができる。図３５の構成においては、モータの動作中には測定コンデンサ１２６に電流が流れ続けるため測定コンデンサ１２６を大容量なものとすることができず、測定範囲が限られる。しかしながら、スイッチを設ける必要がないため簡便な構成とすることができる。なお、このようにスイッチを設けない構成とすることは、以下に示す他の絶縁検出器または該絶縁検出器が備え付けられた電気機器においても同様に可能である。

図３６，３７，３８は、交流電源と、整流回路と、平滑コンデンサと、負荷が接続された構成の一例と、平滑コンデンサの両端、すなわちＰ母線及びＮ母線の対地での電圧変化を示す図である。図３６に示す構成では、受電した三相交流が整流回路により三相全波整流されて、整流された出力を平滑コンデンサで平滑し、負荷に印加している。ここで、図３６の三相交流電源はＹ結線であり、その中性点が接地されている。図３６においては、Ｐ母線及びＮ母線の電圧が交流電源の周波数の３倍の周波数で変化しているが、Ｐ側では比較的変動幅の狭い正の電圧が維持され、Ｎ側では負の電圧が維持される。

図３７の三相交流電源はＶ結線であり、三相交流の一つの相が接地されている。図３７に示すように、Ｖ結線の場合には、Ｐ母線は平均すると正の電圧であり、Ｎ母線は平均すると負の電圧であるが、電圧がゼロになる時間が存在する。すなわち、Ｖ結線ではＰ母線及びＮ母線にかかる電圧波形はいずれもパルス波形である。そして、図３６に示す構成ではＰ母線及びＮ母線の電圧波形の変化の周波数は受電の交流周波数の３倍であるが、図３７に示す構成ではＰ母線及びＮ母線の電圧波形の変化の周波数は、受電の交流周波数の１倍である。

図３８の交流電源は単相である。図３８に示すように、単相交流では一方の相が接地されている場合が多いが、図３８においてもＶ結線の場合と同じく、Ｐ母線及びＮ母線の電圧波形はゼロになる時間を有するパルス波形である。図３８に示す構成においても、Ｐ母線及びＮ母線の電圧波形の変化の周波数は、受電周波数の１倍である。

このようなパルス波形が印加されると、負荷が単純な抵抗であればそのままパルス波形が分圧されて計測される。しかしながら、負荷が装置である場合、例えば負荷がモータである場合には、対地の容量成分を有することが多い。すると、この容量成分にパルスが充放電を繰り返すことになり、抵抗分圧による絶縁抵抗の測定ができなくなる。

そこで、図３４の構成においては、測定コンデンサ１２６によって、このような回路構成で生じていた問題を解決することができる。

なお、図３４では絶縁検出器１２０が電気機器１１１に外部接続される構成としたが、本発明はこれに限定されず、絶縁検出器１２０が電気機器１１１に含まれる構成であってもよい。

次に、図３４に示す構成の動作について説明する。モータ１１２の動作中には絶縁検出器１２０は動作せず、スイッチ１２２はオフさせている。絶縁検出を行うときには、まずインバータ１１５の動作を停止することでモータ１１２を停止して、スイッチ１２２をオンにする。三相交流電源１１０は、接続された状態であるため、Ｎ母線１１９には図３６，３７，３８に示すような電圧波形の電圧が印加される。Ｎ母線１１９には、平均的には対地に対して負の電圧がかかっていると考えてよい。従って、スイッチ１２２をオンにするとＮ母線１１９と対地との間に測定抵抗１２５と絶縁抵抗１１７が直列接続された状態となり、２つの抵抗によりＮ母線１１９の電圧が分圧される。Ｎ母線１１９に一定の直流電圧がかかっているとすると、直流電圧はこれらの抵抗によって分圧され、検出抵抗１２３にも一定の直流電圧が現れる。そのため、検出抵抗１２３の電圧を検出してＮ母線１１９の電圧と比較すると、絶縁抵抗１１７の抵抗値を知ることができる。

図３９は、本発明の実施の形態２８にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図３９に示す構成は、図３４に示す構成の変形例である。図３４ではＮ母線１１９側に絶縁検出器１２０が接続されているが、図３９ではＰ母線１１８側に絶縁検出器１２０が接続されている。

図３９に示す構成では測定コンデンサ１２６が設けられているため、スイッチ１２２をオンにした直後の変化が、測定コンデンサ１２６が設けられていない場合の構成とは異なる。すなわち、スイッチ１２２をオンにした瞬間には、測定抵抗１２５及び絶縁抵抗１１７には電流が流れず、直流電圧は、まず測定コンデンサ１２６と浮遊容量１１６に分圧され、少し上昇し、その後緩やかに漸近電圧値に近づく。

図４０は、図３４の回路構成の絶縁検出時の等価回路を示す図である。Ｎ母線には、対地を基準とする負の直流成分Ｖ_Ｎ及び交流変動成分が等価的に印加されている。負の直流成分Ｖ_Ｎの値は、整流後の直流電圧の値、すなわち平滑コンデンサ１１４に印加されている電圧値Ｖ_０１の半分であり、下記の式（２１）にて表される。

Ｎ母線と対地との間には、絶縁抵抗Ｒ_Ｍ及び測定抵抗Ｒ_Ｄが直列に接続されている。絶縁抵抗Ｒ_Ｍには並列に浮遊容量Ｃ_Ｓが存在し、測定抵抗Ｒ_Ｄには並列に測定コンデンサＣ_Ｄが設けられている。なお、図４０に示す絶縁抵抗Ｒ_Ｍは図３４の絶縁抵抗１１７に相当し、測定抵抗Ｒ_Ｄは図３４の測定抵抗１２５に相当し、浮遊容量Ｃ_Ｓは図３４の浮遊容量１１６に相当し、測定コンデンサＣ_Ｄは図３４の測定コンデンサ１２６に相当し、スイッチはスイッチ１２２に相当する。

図４１は、図４０の等価回路における典型的な測定波形の一例である測定抵抗Ｒ_Ｄの両端の電圧波形の時間変化を示す図である。ここで、電圧Ｖは、検出抵抗Ｒ_ｋの両端で検出された電圧から分圧抵抗Ｒ_ｂを用いて表される測定抵抗Ｒ_Ｄ＝Ｒ_ｋ＋Ｒ_ｂの両端の電圧である。なお、検出抵抗Ｒ_ｋは図３４の検出抵抗１２３に相当し、分圧抵抗Ｒ_ｂは図３４の分圧抵抗１２４に相当する。分圧抵抗Ｒ_ｂの値は既知であるので、検出抵抗Ｒ_ｋの値を検出すると測定抵抗Ｒ_Ｄの両端の値を測定することができる。

まず、スイッチを入れる前に、測定コンデンサＣ_Ｄの両端の電圧がゼロになるように放電させる。そして、スイッチをオンすると、絶縁抵抗Ｒ_Ｍ及び測定抵抗Ｒ_Ｄの抵抗値が比較的大きいため、スイッチをオンした瞬間には、電圧Ｖは測定コンデンサＣ_Ｄと浮遊容量Ｃ_Ｓとで分圧されて電圧値Ｖ_ｉまで上昇する。測定コンデンサＣ_Ｄ及び浮遊容量Ｃ_Ｓの初期電圧がゼロであるとすると、電圧値Ｖ_ｉは下記の式（２２）で表される。

次に、電圧Ｖは、回路の抵抗成分と容量成分の値に従って、ある時定数τ_ｔで緩やかに変化して、抵抗の分圧で決まる漸近電圧値Ｖ_ａに近づく。ここで、印加されている電圧は、負の直流成分Ｖ_Ｎのみならず交流変動成分を含んでいるので、電圧波形には図４１に示すように、細線で示す交流変動成分及び太線で示す緩やかに漸近電圧値Ｖ_ａに近づく成分が存在する。ここで、この交流変動成分を除去して図４１の太線の変化にのみ着目する。漸近電圧値Ｖ_ａは、下記の式（２３）で表される。

負の直流成分Ｖ_Ｎ及び測定抵抗Ｒ_Ｄは既知の値であるので、絶縁抵抗Ｒ_Ｍは、漸近電圧値Ｖ_ａを用いて下記の式（２４）にて表される。

図４１に示す電圧Ｖが電圧値Ｖ_ｉから漸近電圧値Ｖ_ａに変化するまでの曲線を表す電圧Ｖの関数Ｖ（ｔ）は、図４０の等価回路では、単一時定数の指数関数的な減衰曲線となり、下記の式（２５）で表される。

ここで、時定数τ_ｔは下記の式（２６）で表される。

上記の式（２６）によれば、Ｖ_ａ＞Ｖ_ｉの場合には上昇する曲線となり、Ｖ_ｉ＞Ｖ_ａの場合には下降する曲線となる。

測定では、交流変動成分を除去して図４１の太線のみを検出しつつ漸近電圧値Ｖ_ａを求める。そのためには、絶縁検出器１２０にフィルタ回路を設け、又は交流波形を数値的に平均処理すればよい。ここで、フィルタ回路には、高周波成分を除去するローパスフィルタ又は電源周波数のみを除去するノッチフィルタを例示することができる。

次に、交流変動成分によって測定ができなくなる問題について説明する。交流成分の振幅が大きく、瞬間的に測定抵抗Ｒ_Ｄにゼロ又は負の電圧が印加されると、図３４の回路におけるインバータ１１５の下アームの還流ダイオードがオンしてしまう。このような経路で電流が流れた場合には、電圧変化の平均値の漸近点が、絶縁抵抗Ｒ_Ｍと測定抵抗Ｒ_Ｄとの分圧で正確に表されず、絶縁抵抗１１７の検出ができなくなる。すなわち、測定を可能とするためには、交流変動成分も含めた電圧がゼロ以上であることを要し、そのため、測定コンデンサ１２６が設けられていない回路構成では、Ｎ母線の電位が変化した場合に、測定ができなくなる。

上述したように、図３４に示す構成と測定コンデンサ１２６が設けられていない場合の構成との違いは、測定コンデンサ１２６の有無にあり、測定コンデンサ１２６によって交流変動成分の振幅が変化する。ここで、簡単のために交流変動成分の周波数ｆにおける測定コンデンサＣ_Ｄ及び浮遊容量Ｃ_Ｓのインピーダンスが、測定抵抗Ｒ_Ｄ及び絶縁抵抗Ｒ_Ｍよりも小さく、下記の式（２７）が成立するとする。

なお、交流変動成分の周波数ｆは、図３６の構成では受電周波数の３倍であり、図３７，３８の構成では受電周波数の１倍である。

測定コンデンサ１２６が設けられていない構成では、測定コンデンサＣ_Ｄが存在しないため、Ｎ母線の交流成分は、小さいインピーダンスである浮遊容量Ｃ_Ｓと大きいインピーダンスである測定抵抗Ｒ_Ｄとにより分圧され、測定抵抗Ｒ_Ｄの両端には元の変動の振幅と同様の振幅の交流変動が発生するため、絶縁抵抗１１７を測定することが困難である。

一方、図３４の場合には、Ｎ母線の交流変動成分は２つのコンデンサのみを流れるため、この２つのコンデンサの容量比で分圧される。すなわち、測定コンデンサＣ_Ｄと浮遊容量Ｃ_Ｓとを同じ程度の値とすると、測定コンデンサＣ_Ｄの両端にはＮ母線の交流変動成分の半分の電圧が印加される。従って、絶縁検出器１２０の両端に現れる交流変動成分が小さくなり、絶縁抵抗１１７の測定が可能になる。

実施の形態２９．
図４２は、本発明の実施の形態２９にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図４２に示す電気機器１１１は、図３４に示す電気機器１１１と同じである。図４２に示す絶縁検出器１２０Ａは、図３４に示す絶縁検出器１２０に電流制限抵抗１２７が追加された構成であり、その他の構成は図３４に示す絶縁検出器１２０と同じである。

電流制限抵抗１２７は、測定抵抗１２５及び測定コンデンサ１２６と、インバータ１１５の出力線に接続される片端との間に直列接続されている。絶縁検出を開始する際にスイッチ１２２をオンにすると、実施の形態２８の図４１と同様に、電圧Ｖが電圧値Ｖ_ｉまで上昇する。これは、実施の形態２８の図４０に示す等価回路において測定コンデンサＣ_Ｄ及び浮遊容量Ｃ_Ｓに急峻な電流が流れ込むためであるが、過度に急峻な電流が流れ込むと素子を損なうおそれがある。そこで、図４２に示すように電流制限抵抗１２７を設けると、測定コンデンサＣ_Ｄ及び浮遊容量Ｃ_Ｓに流れ込む電流のピーク値を抑えて回路を保護し、ノイズを抑えることができる。電流制限抵抗１２７は、絶縁抵抗１１７及び分圧抵抗１２４と比較して低抵抗であることが望ましい。

実施の形態３０．
図４３は、本発明の実施の形態３０にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図４３に示す電気機器１１１は、図３４に示す電気機器１１１と同じである。図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂは、図３４に示す絶縁検出器１２０からスイッチ１２２が除去され、スイッチ１２８が追加された構成である。図３４に示す絶縁検出器１２０の片端は、インバータ１１５の出力線すなわちモータ１１２の巻線に接続され、他端はインバータ１１５のＮ母線１１９にスイッチ１２２を介して接続されており、スイッチ１２２をオフすることで電気機器１１１から切り離される構成であるが、図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂの片端は、インバータ１１５の出力線すなわちモータ１１２の巻線と、Ｐ母線１１８とにスイッチ１２８を介して接続されており、他端はインバータ１１５のＮ母線１１９に接続されている。図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂは、スイッチ１２８を切り替えると、絶縁検出器１２０Ｂの片端の接続先をインバータ１１５の出力線とＰ母線１１８との間で切り替えることが可能な構成である。

まず、インバータ１１５が動作し、モータ１１２が動いている状態では、スイッチ１２８はＰ母線１１８側に接続されている。この状態では絶縁検出器１２０ＢはＰＮ母線間に接続され、ＰＮ母線間の電圧を測定することができる。すなわち、図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂは、インバータ１１５の動作時、すなわち絶縁検出を行わないときには、インバータ１１５のＰＮ母線間の電圧の検出機構として兼用することができる。そのため、図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂは、例えばインバータ１１５の制御のためにＰＮ母線間の電圧をモニタしておく必要がある場合に有用である。

インバータ１１５を停止して絶縁検出を行うときには、スイッチ１２８の接続先をＰ母線１１８からインバータ１１５の出力線へと切り替えればよい。スイッチ１２８の接続先をインバータ１１５の出力線とすると、測定波形は異なるものの、回路構成は図３４に示す絶縁検出器１２０のスイッチ１２２をオンした場合と同様である。

図４４は、図４３の回路構成の絶縁検出時の等価回路を示す図である。図４５は、図４４の等価回路における典型的な測定波形の一例である測定抵抗Ｒ_Ｄの両端の電圧波形の時間変化を示す図である。図４５の縦軸は、図４１と同様に、検出された検出抵抗Ｒ_ｋの電圧から測定された測定抵抗Ｒ_Ｄの両端の電圧Ｖである。

まず、測定前にはスイッチがＰ母線１１８側に接続されており、ＰＮ母線間の電圧値Ｖ_０１が検出される。ここで、スイッチがインバータ１１５の出力線側に切り替わり、絶縁検出を開始すると、電圧Ｖはまず電圧値Ｖ_ｉまで低下する。これは、負の直流成分Ｖ_Ｎが測定コンデンサＣ_Ｄと浮遊容量Ｃ_Ｓとに分圧されて、電圧値Ｖ_０１に充電されていた測定コンデンサＣ_Ｄの電圧が一部放電するためであり、切り替え前の浮遊容量Ｃ_Ｓの電圧がゼロとすると、電圧値Ｖ_ｉは下記の式（２８）で表される。

電圧Ｖは電圧値Ｖ_ｉまで低下した後、指数関数的に減衰しつつ漸近電圧値Ｖ_ａに近づいていく。漸近電圧値Ｖ_ａは、下記の式（２９）で表される。

電圧Ｖが電圧値Ｖ_ｉから漸近電圧値Ｖ_ａに変化するまでの減衰曲線は、下記の式（３０）で表される。

上記の式（２９）は実施の形態２８の式（２３）と同じである。また、上記の式（３０）が表す減衰曲線は実施の形態２８の式（２５）が表す減衰曲線と異なり下降する。これは、出発点の電圧値Ｖ_ｉがＶ_Ｎ＝Ｖ_０１／２より大きく、到達点である漸近電圧値Ｖ_ａは負の直流成分Ｖ_Ｎより小さいため、Ｖ_ｉ＞Ｖ_ａとなるからである。また、減衰の時定数τ_ｔは、下記の式（３１）で表される。

以上説明したように、図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂは、インバータ１１５の動作時、すなわち絶縁検出を行わないときには、インバータ１１５のＰＮ母線間の電圧の検出機構として兼用することができる。そのため、回路の簡素化及び低コスト化が可能である。また、上述のように、本方式では下記の式（３２）が成り立つため電圧Ｖが下降して漸近電圧値Ｖ_ａに到達する。

なお、電圧Ｖは、平均すると単調に減衰するものの、印加されている電圧は負の直流成分Ｖ_Ｎと交流成分とを足し合わせたものであるため、図４５に示すように測定電圧の波形は、あくまで減衰する成分と交流成分の足し合せである。実施の形態２８にて述べたように、測定を可能とするためには、交流変動成分も含めた電圧がゼロ以上であることを要する。そのため、電圧Ｖが図４１に示すように上昇するよりも、図４５に示すように下降するほうが、より広範囲での測定が可能である。

実施の形態３１．
図４６は、本発明の実施の形態３１にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図４６に示す電気機器１１１は、図３４に示す電気機器１１１と同じである。図４６に示す構成は、図４３に示す構成の変形例である。図４３ではＮ母線１１９側に絶縁検出器１２０Ｂが接続されているが、図４６ではＰ母線１１８側に絶縁検出器１２０Ｂが接続されている。図４６に示す絶縁検出器１２０Ｂでは、図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂと同様の計測が可能である。

図４７は、本発明の実施の形態３１にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図４７に示す電気機器１１１は、図３４に示す電気機器１１１と同じである。図４７に示す絶縁検出器１２０Ｃは、図４６に示す絶縁検出器１２０Ｂに電流制限抵抗１２７が追加された構成であり、その他の構成は図３４に示す絶縁検出器１２０と同じである。

図４７に示す絶縁検出器１２０Ｃでは、図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂと同様の計測が可能であるのみならず、電流制限抵抗１２７により、測定コンデンサＣ_Ｄ及び浮遊容量Ｃ_Ｓに流れ込む電流のピーク値を抑えて回路を保護し、ノイズを抑えることができる。

電流制限抵抗１２７は、絶縁抵抗１１７及び分圧抵抗１２４と比較して低抵抗であることが望ましい。図４７に示す絶縁検出器１２０Ｃでは、図４２に示す絶縁検出器１２０Ａと同様に検出開始時におけるコンデンサへの突入電流を抑えることができる。

実施の形態３２．
本実施の形態３２では、実施の形態２８〜３１において、絶縁検出器で検出する電圧が過渡的な状態で絶縁抵抗の値を推定する方法について説明する。

例えば、図３４に示す絶縁検出器１２０において、計測する絶縁抵抗１１７の抵抗値を大きくするためには、測定抵抗１２５の抵抗値も大きくする必要がある。また、交流変動の振幅を抑えるためには、測定コンデンサＣ_Ｄの容量値も大きくしなければならない。この結果、電圧Ｖの変化する時定数τ_ｔが非常に大きくなるおそれがある。すなわち、この検出方式では、漸近電圧値Ｖ_ａから絶縁抵抗１１７の抵抗値を求めるため、電圧Ｖの低周波成分が一定になるまで測定が完了せず、測定時間が非常に長くなってしまうという問題がある。

図４８は、測定時間を短縮する方法を示す図である。交流変動成分を除いた電圧変化の低周波成分は、上記の式（３０）で表される。ここで、上記の式（３０）で表される曲線の時刻ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３において、同じ時間間隔Δｔ＝ｔ_３−ｔ_２，ｔ_２−ｔ_１で３回の電圧測定を行い、それぞれの時刻ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３における電圧値Ｖ_ｔ１，Ｖ_ｔ２，Ｖ_ｔ３を得ると、上記の式（３０）は指数関数であるため、電圧値Ｖ_ｔ１，Ｖ_ｔ２，Ｖ_ｔ３と、指数関数の漸近電圧値Ｖ_ａとの間には、下記の式（３３）の関係がある。

上記の式（３３）を解くと、漸近電圧値Ｖ_ａは下記の式（３４）で表される。

このように、電圧Ｖが漸近電圧値Ｖ_ａに漸近するまで待たずとも、過渡的に変化している状態で電圧Ｖを３点測定すれば漸近電圧値Ｖ_ａを求めることができる。そのため、測定時間を短縮することができる。

なお、電圧Ｖの測定は３点以上行えばよい。また、上記の説明では計測する３点の時間間隔を揃えているが、測定する時間間隔は揃えなくてもよい。しかしながら、測定する時間間隔を等しくすると、上記の式（３４）に示すように簡略な式で漸近電圧値Ｖ_ａを導出することが可能である。

また、電圧Ｖの波形には交流変動成分が含まれるため、ある時刻の電圧を測定するためには工夫が必要である。交流変動の周波数は、商用電源周波数である５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚ又は図３６に示す構成では、その３倍の１５０Ｈｚ又は１８０Ｈｚと考えられるので、いずれの周波数であっても波形が整数周期含まれる０．１秒の範囲で電圧波形を平均化することが容易であるが、０．１秒間における電圧Ｖの変動が大きいため、正確な測定ができないおそれがある。そのため、より短い時間で測定することが望ましい。例えば、交流変動の周波数を別途測定し、該交流変動の一周期の範囲で波形を平均化する方法を例示することができる。

実施の形態３３．
本実施の形態３３では、浮遊容量Ｃ_Ｓの容量値を求める方法について説明する。図４０又は図４４に示す等価回路において、回路両端が交流変動する場合には、測定コンデンサＣ_Ｄの両端の電圧の交流成分の振幅から浮遊容量Ｃ_Ｓの容量値を求めることができる。簡単のために、交流変動成分の周波数ｆにおける測定コンデンサＣ_Ｄ及び浮遊容量Ｃ_Ｓのインピーダンスが、測定抵抗Ｒ_Ｄ及び絶縁抵抗Ｒ_Ｍよりも小さく、上記の式（２７）が成立する場合を考える。その場合には、交流変動成分は浮遊容量Ｃ_Ｓ及び測定コンデンサＣ_Ｄのみで分圧されることになるので、Ｎ母線の交流成分の振幅Ｖ_ａｃと、検出される測定コンデンサＣ_Ｄの両端の交流成分の振幅Ｖ_ｄａｃには、下記の式（３５）が成立する。

この式から、振幅Ｖ_ａｃを既知として振幅Ｖ_ｄａｃを測定すると、浮遊容量Ｃ_Ｓを求めることができる。従って、振幅Ｖ_ａｃを既知とする必要がある。

図４９は、本発明の実施の形態３３にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図４９に示す電気機器１１１は、図３４に示す電気機器１１１と同じである。図４９に示す絶縁検出器１２０Ｄは、図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂにスイッチ１２９が追加された構成であり、その他の構成は図４３に示す絶縁検出器１２０Ｂと同じである。

図４９に示す絶縁検出器１２０Ｄの片端は、インバータ１１５の出力線、すなわちモータ１１２の巻線と、Ｐ母線１１８とにスイッチ１２８及びスイッチ１２９を介して接続されており、他端はインバータ１１５のＮ母線１１９に接続されている。図４９に示す絶縁検出器１２０Ｄは、スイッチ１２８を切り替えると、絶縁検出器１２０Ｄの片端の接続先をインバータ１１５の出力線とＰ母線１１８との間で切り替えることが可能な構成であり、また、スイッチ１２９を切り替えると、測定抵抗１２５の接続先をスイッチ１２８と対地との間で切り替えることが可能な構成である。スイッチ１２９を対地に接続すると、絶縁検出器１２０ＤでＮ母線１１９の電圧を直接測定することができる。

ところで、このような特別な構成であるスイッチ１２９を設けることなく実現する方法には、交流変動の周波数を測定する方法が挙げられる。商用電源周波数は５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである。１次側の結線方法が図３６，３７，３８のいずれかであると考えると、交流変動の周波数ｆ＝５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの場合には、図３９に示すＹ結線であり、交流変動成分の周波数ｆ＝１５０Ｈｚ又は１８０Ｈｚの場合には、図４０又は図４１のＶ結線又は単相であるとしてよい。なお、Ｙ結線には、Δ結線でその相電圧の中点が接地されている場合も含む。Ｖ結線又は単相であって、負荷に電流が流れず、整流回路における電圧降下がゼロである場合には、Ｎ母線１１９又はＰ母線１１８の電圧変動は０ボルトから√２×Ｖ_ｒｍｓボルトであるので、交流変動の振幅Ｖ_ａｃは下記の式（３６）にて示される。

ここで、Ｖ_ｒｍｓは、交流電源の線間電圧の実効値である。一方、図３６のように中性点接地のＹ結線の場合におけるＮ母線又はＰ母線の電圧変動を考える。Ｖ結線又は単相の場合と同様に、負荷が高インピーダンスで電流が流れず、整流回路における電圧降下がゼロであるとする。まず、Ｐ母線１１８の電位の最大値又はＮ母線１１９の電位の最小値は、受電電圧の相電圧の最大値Ｖ_ｐとなり、下記の式（３７）で表される。

一方、ＰＮ母線間の電圧は、負荷が高インピーダンスであることから、一定の電圧値Ｖ_０１に固定されている。

従って、Ｐ母線１１８が最大値Ｖ_ｐに達するときＮ母線１１９の電位はＶ_ｐ−Ｖ_０１となり、Ｎ母線１１９が最小値−Ｖ_ｐであるときＰ母線１１８の電位はＶ_０１−Ｖ_ｐとなる。従って、交流変動の振幅Ｖ_ａｃは下記の式（３９）にて表される。

つまり、交流変動の周波数を測定すると、Ｎ母線１１９の交流変動幅、すなわち振幅Ｖ_ａｃの値を予測することができ、測定コンデンサＣ_Ｄの両端の交流変動の振幅Ｖ_ｄａｃと合わせて、上記の式（３５）から、浮遊容量Ｃ_Ｓを求めることができる。

実施の形態３４．
本実施の形態３４では、浮遊容量Ｃ_Ｓの容量値を求める他の方法について説明する。図３４の構成における図４１の電圧値Ｖ_ｉ及び図４３の構成における図４５の電圧値Ｖ_ｉは、それぞれ上記の式（２２），（２８）に示すように、浮遊容量Ｃ_Ｓに依存する。測定コンデンサＣ_Ｄの容量値及び負の直流成分Ｖ_Ｎの値は既知であるため、電圧値Ｖ_ｉの値を測定すると、浮遊容量Ｃ_Ｓの容量値を知ることができる。

ここで、図３４における浮遊容量Ｃ_Ｓ及び測定コンデンサＣ_Ｄ並びに図４３の構成における浮遊容量Ｃ_Ｓの初期電荷量はゼロとする。なお、図４３の構成では、測定コンデンサＣ_Ｄの初期電荷量はＶ_０１である。例えば、浮遊容量Ｃ_Ｓをゼロにするためには、インバータ１１５を停止してから絶縁抵抗１１７の検出を開始するまでに、浮遊容量Ｃ_Ｓの電荷が放電されるようＣ_Ｓ×Ｒ_Ｍよりも長い時間放置して、浮遊容量Ｃ_Ｓの電荷を放電させる。測定コンデンサＣ_Ｄについても同様に、浮遊容量Ｃ_Ｓの電荷が放電されるようＣ_Ｄ×Ｒ_Ｄよりも長い時間放置してから計測を開始すればよい。

実施の形態３５．
本実施の形態３５では、測定した浮遊容量Ｃ_Ｓの絶縁検出への利用方法について説明する。上述したように、電圧Ｖの変化は図４１又は図４５に示す曲線で表され、その変化の時定数τ_ｔは式（２６）又は式（３１）で表される。従って、この時定数τ_ｔを測定し、浮遊容量Ｃ_Ｓが既知であれば、絶縁抵抗Ｒ_Ｍを求めることが可能である。また、本検出方法で測定できる絶縁抵抗Ｒ_Ｍの抵抗値の限界は、浮遊容量Ｃ_Ｓに強く依存する。

図５０は、本検出方法によって測定が可能な絶縁抵抗Ｒ_Ｍと、浮遊容量Ｃ_Ｓとの関係を示す図である。図５０に示すように、浮遊容量Ｃ_Ｓが大きくなると、測定可能な絶縁抵抗Ｒ_Ｍの上限が低くなる。このため浮遊容量Ｃ_Ｓから、そのときに測定可能な絶縁抵抗Ｒ_Ｍの限界値又は測定精度を推定することができる。すなわち、浮遊容量Ｃ_Ｓにより、測定された抵抗値の信頼性を判断することができる。測定された抵抗値の信頼性は、検出された値をどのように取り扱うか判断する際に参考となる。

実施の形態３６．
図５１は、本発明の実施の形態３６にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図５１に示す電気機器１１１Ａは、整流回路１１３と、平滑コンデンサ１１４と、インバータ１１５，１１５ａ，１１５ｂとを備える。インバータ１１５，１１５ａ，１１５ｂは、図３４に示すインバータ１１５と同じであり、これらは並列接続されている。インバータ１１５は浮遊容量１１６及び絶縁抵抗１１７を有するモータ１１２に接続され、インバータ１１５ａは浮遊容量１１６ａ及び絶縁抵抗１１７ａを有するモータ１１２ａに接続され、インバータ１１５ｂは浮遊容量１１６ｂ及び絶縁抵抗１１７ｂを有するモータ１１２ｂに接続されている。モータ１１２，１１２ａ，１１２ｂは、図３４に示すモータ１１２と同じである。

図５１に示す絶縁検出器１２０Ｃは、図４７に示す絶縁検出器１２０Ｃと同じである。図５１に示す絶縁検出器１２０Ｃは、一つの絶縁検出器でインバータ１１５，１１５ａ，１１５ｂ及びモータ１１２，１１２ａ，１１２ｂの検出を行うことが可能である。図５１に示す絶縁検出器１２０Ｃは、スイッチ１２８を切り替えると、絶縁検出器１２０Ｃの片端の接続先をインバータ１１５の出力線とＰ母線１１８との間で切り替えることが可能な構成である。なお、絶縁検出器１２０Ｃの片端とインバータ１１５，１１５ａ，１１５ｂの出力線との間にはスイッチ１３０が配されており、スイッチ１３０は絶縁検出器１２０Ｃの片端と、インバータ１１５，１１５ａ，１１５ｂの各々の出力線とを接続するか否かを切り替えることが可能な構成である。絶縁検出器１２０Ｃが有する電圧検出器１２１は、Ａ／Ｄ変換器１４０及びマイコン１５０に接続されている。

計測は、基本的には図４３の構成又は図４７の構成と同様に、絶縁検出器１２０ＣがＰ母線１１８に接続された状態からインバータ１１５，１１５ａ，１１５ｂの各々の出力線に接続された状態に切り替えて、モータ１１２，１１２ａ，１１２ｂの各々の絶縁抵抗１１７，１１７ａ，１１７ｂを検出し、一つのモータについての測定が終了するたびに一旦Ｐ母線１１８に接続して測定コンデンサ１２６にＰＮ母線間の電圧を蓄積し、次のモータに接続を切り替えて検出する作業をインバータとモータの個数だけ繰り返すことにより行えばよい。

ただし、３つあるモータ１１２，１１２ａ，１１２ｂについて１つずつ検出を行うと時間がかかる。そこで、測定時間を短縮するには、３つのモータ１１２，１１２ａ，１１２ｂを全部接続して同時に検出を行うことが考えられる。すなわち、Ｐ母線１１８から絶縁検出器１２０Ｃを切り離した後に、３つのインバータ１１５，１１５ａ，１１５ｂの出力にスイッチ１２８を接続し、スイッチ１３０を全てオンにして３つのモータ１１２，１１２ａ，１１２ｂの絶縁抵抗１１７，１１７ａ，１１７ｂが並列に接続された状態で検出を行う。このとき、検出される抵抗値は、３つのモータ１１２，１１２ａ，１１２ｂの絶縁抵抗１１７，１１７ａ，１１７ｂの並列接続の抵抗値である。

通常、モータ１１２，１１２ａ，１１２ｂの絶縁抵抗１１７，１１７ａ，１１７ｂが高ければ、並列接続の抵抗値も高くなり、正常であることが確認できる。一方、モータ１１２，１１２ａ，１１２ｂの絶縁抵抗１１７，１１７ａ，１１７ｂのいずれかの抵抗値が異常に低い場合には、全体の抵抗値も低く検出されるため、絶縁抵抗１１７，１１７ａ，１１７ｂのいずれかの抵抗値が異常に低いことを判別することができる。異常状態が検出された場合には、モータ１１２，１１２ａ，１１２ｂの各々を個別に測定することで、抵抗値が異常に低くなっているモータ１１２，１１２ａ，１１２ｂを判別することができる。この方法であれば、正常時には短い時間で検出が終了し、異常時には個別に検出を行うことで、絶縁抵抗の抵抗値が異常に低いモータを判別することができる。

実施の形態３７．
図５２は、本発明の実施の形態３７にかかる絶縁検出器の構成と、該絶縁検出器が接続された電気機器の構成の一例を示す図である。図５２に示す電気機器１１１Ａは、図５１に示す電気機器１１１Ａと同じである。図５２に示す絶縁検出器１２０Ｃ，１２０Ｃａ，１２０Ｃｂは、図５１に示す絶縁検出器１２０Ｃと同じである。すなわち、絶縁検出器１２０Ｃは、モータ１１２の絶縁抵抗１１７と分圧するための分圧抵抗１２４と、分圧抵抗１２４に印加された電圧を検出する検出抵抗１２３と、検出抵抗１２３の電圧を測定する電圧検出器１２１と、分圧抵抗１２４及び検出抵抗１２３に並列に設けられた測定コンデンサ１２６と、電流制限抵抗１２７と、スイッチ１２８とを備え、測定抵抗１２５は、検出抵抗１２３と分圧抵抗１２４が直列に接続された構成である。同様に、絶縁検出器１２０Ｃａは、分圧抵抗１２４ａと、検出抵抗１２３ａと、電圧検出器１２１ａと、測定コンデンサ１２６ａと、電流制限抵抗１２７ａと、スイッチ１２８ａとを備え、測定抵抗１２５ａは、検出抵抗１２３ａと分圧抵抗１２４ａが直列に接続された構成であり、絶縁検出器１２０Ｃｂは、分圧抵抗１２４ｂと、検出抵抗１２３ｂと、電圧検出器１２１ｂと、測定コンデンサ１２６ｂと、電流制限抵抗１２７ｂと、スイッチ１２８ｂとを備え、測定抵抗１２５ｂは、検出抵抗１２３ｂと分圧抵抗１２４ｂが直列に接続された構成である。絶縁検出器１２０Ｃは、インバータ１１５及びモータ１１２の検出を行うことが可能であり、絶縁検出器１２０Ｃａは、インバータ１１５ａ及びモータ１１２ａの検出を行うことが可能であり、絶縁検出器１２０Ｃｂは、インバータ１１５ｂ及びモータ１１２ｂの検出を行うことが可能である。

絶縁検出器１２０Ｃ，１２０Ｃａ，１２０Ｃｂの各々が有する電圧検出器１２１，１２１ａ，１２１ｂの各々は、スイッチ１６０を介してＡ／Ｄ変換器１４０及びマイコン１５０に接続されている。スイッチ１６０を切り替えることで、Ａ／Ｄ変換器１４０及びマイコン１５０の接続先の電圧検出器を切り替えることができる。図５２に示す構成では、図５１に示す構成と同様の計測が可能であるが、３つの計測を同時に行うことも可能である。

図５３は、図５２における測定抵抗１２５，１２５ａ，１２５ｂの両端の電圧Ｖを示す図である。例えば、曲線１７０は、測定抵抗１２５の両端の電圧Ｖを示し、曲線１７１は、測定抵抗１２５ａの両端の電圧Ｖを示し、曲線１７２は、測定抵抗１２５ｂの両端の電圧Ｖを示す。すなわち、実施の形態３２で述べたように、漸近電圧値Ｖ_ａを求めるためには、電圧が過渡的に変化する領域において、同じ時間間隔で３点の電圧を測定すればよい。

従って、絶縁検出器１２０Ｃ，１２０Ｃａ，１２０Ｃｂによる検出を同時に行ってもよい。すなわち、図５３に示すように、時間間隔Δｔ_ａで曲線１７０の電圧の検出を行いつつ、時間間隔Δｔ_ｂで曲線１７１の電圧の検出を行うとともに、時間間隔Δｔ_ｃで曲線１７２の電圧の検出を行ってもよい。本実施の形態に示すように、図５２の構成では、測定時間を短縮することができる。

実施の形態３８．
実施の形態２８〜３７にて説明した絶縁抵抗の抵抗値は、様々な要因、例えば温度又は湿度によっても変化する。また、絶縁抵抗の劣化は、非常に長時間かけて進行する現象である。このため、絶縁抵抗の劣化の正確な判定には、ある瞬間における抵抗値の測定結果を用いるのではなく、測定された結果を長時間蓄積して、蓄積した測定結果から傾向を読み取って判定すべきである。

このような蓄積された測定結果を管理する方法の１つは、複数回の診断結果を外部の例えばコントローラに通知して長時間の変化を監視することである。なお、外部のコントローラには、数値制御コントローラであるＮＣコントローラ及び上位コントローラを例示することができる。このように長時間の変化を監視することによって、より正確で誤判定の少ない診断が可能になる。また、温度又は湿度を測定する機構をモータ内に設けて、絶縁抵抗の検出値との相関を取ってデータを処理すると、より正確に傾向を読み取ることができる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１０，１０ａ 系統電源、１１ 三相交流電源、１２ コンタクタ、２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｂ１，２０ｃ，２０ｄ 電気機器、２１ 整流回路、２２ 機器内コンデンサ、２３ インバータ、２４ モータ、３０ 絶縁検出器、３１，３１ａ，３１ｂ コンデンサ、３２，３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，３２ｃ１，３２ｃ２，３２ｃ３ スイッチ、３３ 電圧検出部、３４ 制御部、３５ 出力部、４１ 電池、５１ 太陽電池、５２ 昇圧チョッパ回路、６０ 管理部、６１ Ａ／Ｄ変換部、６２ マイコン、６３ コントローラ、６４ 温度計、６５ 湿度計、６６ メモリ、１１０ 三相交流電源、１１１，１１１Ａ 電気機器、１１２，１１２ａ，１１２ｂ モータ、１１３ 整流回路、１１４ 平滑コンデンサ、１１５，１１５ａ，１１５ｂ インバータ、１１６，１１６ａ，１１６ｂ 浮遊容量、１１７，１１７ａ，１１７ｂ 絶縁抵抗、１１８ Ｐ母線、１１９ Ｎ母線、１２０，１２０ａ，１２０Ａ，１２０Ｂ，１２０Ｃ，１２０Ｃａ，１２０Ｃｂ，１２０Ｄ 絶縁検出器、１２１，１２１ａ，１２１ｂ 電圧検出器、１２２，１２８，１２８ａ，１２８ｂ，１２９，１６０ スイッチ、１２３，１２３ａ，１２３ｂ 検出抵抗、１２４，１２４ａ，１２４ｂ 分圧抵抗、１２５，１２５ａ，１２５ｂ 測定抵抗、１２６，１２６ａ，１２６ｂ 測定コンデンサ、１２７，１２７ａ，１２７ｂ 電流制限抵抗、１３０ コンタクタ、１４０ Ａ／Ｄ変換器、１５０ マイコン、１７０，１７１，１７２ 曲線。

Claims (6)

1. 交流電源と負荷との間に配され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の後段に接続されて前記負荷を駆動するインバータと、を含む電気機器のＰ母線及びＮ母線のいずれか一方と、前記インバータと前記負荷とを接続する出力線との間にスイッチを介して接続される絶縁検出器であって、
   前記絶縁検出器は、
   検出抵抗と分圧抵抗とが直列に接続されて構成される抵抗器と、
   該抵抗器に並列接続されたコンデンサと、
   前記分圧抵抗で分圧された前記検出抵抗の電圧を検出することで前記絶縁検出器の両端の電圧値を測定する電圧検出器とを備え、
   前記電圧検出器で測定された前記絶縁検出器の両端の電圧値から、前記負荷と対地又は筐体との間の絶縁抵抗を前記交流電源から分断されることなく検出し、
   前記絶縁検出器の片端がＰ母線及びＮ母線のいずれか一方に接続され、
   前記インバータの動作中には、前記絶縁検出器の他端が前記スイッチを介して前記Ｐ母線及びＮ母線の他方に接続され、
   前記インバータを停止して前記絶縁抵抗の検出を行うときには、前記スイッチを切り替えて前記絶縁検出器の他端を前記インバータの出力線に切り替える構成であることを特徴とする絶縁検出器。
2. 交流電源と負荷との間に配され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の後段に接続されて前記負荷を駆動するインバータと、を含む電気機器のＰ母線及びＮ母線のいずれか一方と、前記インバータと前記負荷とを接続する出力線との間に接続される絶縁検出器であって、
   前記絶縁検出器は、
   検出抵抗と分圧抵抗とが直列に接続されて構成される抵抗器と、
   該抵抗器に並列接続されたコンデンサと、
   前記分圧抵抗で分圧された前記検出抵抗の電圧を検出することで前記絶縁検出器の両端の電圧値を測定する電圧検出器とを備え、
   前記電圧検出器で測定された前記絶縁検出器の両端の電圧値から、前記負荷と対地又は筐体との間の絶縁抵抗を前記交流電源から分断されることなく検出し、
   前記絶縁検出器の両端の電圧が過渡的に変化している状態において３回以上測定した前記絶縁検出器の両端の電圧値と、前記絶縁検出器の両端の電圧値を測定した時刻間の時間間隔とにより前記絶縁抵抗の値を推定することを特徴とする絶縁検出器。
3. 交流電源と負荷との間に配され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の後段に接続されて前記負荷を駆動するインバータと、を含む電気機器のＰ母線及びＮ母線のいずれか一方と、前記インバータと前記負荷とを接続する出力線との間にスイッチを介して接続される絶縁検出器であって、
   前記絶縁検出器は、
   検出抵抗と分圧抵抗とが直列に接続されて構成される抵抗器と、
   該抵抗器に並列接続されたコンデンサと、
   前記分圧抵抗で分圧された前記検出抵抗の電圧を検出することで前記絶縁検出器の両端の電圧値を測定する電圧検出器とを備え、
   前記電圧検出器で測定された前記絶縁検出器の両端の電圧値から、前記負荷と対地又は筐体との間の絶縁抵抗を前記交流電源から分断されることなく検出し、
   前記絶縁検出器の両端の電圧が過渡的に変化している状態において３回以上測定した前記絶縁検出器の両端の電圧値と、前記絶縁検出器の両端の電圧値を測定した時刻間の時間間隔とにより前記絶縁抵抗の値を推定することを特徴とする絶縁検出器。
4. 交流電源と負荷との間に配され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の後段に接続されて前記負荷を駆動するインバータと、を含む電気機器のＰ母線及びＮ母線のいずれか一方と、前記インバータと前記負荷とを接続する出力線との間に接続される絶縁検出器であって、
   前記絶縁検出器は、
   検出抵抗と分圧抵抗とが直列に接続されて構成される抵抗器と、
   該抵抗器に並列接続されたコンデンサと、
   前記分圧抵抗で分圧された前記検出抵抗の電圧を検出することで前記絶縁検出器の両端の電圧値を測定する電圧検出器とを備え、
   前記電圧検出器で測定された前記絶縁検出器の両端の電圧値から、前記負荷と対地又は筐体との間の絶縁抵抗を前記交流電源から分断されることなく検出し、
   前記絶縁検出器の両端の電圧の交流変動成分の振幅から前記負荷の浮遊容量を推定することを特徴とする絶縁検出器。
5. 交流電源と負荷との間に配され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の後段に接続されて前記負荷を駆動するインバータと、を含む電気機器のＰ母線及びＮ母線のいずれか一方と、前記インバータと前記負荷とを接続する出力線との間にスイッチを介して接続される絶縁検出器であって、
   前記絶縁検出器は、
   検出抵抗と分圧抵抗とが直列に接続されて構成される抵抗器と、
   該抵抗器に並列接続されたコンデンサと、
   前記分圧抵抗で分圧された前記検出抵抗の電圧を検出することで前記絶縁検出器の両端の電圧値を測定する電圧検出器とを備え、
   前記電圧検出器で測定された前記絶縁検出器の両端の電圧値から、前記負荷と対地又は筐体との間の絶縁抵抗を前記交流電源から分断されることなく検出し、
   前記絶縁検出器の両端の電圧の交流変動成分の振幅から前記負荷の浮遊容量を推定することを特徴とする絶縁検出器。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の絶縁検出器を含むことを特徴とする電気機器。

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