JP5097858B2

JP5097858B2 - レゾルバデジタルコンバータ

Info

Publication number: JP5097858B2
Application number: JP2011544329A
Authority: JP
Inventors: 尚良高橋
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2009-12-04
Filing date: 2010-12-03
Publication date: 2012-12-12
Anticipated expiration: 2030-12-03
Also published as: EP2508848A4; EP2508848A1; JPWO2011068196A1; WO2011068196A1; US8514110B2; EP2508848B1; CN102639964B; CN102639964A; US20120256773A1

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、レゾルバデジタルコンバータに関する。
本願は、２００９年１２月０４日に、日本に出願された特願２００９−２７６４１６号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば、特許文献１に記載の絶対位置検出装置の誤差補正方法では、正弦波及び余弦波のアナログ出力電圧をＡ／Ｄ変換して得られるデジタル値を用いて、アナログ出力電圧に含まれるオフセット誤差、振幅誤差、位相誤差を補正している。
また、従来、例えば、特許文献２に記載のレゾルバ補正方法では、レゾルバから出力された出力信号のアナログ値をＡ／Ｄ変換して得られるデジタル出力を用いて、アナログ値の出力信号に含まれるオフセット誤差、振幅誤差を補正する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】
日本国特開平７−２１８２８８号公報
【特許文献２】
日本国特開２００４−０４５２８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記従来技術においては、Ａ／Ｄ変換により得られる正弦波及び余弦波の各デジタル信号の最大値及び最小値を用いてオフセット誤差及び振幅誤差を補正している。しかしながら、Ａ／Ｄ変換の処理速度に上限値が存在することに起因して、Ａ／Ｄ変換により得られるデジタル信号において、正弦波及び余弦波のアナログ信号の形状を適正に再現することができない場合がある。このような、アナログ信号の再現性の低いＡ／Ｄ変換により得られるデジタル信号では、最大値及び最小値を適正に検出することが困難である。また、これらの検出精度の低い最大値及び最小値では、所望の精度を確保しながら、オフセット誤差及び振幅誤差の補正を適正に行なうことができないという問題が生じる。
［０００５］
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、レゾルバから出力されたアナログ信号の形状の再現性を向上させることが可能なレゾルバデジタルコンバータの提供を目的とする。
課題を解決するための手段
［０００６］
本発明は、上記課題を解決して係る目的を達成するために以下の手段を採用した。すなわち、
（１）本発明の一態様に係るレゾルバデジタルコンバータは、回転機の回転を検出するレゾルバから出力されるアナログ信号である検出信号をデジタル角度の信号に変換するレゾルバデジタルコンバータであって、前記検出信号であるレゾルバ正弦値信号およびレゾルバ余弦値信号と、アナログ信号である前記レゾルバの励磁信号とを、デジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと；前記デジタル角度の信号を正弦値信号および余弦値信号に変換する変換部と；前記アナログデジタルコンバータによって前記デジタル信号に変換されたレゾルバ正弦値信号と前記デジタル角度の前記余弦値信号とを乗算して第１の乗算値信号を算出し、かつ、前記アナログデジタルコンバータによって前記デジタル信号に変換されたレゾルバ余弦値信号と前記デジタル角度の前記正弦値信号とを乗算して第２の乗算値信号を算出する乗算部と；前記第１の乗算値信号から前記第２の乗算値信号を減算して減算値信号を算出する減算部と；前記減算値信号を前記励磁信号で同期検波して、この同期検波により得られる検波信号を出力する同期検波部と；前記検波信号がゼロとなるように前記デジタル角度を調整する制御部と；前記アナログデジタルコンバータと前記乗算部との間に設けられ、前記デジタル信号のうち、所定帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理を行うとともに、前記アナログデジタルコンバータのサンプリング周期よりも短い周期で帯域通過処理を行う帯域通過処理部と；前記帯域通過処理部を通過した前記レゾルバ正弦値信号および前記レゾルバ余弦値信号の各前記デジタル信号の最大値および最小値からゲイン補正値を設定し、このゲイン補正値によって前記レゾルバ正弦値信号および前記レゾルバ余弦値信号の各前記デジタル信号のゲインを補正し、前記乗算部に出力する補正部と；
を備える。
【０００７】
さらに、（２）上記（１）に記載のレゾルバデジタルコンバータでは、前記帯域通過処理部が前記補正部を兼ねることが好ましい。
さらに、（３）上記（１）に記載のレゾルバデジタルコンバータでは、前記ゲイン補正値を設定する処理部をさらに備えることが好ましい。
【０００８】
さらに、（４）上記（３）に記載のレゾルバデジタルコンバータでは、前記処理部が、前記ゲイン補正値に応じた遅れ補正値を算出し；前記遅れ補正値によって前記デジタル角度の信号を補正する遅れ補正部をさらに備えることが好ましい。
【０００９】
さらに、（５）上記（１）に記載のレゾルバデジタルコンバータは、前記アナログデジタルコンバータと前記同期検波部との間に設けられ、前記アナログデジタルコンバータのサンプリング周期よりも短い周期で、前記励磁信号のうち、所定の帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理を行う励磁信号用の帯域通過処理部をさらに備えることが好ましい。
【発明の効果】
【００１０】
上記（１）に記載のレゾルバデジタルコンバータによれば、帯域通過処理部において、デジタル信号のうち、所定帯域の信号のみを通過させる。これにより、デジタル信号に含まれる直流成分、つまりレゾルバから出力されるアナログ信号である検出信号に含まれるオフセットに起因する誤差を適正に除去することができる。
しかも、帯域通過処理をアナログデジタルコンバータのサンプリング周期よりも短い周期で処理することにより、Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号においてレゾルバから出力されたアナログ信号である検出信号の形状の再現性が低い場合であっても、帯域通過処理部を通過したデジタル信号においてレゾルバから出力されたアナログ信号の形状の再現性を向上させることができる。
これにより、帯域通過処理部を通過することによって、形状再現性の高いデジタル信号が得られるので、最大値及び最小値を精度良く検出することができる。したがって、所望の精度を確保しながら、これらの検出精度の高い最大値及び最小値によってゲイン補正値を設定することにより、デジタル角度の誤差が適正に低減する。すなわち、振幅誤差の補正（つまり、デジタル信号のゲインの補正）を適正に行なうことができる。そして、例えばレゾルバ及びアナログデジタルコンバータなどの機器に必要とされる精度が上昇することに起因して装置構成に要する費用が増大してしまうことを防止し、デジタル角度の精度を向上させることができる。
【００１１】
上記（２）に記載のレゾルバデジタルコンバータによれば、帯域通過処理部が補正部を兼ねているため、帯域通過処理部おいて、所定帯域の信号のみを通過させ、かつ、デジタル信号のゲインを補正する。これにより、より速くデジタル信号の処理を行うことが可能となる。
【００１２】
上記（３）に記載のレゾルバデジタルコンバータによれば、ゲイン補正値を設定する処理部を補正部とは別に備えることにより、処理部において、例えば、各デジタル信号の位相を出力させる等、多くの機能を処理部に持たせることが可能となる。これにより、レゾルバから出力されたアナログ信号の形状の再現性をより向上させることが可能となる。
【００１３】
デジタル角度の信号が、帯域通過処理を通過することにより遅れが生じる場合がある。この場合、上記（４）に記載のレゾルバデジタルコンバータによれば、処理部が遅れ補正値を算出し、遅れ補正部によってデジタル角度の信号を補正する。これにより、デジタル角度の精度をさらに向上させることができる。
さらに、上記（５）に記載のレゾルバデジタルコンバータによれば、レゾルバから出力される検出信号と同様に、励磁信号にも帯域通過の処理を実行することにより、検出信号と励磁信号との間の位相のずれを解消して同期検波を行なうことができ、デジタル角度の精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の一実施形態に係るレゾルバデジタルコンバータの構成図である。
【図２】同実施形態に係るレゾルバの構成図である。
【図３】同実施形態に係るレゾルバから出力される検出信号（レゾルバ正弦値信号及びレゾルバ余弦値信号）と、レゾルバに印加される励磁信号との例を示す図である。
【図４】同実施形態に係るレゾルバ正弦値信号のうち、レゾルバから出力されるアナログ信号と、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路から出力されるデジタル信号と、第１バンドパスフィルタから出力されるデジタル信号との例を示す図である。
【図５】図４に示す領域Ａを拡大して示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に係る励磁信号およびフィルタ特性ＦＣの回転数に応じた変化の例を示す図である。
【図７】同実施形態に係るレゾルバデジタルコンバータの動作を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明のレゾルバデジタルコンバータの一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
【００１６】
本実施形態によるレゾルバデジタルコンバータ１０は、例えば１相励磁−２相出力型などのレゾルバ１から出力される検出信号をデジタル角度の信号に変換する。このレゾルバデジタルコンバータ１０は、例えば図１に示すように、励磁信号入力回路１１と、レゾルバ正弦値信号（ＳＩＮ）入力回路１２と、レゾルバ余弦値信号（ＣＯＳ）入力回路１３と、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路（アナログデジタルコンバータ）１４と、励磁信号用のバンドパスフィルタ（帯域通過処理部）１５と、符号判定回路１６と、検出信号用の第１及び第２バンドパスフィルタ（帯域通過処理部、補正部）１７，１８と、第１及び第２最大最小検出回路１９，２０と、第１及び第２乗算部２１，２２と、余弦値変換部２３と、正弦値変換部２４と、第１及び第２加算部２５，２６と、減算部２７と、同期検波回路（同期検波部）２８と、制御器２９と、遅れ補正部３０と、処理器（処理部）３１とを備えて構成されている。
【００１７】
レゾルバ１は、例えば図２に示すように、レゾルバロータ（回転機）３と、レゾルバステータ（図示略）とを備えている。
レゾルバロータ３は、モータなどの回転機（図示略）の回転軸Ｒに固定された突極２を有している。レゾルバステータは、励磁コイル４およびレゾルバ正弦値信号出力コイル５およびレゾルバ余弦値信号出力コイル６を有している。また、レゾルバ１は、２つの各出力コイル５，６は、互いに位相差が９０°となるように配置されている。
【００１８】
そして、原理的には、例えば図２及び図３に示すように、レゾルバ１の励磁コイル４に励磁信号（ｓｉｎωｔ）が印加されると、レゾルバロータ３の回転（つまり、回転機の回転軸Ｒの回転）に伴い、各出力コイル５，６に回転角θに応じた電圧振幅のレゾルバ正弦値信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）及びレゾルバ余弦値信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）が誘起される。励磁信号（ｓｉｎωｔ）とは、電圧振幅が励起角速度ωの正弦波で構成される励磁電圧の信号である。
【００１９】
励磁信号入力回路１１は、レゾルバ１の励磁コイル４に印加されるアナログ信号である励磁信号を出力して、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４に入力する。
レゾルバ正弦値信号（ＳＩＮ）入力回路１２は、レゾルバ１から出力された検出信号であり、かつ、レゾルバ正弦値信号出力コイル５に誘起されるアナログ信号であるレゾルバ正弦値信号を出力して、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４に入力する。
レゾルバ余弦値信号（ＣＯＳ）入力回路１３は、レゾルバ１から出力された検出信号であり、かつ、レゾルバ余弦値信号出力コイル６に誘起されるアナログ信号であるレゾルバ余弦値信号を出力して、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４に入力する。
【００２０】
アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４は、各入力回路１１，１２，１３から出力されてアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４に入力されたアナログ信号を、デジタル信号に変換（Ａ／Ｄ変換）する。また、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４は、変換したデジタル信号を出力して、各バンドパスフィルタ１５，１６，１７に入力する。
【００２１】
励磁信号用のバンドパスフィルタ１５は、例えばアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４のサンプリング周期よりも短い周期で処理し、励磁信号のデジタル信号のうち所定の帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理を行なう。そして、帯域通過処理が行なわれた励磁信号のデジタル信号を出力し、符号判定回路１６に入力する。
符号判定回路１６は、バンドパスフィルタ１５から出力されて、符号判定回路１６に入力された励磁信号の符号を判定し、この判定結果を出力して、同期検波回路２８に入力する。
【００２２】
検出信号用の第１バンドパスフィルタ１７は、アナアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４と第１乗算部２１との間に設けられ、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力されたレゾルバ正弦値信号（Ａｓ）のデジタル信号のうち所定帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理を行なう。
検出信号用の第２バンドパスフィルタ１８は、アナアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４と第２乗算部２２との間に設けられ、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力されたレゾルバ余弦値信号（Ａｃ）のデジタル信号のうち所定帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理を行なう。
【００２３】
アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力されるレゾルバ正弦値信号（Ａｓ）及びレゾルバ余弦値信号（Ａｃ）の各デジタル信号は、レゾルバ１から出力された検出信号に含まれるオフセット、ゲインおよび位相の各誤差に起因して、例えば、下記数式（１）で表される。ここで、Ｏｓ，Ｏｃは、レゾルバ正弦値信号（Ａｓ）及びレゾルバ余弦値信号（Ａｃ）の各デジタル信号の直流成分であり、Ｇｓ，Ｇｃは、各デジタル信号のゲインＧｓ，Ｇｃであり、Ｐｓ，Ｐｃは、各デジタル信号の位相である。
【００２４】
【数１】
【００２５】
第１及び第２バンドパスフィルタ１７，１８は、帯域通過処理を行なうことにより、各デジタル信号に含まれる直流成分Ｏｓ，Ｏｃ、つまりレゾルバ１から出力される検出信号に含まれるオフセットに起因する誤差を除去する。
【００２６】
しかも、第１及び第２バンドパスフィルタ１７，１８において、帯域通過処理が行われる。具体的には、例えばアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４のサンプリング周期よりも短い周期で処理する。これにより、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４のＡ／Ｄ変換において、レゾルバ１から出力された各検出信号の形状の再現性が低い場合であっても、帯域通過処理によってレゾルバ１から出力された各検出信号の形状の再現性を向上させることができる。
【００２７】
例えば図４，５に示すように、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期が長いことに起因して、Ａ／Ｄ変換後のレゾルバ正弦値信号およびレゾルバ余弦値信号の各デジタル信号の形状が、レゾルバ１から出力された検出信号であるレゾルバ正弦値信号およびレゾルバ余弦値信号の各アナログ信号の形状を、所望の一致度で再現することができない場合がある。
これに対して、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期よりも短い周期で帯域通過処理を行うことにより、各アナログ信号に対応する各デジタル信号において信号形状の再現性を向上させることができる。さらには、帯域通過処理後のレゾルバ正弦値信号およびレゾルバ余弦値信号の各デジタル信号の形状と、レゾルバ１から出力されたレゾルバ正弦値信号およびレゾルバ余弦値信号の各アナログ信号の形状とを精度良く一致させることができる。
【００２８】
また、第１バンドパスフィルタ１７は、後述する処理器３１から出力されるゲイン補正値（１／Ｇｓ）により、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力されたレゾルバ正弦値信号（Ａｓ）のデジタル信号のゲインＧｓを補正するゲイン補正処理を行なう。
また、第２バンドパスフィルタ１８は、後述する処理器３１から出力されるゲイン補正値（１／Ｇｃ）により、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力されたレゾルバ余弦値信号（Ａｃ）のデジタル信号のゲインＧｃを補正するゲイン補正処理を行なう。
これらにより、第１及び第２バンドパスフィルタ１７，１８は、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力されたレゾルバ正弦値信号（Ａｓ）及びレゾルバ余弦値信号（Ａｃ）の各デジタル信号間でのゲインＧｓ，Ｇｃの差異、つまりレゾルバ１から出力された検出信号のゲインに起因する誤差を除去する。
【００２９】
なお、第１及び第２バンドパスフィルタ１７，１８は、例えば下記数式（２）に示す正弦値信号（Ｂｓ）及びレゾルバ余弦値信号（Ｂｃ）の各デジタル信号を、各第１及び第２乗算部２１，２２に入力するようにして、出力する。このデジタル信号ＢＳ，Ｂｃは、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力されたレゾルバ正弦値信号（Ａｓ）及びレゾルバ余弦値信号（Ａｃ）の各デジタル信号に、帯域通過処理とゲイン補正処理とを行なって得られる同振幅の信号である。
さらに、第１及び第２バンドパスフィルタ１７，１８は、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力されたレゾルバ正弦値信号（Ａｓ）及びレゾルバ余弦値信号（Ａｃ）の各デジタル信号に、帯域通過処理のみが施されたレゾルバ正弦値信号及びレゾルバ余弦値信号の各デジタル信号を、各第１及び第２最大最小検出回路１９，２０に入力するようにして、出力する。ここで言う、レゾルバ正弦値信号及びレゾルバ余弦値信号の各デジタル信号とは、上記数式（１）に示す各デジタル信号Ａｓ，Ａｃから各直流成分Ｏｓ，Ｏｃが消去された信号である。
【００３０】
【数２】
【００３１】
なお、帯域通過処理で通過が許可される所定帯域は、レゾルバ１の検出対象とされる回転機（図示略）の回転数に応じて変化する周波数領域（例えば、回転数の増大に伴い、増大傾向に変化する周波数領域）を、少なくとも内包する帯域である。例えば図６に示すように、励磁信号の適宜の励磁周波数ｆに対して、レゾルバ１から出力される検出信号である各レゾルバ正弦値信号及びレゾルバ余弦値信号は、回転数の増大（例えば、Ｎ１＜…＜Ｎ６）に伴い、励磁周波数ｆを中心周波数として周波数の減少方向及び増大方向に遷移する２つの周波数成分に分離する。所定帯域は、これらの２つの周波数成分を少なくとも内包する帯域に設定されている。
そして、各バンドパスフィルタ１７，１８でのフィルタ特性、つまり各デジタル信号の周波数に応じた通過率の変化は、例えば図６に示すフィルタ特性ＦＣのように、通過率が１００％とされる所定帯域から、周波数の減少に伴い又は周波数の増大に伴い、通過率が１００％から０％に向かい減少傾向に変化するように設定されている。
【００３２】
第１最大最小検出回路１９は、第１バンドパスフィルタ１７から逐次出力されるレゾルバ正弦値信号のデジタル信号に基づき、レゾルバ正弦値信号の最大値及び最小値を検出し、検出結果の信号を出力して、処理器３１に入力する。また、後述する処理器３１から、デジタル信号の最大値又は最小値の検出結果を初期化することを指示する信号が出力された場合には、このときに第１バンドパスフィルタ１７から出力されたデジタル信号の値を、初期化の対象となる最大値又は最小値の値として設定する。
第２最大最小検出回路２０は、第２バンドパスフィルタ１８から逐次出力されるレゾルバ余弦値信号のデジタル信号に基づき、レゾルバ余弦値信号の最大値及び最小値を検出し、検出結果の信号を出力して、処理器３１に入力する。また、後述する処理器３１から、デジタル信号の最大値又は最小値の検出結果を初期化することを指示する信号が出力された場合には、このときに第２バンドパスフィルタ１８から出力されたデジタル信号の値を、初期化の対象となる最大値又は最小値の値として設定する。
【００３３】
第１乗算部２１は、第１バンドパスフィルタ１７から出力されたレゾルバ正弦値信号（Ｂｓ）のデジタル信号と、余弦値変換部２３によって変換されたデジタル角度（φ＋Ｐｃ）の余弦値信号（ｃｏｓ（φ＋Ｐｃ））とを乗算する。そして、第１乗算部２１は、算出された第１の乗算値信号、例えば下記数式（３）に示す第１の乗算値信号Ｃｓを出力し、減算部２７に入力する。
第２乗算部２２は、第２バンドパスフィルタ１８から出力されたレゾルバ余弦値信号（Ｂｃ）のデジタル信号と、正弦値変換部２４によって変換されたデジタル角度（φ＋Ｐｓ）の正弦値信号（ｓｉｎ（φ＋Ｐｓ））とを乗算する。そして、第２乗算部２２は、算出された第２の乗算値信号、例えば下記数式（３）に示す第２の乗算値信号Ｃｃを出力し、減算部２７に入力する。
【００３４】
【数３】
【００３５】
余弦値変換部２３は、取得した角度を、この角度の余弦値に変換するための所定のＣＯＳテーブルを記憶しており、第１加算部２５から出力されたデジタル角度（φ＋Ｐｃ）の信号を余弦値信号（ｃｏｓ（φ＋Ｐｃ））に変換する。そして、余弦値変換部２３は、この余弦値信号（ｃｏｓ（φ＋Ｐｃ））を出力して、第１乗算部２１に入力する。
正弦値変換部２４は、取得した角度を、この角度の正弦値に変換するための所定のＳＩＮテーブルを記憶しており、第２加算部２６から出力されたデジタル角度（φ＋Ｐｓ）の信号を正弦値信号（ｓｉｎ（φ＋Ｐｓ））に変換する。そして、正弦値変換部２４は、この正弦値信号（ｓｉｎ（φ＋Ｐｓ））を出力して、第２乗算部２２に入力する。
【００３６】
第１加算部２５は、後述する制御器（制御部）２９から出力されるデジタル角度（φ）の信号と、後述する処理器３１から出力される位相Ｐｃとを加算し、算出されたデジタル角度（φ＋Ｐｃ）の信号を出力し、余弦値変換部２３に入力する。
第２加算部２６は、後述する制御器２９から出力されるデジタル角度（φ）の信号と、後述する処理器３１から出力される位相Ｐｓとを加算し、算出されたデジタル角度（φ＋Ｐｓ）の信号を出力し、正弦値変換部２４に入力する。
【００３７】
減算部２７は、第１乗算部２１から出力された第１の乗算値信号から、第２乗算部２２から出力された第２の乗算値信号を減算し、算出された減算値信号、例えば下記数式（４）に示す減算値信号Ｄを出力し、同期検波回路２８に入力する。
【００３８】
【数４】
【００３９】
同期検波回路２８は、符号判定回路１６から出力された励磁信号の符号の判定結果に応じて、減算部２７から出力された減算値信号を励磁信号で同期検波して、この同期検波により得られる検波信号Ｅを出力する。検出信号Ｅは、例えば下記数式（５）で表される。
同期検波回路２８に入力される励磁信号は、バンドパスフィルタ１５での帯域通過処理の実行による位相遅れを有している。また、減算部２７から同期検波回路２８に入力される減算値信号は、各バンドパスフィルタ１７，１８での帯域通過処理の実行による位相遅れを有している。このバンドパスフィルタ１５での位相遅れと、バンドパスフィルタ１７，１８での位相遅れ１７，１８での位相遅れとによって、位相のずれが相殺するようになっている。
【００４０】
【数５】
【００４１】
制御器２９は、同期検波回路２８から出力された検波信号がゼロとなるように調整する。つまり、制御部２９は、上記数式（５）においてθ＝φとなるようにして、デジタル角度（φ）を調整し、この調整により得られるデジタル角度（φ）の信号を出力する。
【００４２】
遅れ補正部３０は、デジタル角度の信号を補正する。すなわち、制御器２９から出力されたデジタル角度（φ）の信号と、処理器３１から出力された遅れ補正値αとを加算し、この加算により得られたデジタル角度（θａ＝φ＋α）の信号を、回転角θの検出値として出力する。
【００４３】
処理器３１は、第１最大最小検出回路１９から出力されたレゾルバ正弦値信号の最大値及び最小値から、ゲイン補正値（１／Ｇｓ＝１／（最大値−最小値））を算出し、この算出結果を出力して、第１バンドパスフィルタ１７に入力する。
また、処理器３１は、第２最大最小検出回路２０から出力されたレゾルバ余弦値信号の最大値及び最小値から、ゲイン補正値（１／Ｇｃ＝１／（最大値−最小値））を算出し、この算出結果を出力して、第２バンドパスフィルタ１８に入力する。
また、処理器３１は、レゾルバ正弦値信号及びレゾルバ余弦値信号の各デジタル信号の最大値又は最小値の検出結果を初期化することを指示する信号を、各最大最小検出回路１９，２０に出力する。
また、処理器３１は、制御器２９から出力されたデジタル角度（φ＝θ）に基づき、レゾルバ１から出力された検出信号に含まれている各位相Ｐｓ，Ｐｃを出力する。
【００４４】
また、処理器３１は、予め、各バンドパスフィルタ１７，１８での帯域通過処理の実行による位相遅れを補正するための遅れ補正値をフィルタゲイン（つまり、各ゲイン補正値（１／Ｇｓ），（１／Ｇｃ））に応じて記憶している。例えば各バンドパスフィルタ１７，１８を同一のバンドパスフィルタとした場合には、同一の遅れ補正値αを出力して、遅れ補正部３０に入力する。
例えば図５に示すように、レゾルバ１から出力されたレゾルバ正弦値信号の最大値ＭＡに対して、帯域通過処理後のレゾルバ正弦値信号の最大値ＭＤは、帯域通過処理の実行に起因する時間遅れを有している。この時間遅れは、制御器２９から出力されたデジタル角度（φ）が遅れ補正値αで補正されることによって、補正される。
【００４５】
本一実施形態によるレゾルバデジタルコンバータ１０は上記構成を備えており、次に、このレゾルバデジタルコンバータ１０の動作について説明する。
【００４６】
先ず、例えば図７に示すステップＳ０１においては、レゾルバ１から出力されたアナログ信号であるレゾルバ正弦値信号及びレゾルバ余弦値信号と、レゾルバ１に印加されるアナログ信号である励磁信号とを取得する。
次に、ステップＳ０２においては、所定のサンプリング周期で各アナログ信号をデジタル信号に変換（Ａ／Ｄ変換）する。
【００４７】
次に、ステップＳ０３においては、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期よりも短い周期で処理し、各デジタル信号毎に所定の帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理を行う。特に、ステップＳ０３では、レゾルバ正弦値信号及びレゾルバ余弦値信号の各デジタル信号に含まれる直流成分Ｏｓ，Ｏｃ、つまりレゾルバ１から出力される検出信号に含まれるオフセットに起因する誤差を除去する。
次に、ステップＳ０４においては、レゾルバ正弦値信号及びレゾルバ余弦値信号の各デジタル信号に対して各ゲイン補正値（１／Ｇｓ），（１／Ｇｃ）によるゲイン補正を行なう。
【００４８】
次に、ステップＳ０５においては、前回の処理にて算出されたデジタル角度（φ）の前回値に基づく正弦値信号及び余弦値信号を取得する。
次に、ステップＳ０６においては、帯域通過処理及びゲイン補正処理の実行により得られるレゾルバ正弦値信号（Ｂｓ）とデジタル角度（φ）の前回値に基づく余弦値信号とを乗算して第１の乗算値信号を算出する。また、ステップＳ０６では、帯域通過処理及びゲイン補正処理の実行により得られるレゾルバ余弦値信号（Ｂｃ）とデジタル角度（φ）の前回値に基づく正弦値信号とを乗算して第２の乗算値信号を算出する。さらに、ステップＳ０６では、第１の乗算値信号から第２の乗算値信号を減算して得られる減算値信号を励磁信号で同期検波して、この同期検波により得られる検波信号がゼロ（つまり、θ＝φ）となるようにして調整したデジタル角度（φ）を出力する。
【００４９】
次に、ステップＳ０７においては、各バンドパスフィルタ１７，１８での帯域通過処理の実行による位相遅れを補正するためにフィルタゲインに応じて予め記憶されている遅れ補正値αを取得する。この遅れ補正値αによりデジタル角度（φ）を補正し、エンドに進む。
【００５０】
上述したように、本実施の形態によるレゾルバデジタルコンバータ１０によれば、帯域通過処理を行なうことにより、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４から出力される各デジタル信号に含まれる直流成分、つまりレゾルバ１から出力されるアナログ信号である各検出信号に含まれるオフセットに起因する誤差を適正に除去することができる。
しかも、帯域通過処理をＡ／Ｄ変換のサンプリング周期よりも短い周期で処理することにより、Ａ／Ｄ変換後の各デジタル信号においてレゾルバ１から出力されたアナログ信号の形状の再現性が低い場合であっても、帯域通過処理後の各デジタル信号においてレゾルバ１から出力されたアナログ信号の形状の再現性を向上させることができる。
これにより、形状再現性の高い帯域通過処理により得られるレゾルバ正弦値信号およびレゾルバ余弦値信号の各デジタル信号によれば、最大値及び最小値を適正に検出することができる。さらには、これらの検出精度の高い最大値及び最小値によって、振幅誤差の補正（つまり、デジタル信号のゲインの補正）を所望の精度を確保して適正に行なうことができる。そして、例えばレゾルバ１及びアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１４などの機器に必要とされる精度が上昇することに起因して装置構成に要する費用が増大してしまうことを防止し、デジタル角度θａの精度を向上させることができる。
【００５１】
さらに、帯域通過処理の実行により生じる遅れを補正することにより、デジタル角度θａの精度を向上させることができる。
さらに、レゾルバ１から出力される検出信号と同様に、励磁信号にも帯域通過の処理を実行することにより、検出信号と励磁信号との間の位相のずれを解消して同期検波を行なうことができ、デジタル角度θａの精度を向上させることができる。
【００５２】
以上、本発明の一実施形態に係るレゾルバデジタルコンバータ１０について説明したが、本発明は、この実施形態のみに限定されることはなく、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
上述した実施の形態においては、励磁信号用のバンドパスフィルタ１５、あるいは、遅れ補正部３０は省略されてもよい。ただし、励磁信号用のバンドパスフィルタ１５を備える場合、レゾルバ１から出力される検出信号と同様に、励磁信号にも帯域通過の処理を実行することにより、検出信号と励磁信号との間の位相のずれを解消して同期検波を行なうことができ、デジタル角度の精度を向上させることができる。
また、遅れ補正部３０を備える場合、デジタル角度の信号を補正することにより、デジタル角度の精度をさらに向上させることができる。また、第１バンドパスフィルタ１７及び第２バンドパスフィルタ１８が補正部を兼ねた構成としたが、別々に設けてもよい。また、処理部３１を省略して、処理部３１における処理を補正部、すなわち、第１バンドパスフィルタ１７及び第２バンドパスフィルタ１８において行っても良い。
また、第１乗算部２１と、第２乗算部２２とに分けた構成であるが、一つの乗算部が第１の乗算値信号と第２の乗算値信号とを算出する構成であっても良い。
【符号の説明】
【００５３】
１レゾルバ
１０レゾルバデジタルコンバータ
１４アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路（アナログデジタルコンバータ）
１５バンドパスフィルタ（帯域通過処理部）
１７第１バンドパスフィルタ（帯域通過処理部、補正部）
１８第２バンドパスフィルタ（帯域通過処理部、補正部）
２３余弦値変換部（変換部）
２４正弦値変換部（変換部）
２１第１乗算部（乗算部）
２２第２乗算部（乗算部）
２７減算部（減算部）
２８同期検波回路（同期検波部）
２９制御器（制御部）
３０遅れ補正部（遅れ補正部）
３１処理器

Claims

回転機の回転を検出するレゾルバから出力されるアナログ信号である検出信号をデジタル角度の信号に変換するレゾルバデジタルコンバータであって、
前記検出信号であるレゾルバ正弦値信号およびレゾルバ余弦値信号と、アナログ信号である前記レゾルバの励磁信号とを、デジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと；
前記デジタル角度の信号を正弦値信号および余弦値信号に変換する変換部と；
前記アナログデジタルコンバータによって前記デジタル信号に変換されたレゾルバ正弦値信号と前記デジタル角度の前記余弦値信号とを乗算して第１の乗算値信号を算出し、かつ、前記アナログデジタルコンバータによって前記デジタル信号に変換されたレゾルバ余弦値信号と前記デジタル角度の前記正弦値信号とを乗算して第２の乗算値信号を算出する乗算部と；
前記第１の乗算値信号から前記第２の乗算値信号を減算して減算値信号を算出する減算部と；
前記減算値信号を前記励磁信号で同期検波して、この同期検波により得られる検波信号を出力する同期検波部と；
前記検波信号がゼロとなるように前記デジタル角度を調整する制御部と；
前記アナログデジタルコンバータと前記乗算部との間に設けられ、前記デジタル信号のうち、所定帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理を行うとともに、前記アナログデジタルコンバータのサンプリング周期よりも短い周期で帯域通過処理を行う帯域通過処理部と；
前記帯域通過処理部を通過した前記レゾルバ正弦値信号および前記レゾルバ余弦値信号の各前記デジタル信号の最大値および最小値からゲイン補正値を設定し、このゲイン補正値によって前記レゾルバ正弦値信号および前記レゾルバ余弦値信号の各前記デジタル信号のゲインを補正し、前記乗算部に出力する補正部と；
を備えることを特徴とするレゾルバデジタルコンバータ。
前記帯域通過処理部が前記補正部を兼ねることを特徴とする請求項１に記載のレゾルバデジタルコンバータ。
前記ゲイン補正値を設定する処理部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のレゾルバデジタルコンバータ。
前記処理部が、前記ゲイン補正値に応じた遅れ補正値を算出し；
前記遅れ補正値によって前記デジタル角度の信号を補正する遅れ補正部をさらに備える；
ことを特徴とする請求項３に記載のレゾルバデジタルコンバータ。
前記アナログデジタルコンバータと前記同期検波部との間に設けられ、前記アナログデジタルコンバータのサンプリング周期よりも短い周期で、前記励磁信号のうち、所定の帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理を行う励磁信号用の帯域通過処理部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のレゾルバデジタルコンバータ。