JP5603893B2

JP5603893B2 - 高周波半導体増幅器

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Publication number: JP5603893B2
Application number: JP2012052195A
Authority: JP
Inventors: 一考高木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2012-03-08
Filing date: 2012-03-08
Publication date: 2014-10-08
Anticipated expiration: 2032-03-08
Also published as: JP2013187773A

Description

本発明の実施形態は、高周波半導体増幅器に関する。

１ＧＨｚ以上の高周波において、無線通信機器、移動通信基地局、レーダー装置などに用いる増幅器には、高い電力付加効率が求められる。

半導体増幅素子の出力電極から負荷側をみた高調波インピーダンスを開放インピーダンスの近くにすると、電力負荷効率を高めることができる。

１ＧＨｚ以上の周波数において、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）など半導体増幅素子の出力インピーダンスは、基本波において容量性である。半導体増幅素子により増幅された信号を効率よく取り出すためには、基本波においては、半導体増幅素子の出力インピーダンスと外部負荷とがインピーダンス整合していることが必要である。

このため、半導体増幅素子と外部負荷とがインピーダンス整合するには、基本波において半導体増幅素子から負荷側をみたインピーダンスは誘導性の所望のインピーダンスであることが必要である。他方、電力付加効率を高めるには、２倍波において半導体素子から負荷側をみたインピーダンスは開放インピーダンス近傍であることが必要である。

２倍波において半導体増幅素子から負荷側をみたインピーダンスを開放インピーダンス近傍にするためにチップ近傍にスタブを用いた高次高調波処理回路を設けると、高次高調波処理回路を介して整合回路を縦続接続するため挿入損失が増えるとともに、帯域が狭くなる。

特開２００９−２０７０６０号公報特開平６−２０４７６４号公報

高い電力付加効率と広帯域とを容易に実現可能な高周波半導体増幅器を提供する。

実施形態の高周波半導体増幅器は、半導体増幅素子と、入力整合回路と、出力整合回路と、を有する。前記高周波半導体増幅器は、出力端子が外部負荷と接続され、所定の周波数帯域を有する。前記半導体増幅素子は、入力電極と、出力電極と、を有し、前記周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する。前記入力整合回路は、前記入力電極と接続される。前記出力整合回路は、ボンディングワイヤと、第１の伝送線路と、を有する。また前記出力整合回路は、前記ボンディングワイヤは第１の端部と前記第１の端部とは反対の側の第２の端部とを有し、前記第１の端部は前記出力電極に接続されかつ前記第２の端部は前記第１の伝送線路の一方の端部に接続される。前記第１の伝送線路は、第１の特性インピーダンスと、前記周波数帯域の上限周波数において９０度以下である第１の電気長と、を有する。前記出力整合回路は、基本波において、前記半導体増幅素子の前記容量性出力インピーダンスと前記外部負荷のインピーダンスとを整合し、前記半導体増幅素子から前記外部負荷が接続された前記出力整合回路をみた２倍波インピーダンスは、誘導性を保ちつつ開放インピーダンスに近づく周波数軌跡を有する。

第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。図２（ａ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図２（ｂ）は第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図、である。周波数帯域を説明するグラフ図である。第２の実施形態にかかる高周波半導体増幅回路の構成を示す模式図である。図５（ａ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図５（ｂ）は第３基準面からみたインピーダンス図、図５（ｃ）は第２基準面からみたインピーダンス図、である。第３の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。図７（ａ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図７（ｂ）は第３基準面からみたインピーダンス図、図７（ｃ）は第４基準面からみたインピーダンス図、図７（ｄ）は第２基準面からみたインピーダンス図、である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。
高周波半導体増幅器は、入力端子１０、入力整合回路１２、半導体増幅素子１４、出力整合回路２０、出力端子１８、を有しており、たとえばパッケージに収納されている。なお、半導体増幅素子１４に電圧を供給する直流回路は省略してある。なお、出力端子１８からみて、外部負荷はＺ_Ｌ（Ω）であるものとする。なお、Ｚ_Ｌは、たとえば、５０Ωとすることができる。

入力整合回路１２は、基本波において、半導体増幅素子１４の入力インピーダンスに対する整合回路とする。

半導体増幅素子１４は、ＧａＡｓＦＥＴ、ＧａＡｓＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor)、ＧａＮＨＥＭＴなどとすることができる。たとえば、ワイドバンドギャップ材料を用いたＧａＮＨＥＭＴとすると、耐圧を高くでき、マイクロ波からミリ波の波長範囲で高出力を得ることができる。

半導体増幅素子１４の出力電極（図示せず）からみて負荷側の高調波インピーダンスを十分に高くすると、高い電力付加効率で動作させることができる。すなわち、出力整合回路２０は、高調波に対して高いインピーダンスを保ちつつ、基本波において半導体増幅素子１４の出力インピーダンスと整合を取る。第１の実施形態では、高調波のうち２倍波のインピーダンスを高くするような出力整合回路２０を有する。なお、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスＺoutは、たとえば、動作時のインピーダンスを測定することにより求めることができる。

図１の構成において、出力整合回路２０の出力端子１８に外部負荷Ｚ_Ｌが接続される。第１の実施形態では、出力整合回路２０は、ボンディングワイヤ１５と、第１インピーダンス変換回路１６と、を有する。第１の伝送線路からなる第１インピーダンス変換回路１６は、たとえば、特性インピーダンスがＺ_Ｃ１、電気長がＬ１のマイクロストリップ線路などとすることができる。マイクロストリップ線路の電気長は、増幅器の帯域の上限周波数ｆ_Ｈにおいて、０度よりも大きく、９０度以下とする。

なお、電気長Ｌは、次式で求められる。ただし、図１において、半導体増幅素子１４の出力電極からワイヤでボンディングされる位置を第１基準面Ｐ１とするので、実効的な伝送線路の長さＭは、第１インピーダンス変換回路１６の物理的長さよりも僅かに短い。

Ｌ＝３６０°×Ｍ／λeff
但しＭ：実効的な伝送線路の長さ
λeff：所定の周波数での実効波長

半導体増幅素子１４の出力電極と第１インピーダンス変換回路１６とはボンディングワイヤ１５により接続される。第１インピーダンス変換回路１６の線路パターン上で、ボンディング位置を負荷側のインピーダンスをみる場合の第１基準面Ｐ１とする。また、半導体増幅素子１４の出力電極上のボンディング位置を負荷側のインピーダンスをみる場合の第２基準面Ｐ２とする。

図２（ａ）は第１基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図２（ｂ）は第２基準面から負荷側をみたインピーダンス図、である。
なお、本明細書において、スミス図は、特性インピーダンスＺ_ＣＣを３Ωとした正規化インピーダンスを表すものとする。すなわち、インピーダンスＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）に対する正規化インピーダンスｚは、次式で表される。

ｚ＝Ｚ／Ｚ_ＣＣ＝（Ｒ＋ｊＸ）／Ｚ_ＣＣ＝ｒ＋ｊｘ

図２（ａ）のように、インピーダンス図上で、負荷インピーダンスをｚ_Ｌ、第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスをｚ_Ｃ１、で示す。

負荷側をみたインピーダンスは、負荷を離れるに従ってドット線に沿って時計回りのインピーダンス軌跡を描く。第１の実施形態において、第１インピーダンス変換回路１６は、周波数帯域の上限周波数ｆ_Ｈにおける電気長Ｌ１である０度よりも大きく、９０度以下とする。このため、周波数帯域ｆ_Ｌ（下限）〜ｆ_Ｈ（上限）において、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ１は、図２（ａ）のように、ｆ_Ｈ（上限）では半導体増幅素子の出力インピーダンスと同じ抵抗値の実軸（ｘ＝０）近傍に変換される。また、ｆ_Ｌ（下限）〜ｆ_Ｈ（上限）では容量性となる。また、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２は、誘導性となる。

さらに、図２（ｂ）において、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わると、
周波数ｆにおける負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ２は、第１基準面Ｐ１における基本波インピーダンスｚ_Ｐ１に、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬｗによる２πｆ×Ｌｗ／Ｚｃｃなるリアクタンス分を加えたものとなり、誘導性に転じつつ半導体増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutと整合することができる。

負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ２は、ｚ_Ｐ２＝ｚout^＊（＊は複素共役を表す）となる。ｚoutは、半導体増幅素子１４により決まるので、特性インピーダンスＺ_Ｃ１および電気長Ｌ１を適切に選択することにより、基本波インピーダンスｚ_Ｐ２を出力インピーダンスｚout^＊に近づけることができる。

このとき、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ２２は、第１基準面Ｐ１において誘導性に保たれた２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２に、４πｆ×Ｌｗ／Ｚ_ＣＣなるリアクタンス分が加わったものとなるので開放インピーダンス（無限大のインピーダンス）に、より近づくことができる。

半導体増幅素子１４の近傍にスタブ回路を設けても、負荷側をみたインピーダンスを開放インピーダンスに近づけることができる。しかし、この場合、挿入損失が増大する。また、基本波インピーダンスは、半導体増幅素子のチップ端面よりも低下し、広帯域にわたって基本波インピーダンスを整合させることが困難になることがある。これに対して、第１の実施形態では、挿入損失の増大を抑制しつつ、広帯域な整合が可能である。

図３は、第１の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の電力付加効率を説明するグラフ図である。
周波数帯域は、たとえば、１〜２０ＧＨｚの中のいずれかの範囲とする。出力整合回路２０が、基本波に対して整合が取れ、かつ２倍波に対して開放インピーダンスに近い高インピーダンスとすると、周波数帯域の下限周波数ｆ_Ｌと、上限周波数ｆ_Ｈと、の間で電力付加効率が高い使用周波数帯域とできる。

第１の実施形態では、上限周波数ｆ_Ｈにおいて、第１インピーダンス変換回路１６の電気長Ｌ１を９０度以下とした。もし、２倍波インピーダンスが開放インピーダンスから遠ざかるのに応じて、半導体増幅素子に反射できずに漏れ出る２倍波成分が増加し電力付加効率が破線のように低下する。

図４は、第２の実施形態にかかる高周波半導体増幅回路の構成を示す模式図である。
第２の実施形態の出力整合回路２０は、ボンディングワイヤ１５と、第１インピーダンス変換回路１６と、第２の伝送線路からなる第２インピーダンス変換回路２１と、を有している。第２インピーダンス変換回路２１は、特性インピーダンスがＺ_Ｃ２（Ｚ_Ｃ１＜Ｚ_Ｃ２＜Ｚ_Ｌ）、電気長Ｌ２が０度よりも大きく、９０度以下である。

図５（ａ）は第３基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図５（ｂ）は第１基準面からみたインピーダンス図、図５（ｃ）は第２基準面からみたインピーダンス図、である。図５（ａ）において、第２インピーダンス変換回路２１の特性インピーダンスＺ_Ｃ２は、第１の実施形態における第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスよりも高くできる。

図５（ｂ）において、第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスＺ_Ｃ１（Ｚ_Ｃ１＜Ｚ_Ｃ２＜Ｚ_Ｌ）は、第１の実施形態における第１インピーダンス変換回路１６の特性インピーダンスよりも低く設定できる。第１基準面Ｐ１から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ１は、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスと同じ抵抗値の実軸（ｘ＝０）近傍に変換される。また、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２は、誘導性が維持される。

多段のインピーダンス変換回路を用いることで、図５（ｃ）のように、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わった第２基準面Ｐ２から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ２は、周波数帯域ｆ_Ｌ〜ｆ_Ｈでのインピーダンス軌跡の変化範囲が狭くなり、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutとの整合が容易となる。このため、利得の周波数特性をより平坦にできる。多段のインピーダンス変換回路を用いた場合でも、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２を誘導性に維持することで、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ２２は、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わるため、より開放インピーダンスに近づけることができ、電力付加効率をより高くできる。

２倍波の抑制効果は、第１インピーダンス変換回路１６の電気長Ｌ１および第２インピーダンス変換回路２１の電気長Ｌ２にそれぞれ依存する。（表１）は、その依存性を示す。

それぞれのケースに対して、下限周波数ｆ_Ｌにおける第２の電気長Ｌ２、第３基準面Ｐ３における基本波の反射係数Γ、第１基準面Ｐ１における２倍波の反射係数Γ、第１の電気長Ｌ１、第２基準面Ｐ２における２倍波の反射係数Γ、を示している。

理想ケースでは、上限周波数ｆ_Ｈにおいて、第２の電気長Ｌ２は９０度、第１の電気長Ｌ１は９０度、である。このとき、比帯域を２０％とすると、下限周波数ｆ_Ｌにおいて、第２の電気長Ｌ２は７３度、第１の電気長Ｌ１は７３度、である。第３基準面Ｐ３において、基本波の反射係数Γは０．５６以下であり、２倍波の反射係数Γは０．８４以上であり、２倍波の反射係数Γは基本波の反射係数Γよりも十分大きくなっている。また第２基準面Ｐ２において、２倍波の反射係数Γは、０．９以上と高くできており、半導体増幅素子１４からみて開放インピーダンスに近いことを示している。

ケース１は、上限周波数ｆ_Ｈにおいて、第２の電気長Ｌ２を７４度、第１の電気長Ｌ１を８５度、である。このとき、比帯域を２０％とすると、下限周波数ｆ_Ｌにおいて、第２の電気長Ｌ２は６０度、第１の電気長Ｌ１は６９度、である。第３基準面Ｐ３において、基本波の反射係数Γは０．７１以下であり、２倍波の反射係数Γは０．７１以上であり、２倍波の反射係数は基本波の反射係数と同じである。また第２基準面Ｐ２において、２倍波の反射係数Γは、０．９以上と高くできており、半導体増幅素子１４からみて開放インピーダンスに近いことを示している。

ケース２は、上限周波数ｆ_Ｈにおいて、第２の電気長Ｌ２を４４度、第１の電気長Ｌ１を８８度、である。このとき、比帯域を２０％とすると、下限周波数ｆ_Ｌにおいて、第２の電気長Ｌ２は３６度、第１の電気長Ｌ１は７２度、である。第３基準面Ｐ３において、基本波の反射係数Γは０．８１以下であり、２倍波の反射係数Γは約０．３７以上であり、２倍波の反射係数は基本波の反射係数よりも小さくなっている。また第２基準面Ｐ２において、２倍波の反射係数Γは、約０．５８である。

第３基準面Ｐ３において、ケース１では基本波の反射係数Γの帯域内の最大値と、２倍波の反射係数の帯域内の最小値とが略等しい。これに対して、ケース２では２倍波の反射係数Γが、基本波の反射係数Γよりも小さくなる。すなわち、第２の電気長Ｌ２は、下限周波数ｆ_Ｌにおいて６０度以上であることがより好ましい。一度低下した反射係数を大きくすることは、容易ではないので、２倍波の反射係数Γは、常に大きく保つことが好ましい。

図６は、第３の実施形態にかかる高周波半導体増幅器の構成を示す模式図である。
第３の実施形態の出力整合回路２０は、ボンディングワイヤ１５と、第１インピーダンス変換回路１６と、第２インピーダンス変換回路２１と、第３の伝送線路からなる第３インピーダンス変換回路２２と、を有する。第３インピーダンス変換回路２２は、特性インピーダンスがＺ_Ｃ３（Ｚ_Ｃ１＜Ｚ_Ｃ２＜Ｚ_Ｃ３＜Ｚ_Ｌ）、電気長Ｌ３が０度よりも大きく、９０度以下である。

図７（ａ）は第４基準面から負荷側をみたインピーダンス図、図７（ｂ）は第３基準面からみたインピーダンス図、図７（ｃ）は第１基準面からみたインピーダンス図、図７（ｄ）は第２基準面からみたインピーダンス図、である。

図７（ｂ）において、第３基準面Ｐ３から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ３は、インピーダンス図の中央部の近傍に変換される。また、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ３２は、誘導性が維持される。

図７（ｃ）において、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ１は、半導体増幅素子１４の出力インピーダンスと同じ抵抗値の実軸（ｘ＝０）近傍とすることができる。また、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２は、誘導性が維持される。

多段のインピーダンス変換回路を用いることで、図７（ｄ）のように、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わった第２基準面Ｐ２から負荷側をみた基本波インピーダンスｚ_Ｐ２は、周波数帯域ｆ_Ｌ〜ｆ_Ｈでのインピーダンス軌跡の変化範囲が狭くなり、増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutとの整合が容易となる。このため、利得の周波数特性をより平坦にできる。多段のインピーダンス変換回路を用いた場合でも、第１基準面Ｐ１から負荷側をみた２倍波インピーダンスｚ_Ｐ１２を誘導性に維持することで、２倍波インピーダンスｚ_Ｐ２２は、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスが加わるため、より開放インピーダンスに近づけることができ、電力付加効率をより高くできる。第３の実施形態においても、第２の実施形態と同様に、出力端子１８の側の第３インピーダンス変換回路２２の電気長Ｌ３を下限周波数ｆ_Ｌにおいて６０度以上とすることがより好ましい。

一般に、Ｆ級増幅器では、半導体増幅素子近傍の出力側に、整合回路が縦続接続された高次高調波処理回路を有しており、高次高調波成分を半導体増幅素子に閉じ込めることで電力付加効率を高めている。

これに対して、第１〜第３の実施形態では、高次高調波処理回路を用いず、半導体増幅素子１４の出力側に、伝送線路からなるインピーダンス変換回路を縦続接続する。この場合、伝送線路の特性インピーダンスと、電気長と、をそれぞれ変化することにより、基本波インピーダンスと、２倍波インピーダンスと、を所望の範囲にそれぞれ変換することができる。このため、２倍波インピーダンスを開放インピーダンスに保ちつつ、基本波インピーダンスを半導体増幅素子１４の出力インピーダンスｚoutに整合させることができる。この結果、高周波半導体増幅器は、簡素な構造でありながら、要求された電力付加効率を十分に確保することができる。

第１〜第３の実施形態により、高い電力付加効率と広い帯域とを実現可能な高周波半導体増幅器が提供される。このような高周波半導体増幅器は、１ＧＨｚ以上の高周波において、無線通信機器、移動通信基地局、レーダー装置などに広く用いることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１２入力整合回路、１４半導体増幅素子、１５ボンディングワイヤ、１６第１インピーダンス変換回路（伝送線路）、１８出力端子、２０出力整合回路、２１第２インピーダンス変換回路（伝送線路）、２２第３インピーダンス変換回路（伝送線路）、Ｚ_Ｌ外部負荷、Ｚ_Ｃ１、Ｚ_Ｃ２、Ｚ_Ｃ３（伝送線路の）特性インピーダンス、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３電気長、ｆ_Ｌ下限周多数、ｆ_Ｃ中心周波数、ｆ_Ｈ上限周波数

Claims

出力端子が外部負荷と接続され、所定の周波数帯域を有する高周波半導体増幅器であって、
入力電極と、出力電極と、を有し、前記周波数帯域において容量性出力インピーダンスを有する半導体増幅素子と、
前記入力電極と接続された入力整合回路と、
ボンディングワイヤと、第１の伝送線路と、を有する出力整合回路であって、前記ボンディングワイヤは第１の端部と前記第１の端部とは反対の側の第２の端部とを有し、前記第１の端部は前記出力電極に接続されかつ前記第２の端部は前記第１の伝送線路の一方の端部に接続され、前記第１の伝送線路は第１の特性インピーダンスと前記周波数帯域の上限周波数において９０度以下である第１の電気長とを有する出力整合回路と、
を備え、
前記出力整合回路は、基本波において、前記半導体増幅素子の前記容量性出力インピーダンスと前記外部負荷のインピーダンスとを整合し、
前記半導体増幅素子から前記外部負荷が接続された前記出力整合回路をみた２倍波インピーダンスは、誘導性を保ちつつ開放インピーダンスに近づく周波数軌跡を有する高周波半導体増幅器。
前記出力側整合回路は、前記第１の特性インピーダンスよりも高い第２の特性インピーダンスと前記上限周波数において９０度以下である第２の電気長とを有する第２の伝送線路をさらに有し、
前記第２の伝送線路は、前記第１の伝送線路と、前記出力端子と、の間に設けられた請求項１記載の高周波半導体増幅器。
前記第２の電気長は、前記周波数帯域の下限周波数において、６０度以上である請求項２記載の高周波半導体増幅器。
前記出力整合回路は、前記第２の特性インピーダンスよりも高い第３の特性インピーダンスと前記上限周波数において９０度以下である第３の電気長とを有する第３の伝送線路をさらに有し、
前記第３の伝送線路は、前記第２の伝送線路と、前記出力端子と、の間に設けられた請求項２記載の高周波半導体増幅器。
前記第３の電気長は、前記周波数帯域の下限周波数において、６０度以上である請求項４記載の高周波半導体増幅器。