JP7135494B2 - モータ過電圧保護装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、多相モータに印加される過電圧からモータを保護するモータ過電圧保護装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置に関する。

スイッチング素子を有するインバータでモータを駆動する場合、インバータとモータを接続するケーブルとモータのインピーダンス不整合による反射によってモータに過大なサージ電圧が印可され、モータ巻線の絶縁破壊やモータ巻線の絶縁寿命低下などの問題が生じることがある。このようなモータに印可されるサージ電圧を抑制する方法として、特許文献1に記載されたサージ電圧抑制回路が提案されている。
この特許文献1の図１や図４に記載されたサージ電圧抑制回路では、モータとこのモータを駆動するインバータとの間を接続するケーブルに介挿したリアクトルと、リアクトルとモータとの間のケーブルに個別に中間点が接続されたダイオードレグを並列接続したダイオードブリッジ回路とを備え、ダイオードブリッジ回路の直流高電位側および低電位側がインバータの直流高電位側および低電位側に個別に接続している。
このように構成したサージ電圧抑制回路は、リアクトルとケーブルとの共振によって生じる電圧振動の波高値が、リアクトルとダイオードブリッジ回路により、インバータの直流電圧以下に抑制される。

特開平４－２５１５７４号公報 特開２０１０－１３６５６４号公報

特許文献１に記載された様なサージ電圧抑制回路は、モータ受電端子部に印可される電圧波高値を抑制するものである。ところで、モータ巻線の絶縁破壊や絶縁劣化といった問題は、モータ受電端子部の電圧と、モータ内部巻線の電圧分担が影響して生じる。
ここで、モータ内部巻線の電圧分担について説明する。モータ内部巻線は複数のコイルで構成され、商用電源等でモータを駆動した場合は、モータの受電端子部に印可される電圧が全コイルに均一に分担される。

一方、インバータでモータを駆動した場合、モータの受電端子部に印可される電圧は急峻な立ち上がりを持つため、過渡応答特性が出現する。それを表す例として、図１８には０－１Ｖの矩形波電圧をモータの受電端子部(図１８（ｂ）のＵ端子)に印可した場合のモータ内部コイルの電圧分担測定例を示している。この図１８から電圧印可直後はモータ内のコイル電圧分担は均一にはならず、受電端子に近いコイルに電圧が集中することが判る。

さらに、図１９には、インバータ駆動時のモータ受電端電圧とモータ受電端近傍コイル電圧測定結果の例を示しており、モータ受電端での反射によってモータ受電端にはインバータの直流中間電圧（Ｖｄｃ）の２倍近くの電圧が印可され、そして、モータ受電端隣接コイルにもこれと同程度の電圧が印可されることが判る。
このような過渡応答による受電端隣接コイルへの電圧集中と、モータ受電端での反射による過電圧とによって、モータ巻線に過大な電圧が印可され、絶縁破壊や絶縁劣化などの問題が生じる。したがって、このようにして生じる過電圧を対策するためには、モータ内部の過渡応答特性を考慮することが重要となる。

しかしながら、特許文献１に記載された先行技術にはモータ受電端における電圧抑制効果やモータ内部の特性については触れられておらず、対策効果に過不足が生じる場合がある。図２０には特許文献１に記載の電圧抑制回路の効果を、インバータ駆動時のモータ受電端近傍コイルの電圧シミュレーション結果を用いて示している。図２０で破線図示の特性線Ｌ１は電圧抑制回路が無い場合、図２０で実線図示の特性線Ｌ２は抑制回路のインダクタンス値を２５μＨとした場合、図２０で細線図示の特性線Ｌ３は電圧抑制回路のインダクタンス値を１ｍＨとした場合のモータ受電端隣接コイルの電圧である。

図２０の特性線Ｌ２及びＬ３の何れの対策回路も、リアクトルのインダクタンス値は特許文献1に記載された通りモータケーブルのインダクタンス値よりも大きな値としているが、対策効果の大きさは大きく異なる。
図２０の特性線Ｌ２ではコイル電圧はインバータの直流中間電圧Ｖｄｃを超過しており、モータの絶縁仕様によっては対策が不足している可能性がある。一方で図２０の特性線Ｌ３ではコイル電圧が商用周波数で運転した場合よりも低い値まで抑制されており、過剰な対策となっている。

対策が不足した場合は、モータが損傷する問題が生じ、対策が過剰な場合は、リアクトルが大きくなるなどによって対策コストが過大になるなどの問題が生じる。また、モータケーブルの長さは現地でのモータ据え付け条件によるので、モータケーブルのインダクタンス値もこれに応じて変化する。このため、事前にフィルタのインダクタンス値を決定することが困難となる問題や、モータケーブルが非常に長い場合はインダクタンス値もそれに応じて非常に大きくなり、大型化やコストアップとなるなどの問題が生じる。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、インバータで駆動するモータのコイルを過電圧から確実に保護し、かつ小型化と対策コストの低減とが可能なモータ過電圧保護装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係るモータ過電圧保護装置の一態様は、モータとこのモータを駆動するインバータとの間を接続するモータケーブルのインバータ側に介挿したリアクトルと、モータケーブルとリアクトルとの接続点に個別に中間点を接続したダイオードレグが並列に接続されたダイオードブリッジ回路とを備えたフィルタ部を有し、ダイオードブリッジ回路の直流高電位側及び直流低電位側がインバータの直流高電位側及び直流低電位側に接続され、ダイオードブリッジ回路を通る電流経路に還流電流抑制部を備えている。そして、リアクトルは、モータのモータケーブルに対する受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧が許容電圧以下となるインダクタンス値に設定されている。
また、本発明に係る電力変換装置の一態様は、多相モータを駆動する多相インバータと、上述したモータ過電圧保護装置とを備えている。
さらに、本発明に係る多相モータ駆動装置は、多相モータと、この多相モータを駆動するインバータと、上述したモータ過電圧保護装置とを備えている。

本発明の一態様によれば、モータ巻線の絶縁保護において重要となる、モータ受電端子部に印可される電圧波高値とモータ内部の過渡的な電圧伝搬特性や不平等なコイル電圧分担とを考慮したモータ過電圧保護装置を実現する。これによって、インバータで駆動するモータのコイルを過電圧から確実に保護し、小型化と対策コストの低減とが可能なモータ過電圧保護装置、またこれを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供することができる。

本発明に係る多相モータ駆動装置の第１実施形態を示す回路図である。 コイル電圧抑制効果の第１シミュレーション結果を示す特性線図であって、（ａ）はモータの固有振幅係数ξを０に設定した場合の特性線図であり、（ｂ）はモータの固有振幅係数ξを１に設定した場合の特性線図である。 コイル電圧抑制効果の第２シミュレーション結果を示す特性線図であって、（ａ）はモータの固有振幅係数ξを０に設定した場合の特性線図であり、（ｂ）はモータの固有振幅係数ξを１に設定した場合の特性線図である。 コイル電圧抑制効果の第３シミュレーション結果を示す特性線図であって、（ａ）はモータの固有振幅係数ξを０に設定した場合の特性線図であり、（ｂ）はモータの固有振幅係数ξを１に設定した場合の特性線図である。 モータケーブルの特性インピーダンスを示す図であって、（ａ）は公称断面積と特性インピーダンスとの関係を示す特性図であり、（ｂ）は許容電流と特性インピーダンスとの関係を示す特性図である。 モータのトルクと固有振動周波数との関係を示す特性線図である。 リアクトルのインダクタンス値とモータ容量との関係を示す特性線図である。 ｄＶ／ｄｔフィルタの循環電流経路を示す説明図である。 限流抵抗を設けない場合の波形図であって、（ａ）はダイオード電流波形を示す図、（ｂ）はインバータ出力端電圧、フィルタ出力電圧及びモータ受電端電圧を示す波形図である。 限流抵抗の有無による波形図であって、（ａ）はダイオード電流を示す波形図、（ｂ）は限流抵抗の有無によるモータ受電端線間電圧を示す波形図、（ｃ）は限流抵抗を設けない場合及び本実施形態のモータ受電端線間電圧を示す波形図、（ｄ）は限流抵抗を設けない場合及び本実施形態のダイオード電流を示す波形図である。 本発明に係るモータ過電圧保護装置の第１変形例を示す回路図である。 本発明に係るモータ過電圧保護装置の第２変形例を示す回路図である。 本発明に係るモータ過電圧保護装置の第３変形例を示す回路図である。 本発明に係るモータ過電圧保護装置の第４変形例を示す回路図である。 本発明に係るモータ過電圧保護装置の第５変形例を示す回路図である。 本発明に係るモータ過電圧保護装置の第６変形例を示す回路図である。 図１６の第６変形例に適用し得る漏れ電流抑制インピーダンスを示す図である。 モータ内部の電圧分担を示す図であって、（ａ）は測定個所を示す図、（ｂ）は各測定個所の測定電圧を示す特性線図である。 モータ受電端電圧と受電端隣接コイル電圧を示す特性線図である。 先行技術の効果の説明に供する特性線図である。

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

［第１実施形態］
まず、本発明の一の態様を表すモータ過電圧保護装置を備えた多相モータ駆動装置の第１実施形態について説明する。
図１に示すように、多相モータ駆動装置１０は、三相交流電源１１と、この三相交流電源１１から出力される三相交流電力がトランス１２を介して入力される電力変換装置１３と、この電力変換装置１３から出力される三相電力によって駆動される三相モータ１４とを備えている。
電力変換装置１３は、トランス１２から三相リアクトル２０を介して入力される三相交流電力を直流電力に変換するパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータ（以下、ＰＷＭコンバータと称す）２１と、このコンバータ２１から出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサ２２と、この平滑コンデンサ２２で平滑化された直流電力を三相交流電力に変換して三相モータ１４に供給する三相インバータ２３とを備えている。

ここで、ＰＷＭコンバータ２１は、図１に示すように、高電位側配線Ｌｐ及び低電位側配線Ｌｎ間に、Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒ、Ｓ相スイッチングレグＣＳＬｓ及びＴ相スイッチングレグＣＳＬｔが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。
Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される２つのスイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２が直列に接続されている。Ｓ相スイッチングレグＣＳＬｓ及びＴ相スイッチングレグＣＳＬｔも、Ｒ相スイッチングレグＣＳＬｒと同様のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４及びＱ１５，Ｑ１６が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６には、逆並列に還流ダイオードＤ１１～Ｄ１６が接続されている。

また、各スイッチングレグＣＳＬｒ、ＣＳＬｓ及びＣＳＬｔのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３及びＱ１５とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４及びＱ１６との接続点である中間点がトランス１２の出力側に接続されている。
さらに、各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でなるゲート信号が入力されることにより、トランス１２からの交流電力を直流電力に変換して高電位側配線Ｌｐ及び低電位側配線Ｌｎに出力する。

なお、コンバータとしては、ＰＷＭコンバータ２１に限らず、ＰＷＭコンバータ２１の各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６を削除してダイオードＤ１１～Ｄ１６のみから構成したダイオードブリッジ整流回路を適用することができる。
また、三相インバータ２３は、図１に示すように、平滑コンデンサ２２が接続された高電位側配線Ｌｐ及び低電位側配線Ｌｎ間に、Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕ、Ｖ相スイッチングレグＩＳＬｖ及びＷ相スイッチングレグＩＳＬｗが並列に接続されたフルブリッジ回路を備えている。

Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成される２つのスイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２が直列に接続されている。Ｖ相スイッチングレグＩＳＬｖ及びＷ相スイッチングレグＩＳＬｗも、Ｕ相スイッチングレグＩＳＬｕと同様のスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４及びＱ２５，Ｑ２６が直列に接続されている。なお、各スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６には、逆並列に還流ダイオードＤ２１～Ｄ２６が接続されている。

また、各スイッチングレグＩＳＬｕ、ＩＳＬｖ及びＩＳＬｗのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３及びＱ２５とスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４及びＱ２６との接続点である交流出力端が三相のモータケーブル２４を介して三相モータ１４のモータ端子ｔｕ、ｔｖ及びｔｗに接続されている。ここで、モータケーブル２４は、スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２の交流出力端及びモータ端子ｔｕ間に接続されたＵ相ケーブルＬｕと、スイッチング素子Ｑ２３及びＱ２４の交流出力端及びモータ端子ｔｖ間に接続されたＶ相ケーブルＬｖと、スイッチング素子Ｑ２５及びＱ２６の交流出力端及びモータ端子ｔｗ間に接続されたＷ相ケーブルＬｗとで構成されている。

さらに、三相インバータ２３の各スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６のゲートには、図示しないゲート駆動回路からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でなるゲート信号が入力される。この三相インバータ２３で、平滑コンデンサ２２が接続された高電位側配線Ｌｐ及び低電位側配線Ｌｎから供給される直流電力を交流電力に変換してモータケーブル２４を介して三相モータ１４に供給する。
三相インバータ２３及びモータケーブル２４間には、モータ過電圧保護装置ＭＯＰが設けられている。このモータ過電圧保護装置ＭＯＰは、フィルタ部としての電圧クランプ形ｄＶ／ｄｔフィルタ３０を備えている。この電圧クランプ形ｄＶ／ｄｔフィルタ３０は、モータケーブル２４の各相ケーブルＬｕ～Ｌｗの三相インバータ２３側に接続された三相リアクトル３１と、各相ケーブルＬｕ～Ｌｗの三相リアクトル３１側に接続されたダイオードブリッジ回路３２と、ダイオードブリッジ回路３２の交流入力側に接続された還流電流抑制部としての限流抵抗３３とを備えている。

三相リアクトル３１は、Ｕ相ケーブルＬｕに介挿されたＵ相リアクトル３１ｕと、Ｖ相ケーブルＬｖに介挿されたＶ相リアクトル３１ｖと、Ｗ相ケーブルＬｗに介挿されたＷ相リアクトル３１ｗとを有する。
ダイオードブリッジ回路３２は、直流出力側となる高電位側配線Ｌｐ１と低電位側配線Ｌｎ１との間に並列に接続された３組のダイオードレグ３２ｕ、３２ｖ及び３２ｗを備えている。

ダイオードレグ３２ｕは、高電位側配線Ｌｐ１及び低電位側配線Ｌｎ１間に２つのダイオードＤ３１及びＤ３２が直列に接続され、ダイオードＤ３１のカソードが高電位側配線Ｌｐ１に接続され、アノードがダイオードＤ３２のカソードに接続され、ダイオードＤ３２のアノードが低電位側配線Ｌｎ１に接続されている。さらに、ダイオードＤ３１及びＤ３２間の中間点である交流入力端が三相リアクトル３１のＵ相リアクトル３１ｕとモータケーブル２４のＵ相ケーブルＬｕとの接続点Ｐ１ｕに接続されている。

ダイオードレグ３２ｖ及び３２ｗもダイオードレグ３２ｕと同様に高電位側配線Ｌｐ１及び低電位側配線Ｌｎ１間に２つのダイオードＤ３３，Ｄ３４及びＤ３５，Ｄ３６が順方向に直列に接続されている。そして、ダイオードＤ３３及びＤ３４の中間点である交流入力端が、三相リアクトル３１のＶ相リアクトル３１ｖとモータケーブル２４のＶ相ケーブルＬｖとの接続点Ｐ１ｖに接続されている。また、ダイオードＤ３５及びＤ３６の中間点が、三相リアクトル３１のＷ相リアクトル３１ｗとモータケーブル２４のＷ相ケーブルＬｗとの接続点Ｐ１ｗに接続されている。

また、限流抵抗３３は、各ダイオードレグ３２ｕ、３２ｖ及び３２ｗの交流入力端と、接続点Ｐ１ｕ、Ｐ１ｖ及びＰ１ｗとの間に個別に接続された抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗで構成されている。ここで、抵抗Ｒｕ、Ｒｖ及びＲｗの抵抗値は、モータケーブル２４の各相ケーブルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの接続点Ｐ１ｕ、Ｐ１ｖ及びＰ１ｗと三相モータ１４の受電端子ｔｕ、ｔｖ及びｔｗとの間の特性インピーダンスＺｕ、Ｚｖ及びＺｗと同等の値に設定されている。

そして、高電位側配線Ｌｐ１が電力変換装置１３の高電位側配線Ｌｐに接続され、低電位側配線Ｌｎ１が電力変換装置１３の低電位側配線Ｌｎに接続されている。
次に、ｄＶ／ｄｔフィルタ３０のリアクトルの値の設定方法を、出力電力５．５ｋＷ、出力電圧ＡＣ４００Ｖ、４極の直列接続されたコイルによって構成される固定子をもつ三相モータ１４を三相インバータ２３で駆動する場合を例に説明する。
本ｄＶ／ｄｔフィルタ３０は、高周波的にはフィルタのリアクトルＬ_ｆとモータケーブル２４の特性インピーダンスＺ-ｃの１次フィルタ回路として作用する。そのため、フィルタ出力端電圧Ｖ_{ｆｉｌｔｅｒ}は下記（１）式で表すことができる。

ここで、Ｌ_ｆはｄＶ／ｄｔフィルタ３０のインダクタンス値［Ｈ］、Ｖ_ｉｎｖはインバータ出力端電圧［Ｖ］、Ｚｃはモータケーブルの特性インピーダンス[Ω]である。
また、モータ受電端に隣接するコイルの電圧Ｖ_ｃｏｉｌは下記（２）式で表すことができる。

ここで、Γｍは、モータケーブルとモータ受電端における反射係数、ｐはモータ固定子コイル数、ｆ_ｃｏｉｌはモータコイル固有振動周波数［Ｈｚ］、ξはモータ固有振幅係数であって、モータコイルの抵抗成分に相当し、０＜ξ＜１の範囲に設定される。
この（２）式に各種定数を代入し、時間ｔを０から増加させることで、モータ受電端に隣接する固定子コイルの電圧Ｖ_ｃｏｉｌを求めることができる。例として、以下の定数を用いて求めたコイル電圧を図２（ａ）及び（ｂ）に示す。
ｄＶ／ｄｔフィル３０のインダクタンス値Ｌ_ｆ［Ｈ］＝１μ［Ｈ］～６００μ［Ｈ］
インバータ出力端電圧Ｖ_ｉｎｖ［Ｖ］＝０Ｖから直流中間電圧Ｖｄｃに立ち上がる矩形波
モータケーブルの特性インピーダンスＺｃ[Ω]＝７０Ω

このモータケーブルの特性インピーダンスＺｃは、以下の様にして求めた。
５．５ｋＷ容量モータの定格電流は１３．５Ａ程度であり、このような場合に一般に適用するモータケーブル２４は、断面積が２ｍｍ^２、３．５ｍｍ^２、５．５ｍｍ^２、８ｍｍ^２のいずれかである。
ケーブルの特性インピーダンスＺｃは、その断面寸法によっておよその値が決まる（長さは関係しない）。断面積２ｍｍ^２で４芯のケーブルを使用することを想定すると、その特性インピーダンスは、実測結果から約７０Ωである。
モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γｍ＝１
この反射係数Γｍは、厳密にはケーブルやモータによってその値は異なるが、1に近い値であることが一般的である。
モータ固定子コイル数ｐ＝４
モータコイル固有振動周波数ｆ_ｃｏｉｌ［Ｈｚ］＝１４０ｋＨｚ
このモータコイル固有振動周波数ｆ_ｃｏｉｌは_、４００Ｖ、５．５ｋＷ誘導モータの実測値から求めた_。
モータ固有振幅係数ξ＝１、０

この図２（ａ）及び（ｂ）から明らかなように、ｄＶ／ｄｔフィルタ３０のインダクタンス値Ｌ_ｆが１μＨ程度では電圧抑制効果は非常に小さく、インダクタンス値Ｌ_ｆが大きくなるほど、モータ受電端に隣接するコイルのコイル電圧の極大値が抑制されていることが判る。
そして、ｄＶ／ｄｔフィルタ３０のインダクタンス値として、コイル電圧の極大値がモータ受電端に隣接するコイルの絶縁耐圧または許容電圧以下となるような、できるだけ小さい値を選定すれば、過剰に対策することなく、モータコイルを過電圧から確実に保護できる。
ここで、モータの絶縁仕様や装置構成をもとにリアクトル３１のインダクタンス値Ｌ_ｆを選定する手順の例を以下に示す。

［インダクタンス値選定例１］
インバータ駆動を想定した絶縁設計モータに適用することを想定したフィルタの場合は、コイル電圧をインバータ直流中間電圧値程度（Ｖｄｃ）に抑制できると良い。そのために必要なインダクタンス値を選定する場合、前述した方法と同様の手法で求めた図３のコイル電圧を参照し、コイル電圧が直流中間電圧Ｖｄｃを超えないリアクトルの値として、６０μＨ（図３（ａ）、ξ＝０の場合）～９０μＨ（図３（ｂ）、ξ＝１の場合）の値を選定すると良い。モータ固有振幅係数ξが明らかな場合は、その値を用いてコイル電圧が直流中間電圧Ｖｄｃを超えないリアクトルの値を求め、モータ固有振幅係数ξが不明ならばモータコイルを確実に保護できるように９０μＨを選定すれば良い。

［リアクトルの値選定例２］
上記の選定例１ではモータ絶縁仕様をもとにリアクトルの値を選定したが、それ以外にも各種条件を考慮して値を選定することができる。例えば、モータケーブルが非常に短い場合や、モータ受電端に整合回路が接続されている場合などで、モータ受電端での電圧反射による過電圧が生じない、または非常に小さい場合もある。このような場合は、反射係数Γｍ＝０を前述した（２）式に代入してコイル電圧を求め、コイル電圧の許容値との比較によりインダクタンス値Ｌ_ｆを決定する。このような場合のコイル電圧の計算例を図４（ａ）及び（ｂ）に示している。この例におけるコイル電圧の許容値がＶｄｃ／４とすると、同図からリアクトルの値は１５０μＨ～２５０μＨ程度が良いことが判る。

なお、コイル電圧の許容値は、インバータ直流中間電圧Ｖｄｃを４極のモータコイルで均一に電圧分担した場合に印可される電圧がＶｄｃ／４であることからこの値を引用した。これは、インバータから出力される電圧立ち上がり・立下り時間が長くなると、受電端子近傍コイルへの電圧集中は緩和し、均一に電圧分担した状態に近づくためである。コイル電圧許容値が明確でない場合、このように許容値を設定することで、多くのインバータ駆動モータのコイルを確実に過電圧から保護できる。直流中間電圧Ｖｄｃ・２極のモータであれば、許容電圧をＶｄｃ／２にすれば良い。

以上の様にして、モータの絶縁仕様やインバータ駆動モータシステムの構成などに応じて、適切なインダクタンス値を選定する。なお、リアクトル３１に用いるコア材の種類によっては透磁率の周波数依存性が大きく、これに伴いインダクタンス値も周波数によって値が変化する場合がある。そのため、モータコイルの過電圧保護において重要となる、モータコイル固有振動周波数において、前述したインダクタンス値であることが必要である。
なお、モータコイル固有振動周波数ｆ_ｃｏｉｌは、モータの容量や極数および固定子構造などによっても異なるが、５０ｋＨｚ～５００ｋＨｚの帯域であることが一般的である。また、インバータや、モータケーブル、およびモータにおける各種定数の個体差を考慮し、リアクトルの値に例えば２０％程度の一定のマージンを持たせ、モータを確実に保護できるようにしても良い。

［ｄＶ／ｄｔフィルタのインダクタンス値Ｌ_ｆ設定方法］
ところで、コイル電圧を前述した（２）式で計算するために必要な定数が判らない様な場合も想定される。そのような場合は、以下に説明する（ａ）及び（ｂ）の方法で定数を決定しても良い。
（ａ）測定結果をもとに導出した近似式を用いて定数を設定する方法
（ａ-1）モータケーブルの特性インピーダンスＺｃ
モータケーブルの許容電流値とモータケーブルの特性インピーダンスＺｃとの関係の近似式から導出する。
図５（ａ）及び（ｂ）には、単芯ケーブルと３芯ケーブルおよび４芯ケーブルのモータケーブルの特性インピーダンス測定例を示している。これら図５（ａ）の横軸はケーブルの導体の公称断面積であり、図５（ｂ）の横軸はケーブルの導体の許容電流である。これら図５（ａ）及び（ｂ）を参照しながら、電力容量５．５ｋＷ／電圧４００Ｖ／４極／定格電流１３．５Ａの３相インバータ２３で３相モータ１４を２００ｍのモータケーブル２４を接続して駆動する場合を例に、ｄＶ／ｄｔフィルタ３０のインダクタンス値Ｌ_ｆの設定方法を以下に説明する。

モータケーブル２４は、導体の公称断面積ごとに許容電流が定められているため、モータケーブル２４を流れる電流値から使用するケーブルの導体断面積を選定できる。さらに詳細には、モータケーブルでの発熱量や電圧降下を許容範囲以下にするために、１～３サイズ程度大きな公称断面積のケーブルを用いることもある。例えば、１３．５Ａの定格電流を流すために、公称断面積ごとに定められた許容電流から適用導線の断面積を決めると、公称断面積２ｍｍ^２以上であれば良いが、電圧降下を考慮した場合は、適用先の仕様によっては許容できる電圧降下範囲にするためには２００ｍと比較的長いケーブルの場合は公称断面積が５．５ｍｍ^２以上のケーブルを使う必要があることもある。そこで本例では、公称断面積が５．５ｍｍ^２のケーブルを用いる。

ここで、図５（ａ）を参照すると、５．５ｍｍ^２のケーブルの特性インピーダンスは、単芯ケーブルは９９Ω、４芯ケーブルは６１Ω、３芯ケーブルは４１Ωと、ケーブルの種類によってその値が異なる。使用するケーブルが決まっている場合はこの値を用いれば良いし、不明な場合はモータコイルを確実に保護できるように、３つのケーブルの最も小さな値である４１Ωを用いても良い。
なお、モータケーブルの特性インピーダンスは原理的に、導体半径やＵＶＷ各相の導体間距離および絶縁体の材質などで決まり、ケーブル長には依存しない。そのため、モータケーブルの特性インピーダンスを実地で測定せずとも、公称断面積や種類が同じケーブルの特性インピーダンスから推定することができる。あるいは、ｄＶ／ｄｔフィルタ３０の許容電流値と図５（ｂ）から、特性インピーダンスを推定して限流抵抗値を設定しても良い。

また、図５（ｂ）からケーブルの種類によらず許容電流が大きくなると特性インピーダンスが小さくなる関係があることが判るが、この関係は下式のよう表すことができる。
１２０×Ｉ^－０４＜Ｚｃ＜５００×Ｉ^－０．３［Ω］ ・・・（３）
この（３）式を用いて、ｄＶ／ｄｔフィルタ３０の許容電流からモータケーブルの特性インピーダンスを求めると良い。例えば、単芯のモータケーブルを使用するインバータ駆動モータシステムに、許容電流５０Ａのフィルタを適用する場合は、まず図５（ｂ）から上記（３）式にＩ＝５０Ａを代入して特性インピーダンスＺｃの値の範囲を求める。さらに、単芯ケーブルは比較的特性インピーダンスが大きな傾向があることから、求めたＺｃの最大値である１９５Ωを用いてリアクトルのインダクタンス値Ｌ_ｆを設定する。

（ａ－２）モータコイル固有振動周波数ｆ_ｃｏｉｌの設定方法
モータコイル固有振動周波数とモータトルクとの関係の測定値から近似式を導出する。
図６には、モータの振動周波数測定値とモータの定格トルクとの関係を示している。モータ振動周波数は定格トルクが大きい程高くなる傾向が確認でき、この図６からモータ振動周波数ｆ_ｃｏｉｌとトルクＴの関係を以下の近似式で表すことができる。
６００００Ｔ^０．１＜ｆ_ｃｏｉｌ＜７００００Ｔ^０．３ ・・・（４）
この（４）式と使用モータのトルクから、モータ振動周波数ｆ_ｃｏｉｌの値を得れば良い。例えば電力容量５．５Ｗ／４極／出力周波数５０Ｈｚのモータを使用し、確実にモータを保護する方針でリアクトル３１のインダクタンス値Ｌ_ｆを設定する場合は、モータのトルクＴ＝３４Ｎ・ｍを上記（４）式に代入してモータ振動周波数ｆ_ｃｏｉｌの範囲を算出し、モータ保護の点で安全サイドに相当するモータ固有振動周波数ｆ_ｃｏｉｌの下限値８５ｋＨｚを用いてリアクトル３１のインダクタンス値Ｌ_ｆを設定する。

（ｂ）代表的な値を用いて定数を設定する。
一般に広く用いられる条件を想定した値や、モータを確実に保護できる値を設定する。例えば下記の様な値を用いると良い。
・モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γｍ＝２
・モータ固定子コイル数ｐ=４
・モータ固有振幅係数ξ＝０．５
ここで、上述した近似式や代表値を用いたインダクタンス値を選定する手順の例を以下に示す。

［インダクタンス値選定例３］
例えば、インバータ駆動を想定した絶縁設計モータに適用することを想定したｄＶ／ｄｔフィルタ３０の場合、モータ１４のコイル電圧Ｖ_ｃｏｉｌをインバータ直流中間電圧値程度（Ｖｄｃ）に抑制できると良い。そこで、前述した（２）式と下記の定数を用いて、コイル電圧Ｖ_ｃｏｉｌがインバータ直流中間電圧値以下になるようなリアクトル３１の最小のインダクタンス値Ｌ_ｆを求める。
モータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃ[Ω]を前記（３）式より算出(電流Iはモータ定格電流を使用)する。
モータコイル固有振動周波数ｆ_ｃｏｉｌ［Ｈｚ］＝（４）式により算出する。
インバータ出力端直流電圧Ｖ_ｉｎｖ［Ｖ］＝０Ｖから直流中間電圧Ｖｄｃに立ち上がる矩形波
モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γｍ＝１
モータ固定子コイル数ｐ＝２、４、６のいずれか
モータ固有振幅係数ξ＝１～０の値

このようにして求めたインダクタンス値Ｌ_ｆとモータ容量Ｐ_{ｍｏｔｅｒ}の関係を図７に示す。この図７において、インダクタンス値Ｌ_ｆは、ケーブルの種別、モータ固定子コイル数、およびモータ固有振幅係数によって異なるため、同一容量のモータにおける最小値と最大値を示している。同図によれば、５．５ｋＷのモータに適用するリアクトル３１のインダクタンス値Ｌ_ｆは３６μＨ～２２８μＨの値に設定すれば良い。使用するケーブルの種別、モータ固定子コイル数およびモータ固有振幅係数が明らかな場合は、これに応じて適切なインダクタンス値を設定すれば良いし、不明な場合はモータを確実に保護するために２２８μＨに設定すると良い。

［インダクタンス値の選定例４］
本選定例では、インダクタンス値Ｌ_ｆとモータ容量Ｐ_{ｍｏｔｅｒ}との間には図７に示すように相間関係がある。そこで、図７からインダクタンス値を選定する例を説明する。この図７では「◇」で表される最大条件のインダクタンス値Ｌ_{ｆ＿ｍａｘ}と、「□」で表される最小条件のインダクタンス値Ｌ_{ｆ＿ｍｉｎ}とモータ容量Ｐ_{ｍｏｔｅｒ}の関係は以下の近似式で表すことができる。
Ｌ_{ｆ＿ｍａｘ}＝０．００５×Ｐ_{ｍｏｔｅｒ} ^－０．３ ・・・（５） （最大条件）
Ｌ_{ｆ＿ｍａｘ}＝０．０００４×Ｐ_{ｍｏｔｅｒ} ^－０．４ ・・・（６） （最小条件）
そこで上記（５）式及び（６）式と、モータ容量を用いてインダクタンス値を決定すれば良い。例えば、モータ容量Ｐ_{ｍｏｔｅｒ}＝５．５ｋＷのモータに適用するリアクトル３１のインダクタンス値Ｌ_ｆは、（５）式、（６）式、モータ容量Ｐ_{ｍｏｔｅｒ}＝５．５ｋＷから、１３μＨ～３７７μＨとすればよい。

［ｄＶ／ｄｔフィルタ３０の限流抵抗３３の作用］
ｄＶ／ｄｔフィルタ３０は、三相インバータ２３の交流出力側と直流入力側との間に介挿されている関係で、限流抵抗３３を設けない場合には、図８に示すように、三相リアクトル３１からダイオードブリッジ回路３２と三相インバータ２３のスイッチング素子を通って三相リアクトル３１に戻る還流電流が減衰せずに流れ続ける。このときのダイオードを流れる還流電流は、図９（ａ）に示すように、フィルタ出力端電圧が図９（ｂ）に示すように直流中間電圧Ｖｄｃに達した後に流れ続けることが判る。この還流電流によってダイオードが加熱する問題や損失が増加する等の問題が生じる。このため、還流電流を抑制するために限流抵抗３３が必要となる。
限流抵抗３３が無い場合には、上述した還流電流が流れる経路にはインダクタンスはあるものの、電流を積極的に減衰させる要素が存在しない。そのため、図９（ａ）に示すように、還流電流の振幅が大きく減衰が非常に遅くなる振動波形となる。

一方で、還流電流が流れる経路に限流抵抗３３を設けることにより、還流電流を低減することができる。すなわち、図１０（ａ）に示すように、限流抵抗３３を設けない場合のダイオード電流は、点線図示のように振幅が大きく減衰が遅くなる減衰振動波形となるのに対し、限流抵抗３３を設けた場合には、実線図示のように還流電流は振幅が小さく且つ速やかに低減することが判る。
しかしながら、限流抵抗３３を設けることで、モータ受電端の線間サージ電圧は、図１０（ｂ）に点線図示のように、限流抵抗３３を設けない場合の一点鎖線図示のピーク電圧に対して、より大きなピーク電圧となり、大きなサージ電圧となってしまう。

これに対し、上記実施形態のように、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブル２４の特性インピーダンスＺｃと同等にすることにより、図１０（ｃ）で実線図示のように限流抵抗３３を設けることによるサージ電圧を抑制することができる。つまり、限流抵抗３３の抵抗値をモータケーブルの特性インピーダンスＺｃと同等に設定することにより、モータ受電端線間電圧のピーク値を図１０（ｃ）で実線図示のように、図１０（ｃ）で点線図示の限流抵抗を設けない場合のモータ受電端線間電圧のピーク電圧値と同等することができる。すなわち、モータ受電端線間電圧の最大値は、限流抵抗を設けた場合と設けない場合とで変化はなく、ともに約１．３Ｖｄｃで同等となる。

また、ダイオード電流は、図１０（ｄ）に示すように、点線図示の限流抵抗３３を設けない場合の減衰振動波形に比較して、限流抵抗３３を設け、且つ抵抗値を上述したように設定した場合には、実線図示のように、振幅が小さく、且つ振動波形とはならずに素早く減衰させることができる。
なお、限流抵抗３３の抵抗値は、小さければそれで良い、ということではなく、限流抵抗３３の抵抗値Ｒｆを下記のように設定する。
Ｚｃ／２≦限流抵抗値Ｒｆ≦Ｚｃ
ここで、限流抵抗値をケーブルの特性インピーダンスの半分から同等未満の値にすることで、インバータのスイッチング素子が短時間内に連続してスイッチした場合に生じる、モータ受電端におけるサージ電圧ピーク値を低減することができる。

［ｄＶ／ｄｔフィルタ３０のダイオード選定］
ダイオードブリッジ回路３２に使用するダイオードは、本フィルタに適した逆回復特性を持つものを適用する必要がある。インバータのスイッチング素子がＰＷＭ動作応じてオン・オフ動作を繰り返すことで、インバータの出力端の電圧はＰＷＭパルス幅をもつ矩形波電圧を出力するが、このパルス幅よりもダイオードの逆回復時間が長いと、ダイオードの電流が流れ続け、発熱や場合によっては破損などの問題が生じる恐れがある。そのため、逆回復時間がＰＷＭパルス幅よりも短いダイオードを適用することが望ましい。例えば、一般に高速ＰＮダイオードと呼ばれるＦＲＤ(fast recovery diode)、ＨＥＤ(high efficiency diode)の他、ＳＢＤ(schottky barrier diode)、ＰＩＮダイオード(p-intrinsic-n diode)などを用いると良い。また逆回復時間Ｔｒｒの目安として、インバータのキャリア周期(キャリア周波数の逆数)の１／５以下であると良い。

以上のように上記実施形態によると、ｄＶ／ｄｔフィルタ３０のリアクトル３１のインダクタンス値Ｌ_ｆをモータ１４の受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧が、その受電端に隣接する固定子コイルの許容電圧以下となるように設定されている。このため、モータ巻線の絶縁保護において重要となる、モータ受電端子部に印可される電圧波高値とモータ内部の過渡的な電圧伝搬特性や不平等なコイル電圧分担とを考慮したモータ過電圧保護装置を実現できる。これによって、インバータ２３で駆動するモータ１４のコイルを過電圧から確実に保護することができ、かつリアクトル３１の小型化と過電圧に対する対策コストの低減とが可能なモータ過電圧保護装置、これを使用した電力変換装置及び多相モータ駆動装置を提供することができる。

しかも、前述した（２）式でモータの受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧を算出することにより、モータ受電端子部に印可される電圧波高値と、モータ内部の過渡的な電圧伝搬特性とそれに伴う不均一なコイル電圧分担とを定式的・定量的に考慮することができ、リアクトル３１のインダクタンス値Ｌ_ｆを設定することができる。
ここで、前述した（２）式のインバータ出力端電圧Ｖ_ｉｎｖ、モータケーブルの特性インピーダンスＺｃ、モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γｍ、モータ固定子コイル数ｐ、モータコイル固有振動周波数ｆ_ｃｏｉｌ、モータ固有振幅係数ξとしてインバータ、モータケーブル、モータを組み合わせたときの定数を設定することにより、多相モータ駆動装置のシステム構成に応じた定数設定を行うことができる。

さらに、モータケーブルの特性インピーダンスＺｃをモータケーブルの許容電流に基づいて設定し、モータコイル固有振動周波数ｆ_ｃｏｉｌをモータのトルクから設定し、モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γｍを０＜Γｍ＜１の範囲に設定し、モータ固有振幅係数ξを０＜ξ＜１の範囲に設定することにより、多相モータ駆動装置のシステム構成により近い定数設定を行うことができる。
また、受電端に隣接する固定子コイルの許容電圧としては、固定子コイル間の端子間絶縁耐圧やインバータの直流中間電圧値をモータ極数で除した値を設定することにより、モータの過電圧保護を確実に行うことができる。

なお、上記実施形態では、限流抵抗３３をダイオードブリッジ回路３２の交流入力側に接続した場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、例えば、図１１に示すように、ダイオードブリッジ回路３２の各ダイオードレグ３２ｕ～３２ｗの高電位側及び低電位側にそれぞれ限流抵抗Ｒ２ｕ～Ｒ２ｗ及び限流抵抗Ｒ２ｘ～Ｒ２ｚとして接続するようにしてもよい。また、図１２に示すように、ダイオードブリッジ回路３２の直流出力側に限流抵抗Ｒ３ｐ及びＲ３ｎとして接続するようにしてもよい。この場合は、各限流抵抗Ｒ３ｐ及びＲ３ｎの抵抗値を上記実施形態の限流抵抗Ｒｕ～Ｒｗの３／４の値に設定すればよい。さらには、図１３に示すように、三相リアクトル３１の各リアクトルＬｕ～Ｌｗと並列に限流抵抗Ｒｌｕ～Ｒｌｗを接続するようにしてもよい。

また、限流抵抗として、図１４に示すように、三相リアクトル３１の各リアクトルに含まれる抵抗成分を使用するようにしてもよい。すなわち、リアクトルは、インダクタンス成分に加え、ヒステリシス損失や渦電流損失およびジュール損失に伴う抵抗成分をもち、その等価回路はインダクタンスと周波数特性をもつ抵抗の直列回路で表すことができる。このようなリアクトルの抵抗成分によって還流電流を低減できる場合は、図１４に示すように限流抵抗を設けずに、リアクトル３１とダイオードブリッジ回路３２のみでフィルタ３０を構成しても良い。ここで、リアクトルの抵抗成分は、還流電流低減効果やサージ電圧低減効果に影響するため、所望の値(例えば、モータケーブル中の電気伝搬周期相当の高周波において、モータケーブルの特性インピーダンスの１／２程度の値)になるように、リアクトルのコア材や形状を選定すると良い。

また、上記実施形態では、ダイオードブリッジ回路３２が並列に接続されたダイオードレグ３２ｕ～３２ｗで構成されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１５に示すように、ダイオードレグ３２ｕ～３２ｗと並列にダイオードＤ４１及びＤ４２を直列に接続した対地用ダイオードレグ３４を接続し、この対地用ダイオードレグ３４のダイオードＤ４１及びＤ４２間の中間点を接地に接続することにより、零相成分のサージ電圧も直流中間電圧Ｖｄｃにクランプすることが可能となり、零相成分のサージ電圧に対して大きな抑制効果を得ることができる。また、零相成分のサージ電圧抑制効果が、三相インバータやＰＷＭインバータのスイッチング動作や、接地の取り方や、インバータやモータの並列運転数に影響されることがない。この対地用ダイオードレグ３４は、図１５に示すように、限流抵抗がダイオードブリッジ回路３２の交流入力側に配置されている場合に限らず、限流抵抗が還流電流経路の何れかに配置されている場合でもダイオードブリッジ回路３２に適用することができる。

さらに、図１６に示すように、対地用ダイオードレグ３４のダイオードＤ４１及びＤ４２間の中間点と接地との間に漏れ電流を抑制する漏れ電流抑制インピーダンスＺｅを接続するようにしてもよい。この漏れ電流抑制インピーダンスＺｅは、具体的には、図１７（ａ）に示す漏れ電流抑制抵抗Ｒｅ、図１７（ｂ）に示す低周波電流成分抑制用の接地コンデンサＣｅ及び図１７（ｃ）に示す漏れ電流抑制抵抗Ｒｅと低周波電流成分抑制用の接地コンデンサＣｅの直列回路の何れか１つを選択すればよい。
また、上記実施形態では、モータがΔ結線されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、スター結線されているモータにも本発明を適用することができる。

また、上記実施形態では、電力変換装置１３を構成する三相インバータ２３で三相モータ１４を駆動する場合について説明したが、四相以上の多相モータを多相インバータで駆動する場合にも本発明を適用することができる。この場合、ダイオードブリッジ回路３２を、多相モータの相数に応じた数のダイオードレグを並列に接続すればよい。
また、上記実施形態では、１つの電力変換装置１３で１つの三相モータ１４を駆動する場合について説明したが、１つの電力変換装置１３で複数の三相モータ１４を駆動する場合にも本発明を適用することができる。さらには、電力変換装置１３を構成する１つのコンバータに三相インバータ及び三相モータを複数組接続する場合にも本発明を適用することができる。

１０…多相モータ駆動装置、１１…三相交流電源、１２…トランス、１３…電力変換装置、１４…三相モータ、２０…三相リアクトル、２１…パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータ、２２…平滑コンデンサ、２３…三相インバータ、２４…モータケーブル、Ｌｕ…Ｕ相ケーブル、Ｌｖ…Ｖ相ケーブル、Ｌｗ…Ｗ相ケーブル、ｔｕ～ｔｗ…受電端子、３１…三相リアクトル、３１ｕ…Ｕ相リアクトル、３１ｖ…Ｖ相リアクトル、３１ｗ…Ｗ相リアクトル、３２…ダイオードブリッジ回路、３２ｕ…Ｕ相ダイオードレグ、３２ｖ…Ｖ相ダイオードレグ、３２ｗ…Ｗ相ダイオードレグ、３３…限流抵抗、３４…対地用ダイオードレグ、Ｒｕ～Ｒｗ、Ｒ２ｕ～Ｒ２ｗ、Ｒ２ｘ～Ｒ２ｚ、Ｒ３ｐ、Ｒ３ｎ…限流抵抗、Ｚｅ…漏れ電流抑制インピーダンス

Claims (15)

1. モータと当該モータを駆動するインバータとの間を接続するモータケーブルの当該インバータ側に介挿したリアクトルと、
   前記モータケーブルと前記リアクトルとの接続点に個別に中間点を接続したダイオードレグが並列に接続されたダイオードブリッジ回路とを備えたフィルタを有し、
   前記ダイオードブリッジ回路の直流高電位側及び直流低電位側が前記インバータの直流高電位側及び直流低電位側に接続され、
   前記ダイオードブリッジ回路を通る電流経路に還流電流抑制部を備え、
   前記リアクトルは、前記モータの前記モータケーブルに対する受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧が許容電圧以下となるインダクタンス値に設定されており、
   前記受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧Ｖｃｏｉｌは、前記インバータの出力端電圧をＶｉｎｖ、前記モータケーブルの特性インピーダンスをＺｃ、前記リアクトルのインダクタンス値をＬｆ、前記モータケーブルとモータ受電端における反射係数をΓｍ、前記固定子コイル数をｐ、前記固定子コイルの固有振動周波数をｆｃｏｉｌ、前記モータの固有振幅係数をξ、時間をｔとしたとき、
   
   

   

   
   で表されるモータ過電圧保護装置。
2. 前記受電端に隣接する固定子コイルに印加される電圧Ｖｃｏｉｌは、前記式（Ａ）で表される電圧Ｖｃｏｉｌの時間ｔに関する関数において、最も小さな正の時間ｔにおける電圧Ｖｃｏｉｌの極大値であり、前記インバータ出力端電圧Ｖｉｎｖは、時間ｔ＝０［ｓ］で０Ｖからインバータ直流中間電圧値に立ち上がる矩形波である請求項１に記載のモータ過電圧保護装置。
3. 前記インバータ出力端電圧Ｖｉｎｖ、モータケーブルの特性インピーダンスＺｃ、モータケーブルとモータ受電端における反射係数Γｍ、モータコイル固有振動周波数ｆｃｏｉｌ、固定子コイルの極数ｐ、モータ固有振幅係数ξとして、前記インバータ、前記モータケーブル、前記モータを組み合わせたときの定数を設定する請求項１又は２に記載のモータ過電圧保護装置。
4. 前記モータケーブルの特性インピーダンスＺｃは、前記モータケーブルの許容電流をＩとしたとき、
   １２０×Ｉ－０．４＜Ｚｃ＜５００Ｉ－０．３［Ω］の範囲に設定され、
   前記モータコイル固有振動周波数ｆｃｏｉｌは、前記モータのトルクをＴ［Ｎ・ｍ］としたとき、
   ６００００Ｔ０．１＜ｆｃｏｉｌ＜７００００Ｔ０．３[Ｈｚ]の範囲に設定され、
   前記モータ受電端における反射係数Γｍは、
   ０＜Γ＜１の範囲に設定され、
   前記モータ固有振幅係数ξは、
   ０＜ξ＜１の範囲に設定される請求項１又は２に記載のモータ過電圧保護装置。
5. 前記リアクトルのインダクタンス値は、前記（Ａ）式に与えるモータケーブルの特性インピーダンスＺｃ、モータコイル固有振動周波数ｆｃｏｉｌ、インバータ出力端直流電圧Ｖｉｎｖ、反射係数、極数、モータ固有振幅係数を設定し、使用するモータケーブルの種別、前記モータの固定子コイル数及びモータ固有振幅係数によるインダクタンス値の最大値及び最小値をモータ容量毎に算出したモータ容量とインダクタンス値との相間関係を表す特性線に基づいて算出する請求項１又は２に記載のモータ過電圧保護装置。
6. 前記受電端に隣接する固定子コイルの許容電圧は、前記固定子コイルの絶縁耐圧である請求項１から５の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置。
7. 前記受電端に隣接する固定子コイルの許容電圧は、前記インバータの出力電圧に基づいて設定する請求項１から５の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置。
8. 前記受電端に隣接する固定子コイルの許容電圧は、前記インバータの出力電圧を前記モータの極数で除した値に設定する請求項１から５の何れか一項のモータ過電圧保護装置。
9. 前記還流電流抑制部は、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力側に接続された抵抗素子、前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続された抵抗素子、前記ダイオードブリッジ回路の各ダイオードレグの高電位側及び低電位側にそれぞれ接続された抵抗素子、前記ダイオードブリッジ回路の直流高電位側及び直流低電位側に接続された抵抗素子、前記リアクトルに含まれる抵抗成分の何れか１つで構成されている請求項１から８の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置。
10. 前記ダイオードブリッジ回路は、並列に接続された前記ダイオードレグと並列に接続された対地用ダイオードレグを備え、該対地用ダイオードレグの中間点が接地されている請求項１から９の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置。
11. 前記対地用ダイオードレグの中間点と接地との間に電流抑制インピーダンスが接続されている請求項１０に記載のモータ過電圧保護装置。
12. 前記電流抑制インピーダンスは、抵抗及びコンデンサの少なくとも一方で構成されている請求項１１に記載のモータ過電圧保護装置。
13. 前記ダイオードブリッジ回路を構成するダイオードとして、高速リカバリダイオード、高効率ダイオード、ショットキバリアダイオード、ＰＩＮダイオード、及び逆回復時間が前記インバータのキャリア周期の１／５以下であるダイオードの何れ一つを選定した請求項１から１２の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置。
14. 多相モータを駆動する多相インバータと、
    前記請求項１から１３の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置と、
    を備えた電力変換装置。
15. 多相モータと、
    前記多相モータを駆動する多相インバータと、
    前記請求項１から１３の何れか一項に記載のモータ過電圧保護装置と、
    を備えた多相モータ駆動装置。

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