CN111835262B - 半导体装置、电机控制系统及误差检测方法 - Google Patents

半导体装置、电机控制系统及误差检测方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及半导体装置、电机控制系统和误差检测方法。根据实施例的半导体装置，包括域转换器，用于将数字化的旋转变压器信号从时域转换到频域；频谱分析器，用于分析被该域转换器转换到频域的旋转变压器信号的频谱；以及误差检测器，用于基于来自频谱分析器的输出信号检测与旋转变压器信号相关的误差。

Description

半导体装置、电机控制系统及误差检测方法
相关申请的交叉引用
2019年4月23日提交的日本专利申请号2019-081522的公开，包括说明书、附图和摘要，其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本发明涉及半导体装置、电机控制系统和误差检测方法。
背景技术
已知一种电机控制系统，其中电机的旋转角度θ由旋转变压器(resolver)检测，检测到的旋转变压器信号被旋转变压器/数字转换器转换为数字信号，并且电机被反馈控制。旋转变压器是一种角度传感器，包括定子和在定子内旋转的转子。转子例如固定在电机转轴的外周表面上，并与电机转轴一起旋转。因此，旋转变压器的旋转角度等于电机的旋转角度θ。
例如，旋转变压器信号是两相模拟信号，其中sinθ和cosθ被叠加在与sinωct成比例的激励信号上。其中ωc是激励信号的频率(以下被称为“激励频率”)，以及t是时间。因此，这两个旋转变压器信号可以被表达为Asinωct·sinθ和Asinωct·cosθ，其中A是振幅。换言之，理论上，两个旋转变压器信号具有相同的振幅A以及90°的相位差
因此，基于旋转变压器信号，诸如旋转变压器信号的振幅A、相位差旋转变压器旋转频率ωr(＝dθ/dt)和激励频率ωc中的误差(异常)可以被检测到。
日本未审查的专利申请公开号2012-42411公开了旋转变压器信号中的误差检测方法。
发明内容
由于旋转变压器信号容易受到各种噪声的影响，因此如专利文献1所公开的，在旋转变压器信号的实时误差检测中，检测精度一直存在问题。根据本说明书和附图的描述，其他目的和新颖特征将变得明显。
根据实施例的半导体装置包括域转换器，用于将数字化的旋转变压器信号从时域转换为频域；频谱分析器，用于分析被转换为频域的旋转变压器信号的频谱；以及误差检测器，用于基于来自频谱分析器的输出信号检测与旋转变压器信号相关的误差。
根据上述实施例，可以精确地检测与旋转变压器信号相关的误差。
附图说明
图1是根据第一实施例的半导体装置100的配置图。
图2是示出两个模拟旋转变压器信号ar(f(t)sinθ和f(t)cosθ)的波形图。
图3是示意性示出经傅里叶变换的旋转变压器信号的功率频谱图。
图4是示意性示出经傅里叶变换的旋转变压器信号的相位差频谱的复数单位圆。
图5是根据第一实施例的半导体装置100的配置的详细框图。
图6是域转换单元DT的示例框图。
图7是示出数字旋转变压器信号dr的f(t)sinθ通过汉宁窗(Hanning Window)经受窗函数处理的状态图。
图8是示出被存储在寄存器REG中的频域信号fd的示例表。
图9是频谱分析器SA的示例框图。
图10是误差检测单元ED的示例框图。
图11是示意性地示出在激励频率确定单元31中的误差确定方法的功率频谱图。
图12是示意性地示出旋转变压器信号振幅确定单元34中的误差确定方法的功率频谱图。
图13是示意性地示出噪声确定单元35中的误差确定方法的功率频谱图。
图14是示意性地示出直流分量确定单元36中的系统误差检测方法的功率频谱图。
图15是根据第一实施例的半导体装置100的修改示例配置的详细框图。
图16是根据第一实施例的半导体装置100的修改示例配置的详细框图。
图17是示出根据第二实施例的半导体装置200的配置的详细框图。
图18是信号校正电路SC的示例框图。
图19是示出根据第三实施例的半导体装置300的配置的详细框图。
图20是示出峰值功率在峰值频率ωp1和ωp2处对电机旋转速度依赖性的图。
图21是示出两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)的相位差对电机旋转速度依赖性的图。
具体实施方式
为了清楚说明，适当省略和简化以下说明和附图。此外，在附图中描述为用于执行各种处理的功能块的元件，在硬件方面可以被配置为CPU(中央处理单元)、存储器和其它电路，并且在软件方面可以由被加载到存储器中的程序来实现。根据实施例，本领域技术人员理解，这些功能块可以通过单独的硬件、单独的软件或硬件和软件的组合以各种形式实现，并且本发明不限于其中的任何一种。在附图中，相同的元件由相同的附图标记表示，并且必要时省略其重复描述。
(第一实施例)
<半导体装置100的配置>
首先，参照图1，将描述根据第一实施例的半导体装置和电机控制系统。图1是根据本发明第一实施例的半导体装置100的配置框图。如图1所示，根据第一实施例的半导体装置100包括模拟/数字转换器ADC1、域转换器DT、频谱分析器SA和误差检测器ED。
半导体装置100基于从旋转变压器RES输出的模拟旋转变压器信号ar，输出用于控制开关驱动电路SD的脉冲控制信号pwm。图1图示了电机控制系统，其中旋转变压器RES检测电机MT的旋转角度θ，并且开关驱动电路SD基于从半导体装置100输出的脉冲控制信号pwm来驱动电机MT。半导体装置100是用于电机控制的半导体装置，其构成了电机控制系统。
旋转变压器RES是角度传感器，其包括定子和在定子内旋转的转子。例如，转子固定在电机MT的旋转轴的外周表面上，并且与电机MT的旋转轴一起旋转。因此，旋转变压器RES的旋转角度等于电机MT的旋转角度θ。
如上所述，从旋转变压器RES输出的模拟旋转变压器信号ar是两相信号，其中sinθ和cosθ被叠加在由时间t的函数f(t)表示的激励信号上。因此，如图1所示，两个模拟旋转变压器信号ar可以被表达为f(t)sinθ和f(t)cosθ。
这里，图2是示出两个模拟旋转变压器信号ar(f(t)sinθ和f(t)cosθ)波形的图。例如，以f(t)表示的激励信号与具有激励频率ωc的sinωct成比例。因此，两个模拟旋转变压器信号ar可以被表达为Asinωct·sinθ和Asinωct·cosθ，其中A是振幅。即，理论上，两个旋转变压器信号具有相同的振幅A和恒定的相位差
将描述半导体装置100。模拟/数字转换器ADC1将从旋转变压器RES输出的模拟旋转变压器信号ar转换为数字旋转变压器信号dr。此处，与模拟旋转变压器信号ar类似，数字旋转变压器信号dr可以被表达为Asinωct·sinθ和Asinωct·cosθ。域转换单元DT将数字旋转变压器信号dr从时域转换到频域。例如，域转换单元DT对数字旋转变压器信号dr执行傅里叶变换。
频谱分析器SA分析被转换到频域的数字旋转变压器信号dr的频谱。频谱分析器SA分析功率频谱和相位差频谱中的至少一个。频谱分析器SA可以分析振幅频谱而不是功率频谱。
图3是示意性地示出经傅里叶变换的旋转变压器信号的功率频谱图。在图3中，水平轴表示频率，垂直轴表示功率。如图3所示，在经傅里叶变换的旋转变压器信号的功率频谱中，在以激励频率ωc为中心的上边带波和下边带波的每一个中出现最大峰值。如图3所示，此时最大峰值处的频率(以下被称为“峰值频率”)为ωp1和ωp2，ωp1＝ωc+ωr以及ωp2＝ωc-ωr。ωr是旋转变压器的旋转频率。
这里，激励频率ωc和旋转变压器旋转频率ωr满足以下等式：ωc＝(ωp1+ωp2)/2，ωr＝(ωp1-ωp2)/2。因此，在频谱分析器SA中，根据两个峰值频率ωp1和ωp2可以容易且高精度地获得激励频率ωc和旋转变压器旋转频率ωr。
图4是示意性地示出经傅里叶变换的旋转变压器信号的相位差频谱的复数单位圆。图4所示的复数单位圆指示两个旋转变压器信号(即正弦相位和余弦相位)之间的相位差通过相位差频谱可以精确且容易地得到两个旋转变压器信号之间的相位差/>
误差检测器ED基于来自频谱分析器SA的输出信号检测与旋转变压器信号相关的误差。换言之，误差检测单元ED基于被转换到频域的旋转变压器信号的频谱分析结果来检测与旋转变压器信号相关的误差。
例如，将由频谱分析单元SA计算得到的激励频率ωc和旋转变压器旋转频率ωr的观测值与指示值进行比较，可以高精度且容易地检测到激励频率ωc和旋转变压器旋转频率ωr的误差。而且，可以高精度且容易地从峰值频率ωp1和ωp2处的功率值中检测到旋转变压器信号的功率(即振幅)中的误差。
此外，由于在除了两个峰值频率ωp1和ωp2之外的频率处出现的峰值是噪声，因此也可以高精度且容易地通过峰值检测异常噪声。另外，可以高精度且容易地从频率为0的功率值中检测到直流分量的误差。当误差检测单元ED使用功率频谱执行误差检测时，不必执行所有的误差检测。
如图4所示，通过将获得的相位差与90°的期望值进行比较，可以高精度且容易地检测到旋转变压器信号的相位差/>中的误差。例如，如图4所示，当两个旋转变压器信号(即正弦相位和余弦相位)之间的相位差/>偏离以90°的期望值为中心的预定正常范围时，误差检测单元ED检测到误差。
如上所述，在根据本实施例的半导体装置100中，在域转换器DT中将旋转变压器信号从时域转换到频域，并且在频谱分析器SA中分析被转换到频域的旋转变压器信号的频谱。即，分析从时域被转换到频域的旋转变压器信号的频谱。
旋转变压器信号只有两个频率分量，激励频率ωc和旋转变压器旋转频率ωr。因此，与实时检测误差相比，根据半导体装置100的本实施例抑制了噪声的影响，并且可以高精度且容易地检测到误差。此外，由于误差检测得以便利进行，因此可以例如简化误差检测单元ED的电路配置，以及可以减小半导体装置100的芯片面积。
<半导体装置100的详细配置>
接下来，参照图5，将更详细地描述根据第一实施例的半导体装置。图5是根据第一实施例的半导体装置100的配置的详细框图。如图5所示，半导体装置100包括旋转变压器/数字转换器RDC、处理器CPU、pwm信号发生器PG和模拟/数字转换器ADC2。
这里，旋转变压器/数字转换器RDC包括以下图1所示的全部：模拟/数字转换器ADC1、域转换器DT、频谱分析器SA和误差检测器ED。旋转变压器/数字转换器RDC进一步包括寄存器REG、角度计算电路AA和激励信号生成电路EG。
模拟/数字转换器ADC2将模拟电流信号ac转换为数字电流信号dc，并将数字电流信号dc输出到处理器CPU。模拟电流信号ac是通过由电流传感器等检测从开关驱动电路输出的驱动电流Idr而获得的信号。
旋转变压器/数字转换器RDC将从旋转变压器RES输出的模拟旋转变压器信号ar转换为数字角度信号da，并将数字角度信号da输出到处理单元CPU。更具体地，模拟/数字转换器ADC1将模拟旋转变压器信号ar转换为数字旋转变压器信号dr。然后，角度计算电路AA计算来自数字旋转变压器信号dr的数字角度信号da，并将数字角度信号da输出到处理单元CPU。数字角度信号da是旋转变压器的旋转角度θ的数字值。
旋转变压器/数字转换器RDC中的激励信号生成电路EG基于从处理单元CPU输出的激励频率指示值ωc_inst，输出由f(t)表示的激励信号es。这里，如上所述，由f(t)表示的激励信号es例如与sinωct成比例。即，激励信号生成电路EG将激励频率ωc设定为激励频率指示值ωc_inst，并输出激励信号es。如图5所示，激励频率指示值ωc_inst也被输入到误差检测单元ED。
处理单元CPU基于数字角度信号da、数字电流信号dc和请求信号req生成控制信号ctr。控制信号ctr被输出到PWM信号生成电路PG。处理器CPU例如是CPU(中央处理单元)。从半导体装置100的外部输入请求信号req，并且该请求信号例如是指示电机MT旋转速度的指示信号。
更具体地，处理单元CPU根据从电机MT反馈回来的数字角度信号da和数字电流信号dc计算电机MT的当前旋转速度。然后，处理单元CPU将计算出的电机MT的当前旋转速度与请求信号req进行比较，并输出用于增大或减小电机MT旋转速度的控制信号ctr。PWM信号生成电路PG基于从处理单元CPU输出的控制信号ctr生成脉冲控制信号pwm，并将脉冲控制信号pwm输出到开关驱动电路SD。
在本实施例中根据半导体装置100，旋转变压器/数字转换器RDC包括域转换器DT、寄存器REG、频谱分析器SA和误差检测器ED。
首先，将描述域转换单元DT。这里，图6是域转换单元DT的示例框图。在图6的示例中，域转换单元DT包括带通滤波器11、窗函数处理单元12和傅里叶变换单元13。即，在图6所示的示例中，傅里叶变换被用作时域/频域变换。
带通滤波器11仅使数字旋转变压器信号dr的预定频率范围通过。带通滤波器11可以抑制数字旋转变压器信号dr的噪声。以这种方式，在将数字旋转变压器信号dr从时域转换到频域之前，通过带通滤波器11将噪声从数字旋转变压器信号dr中去除。这里，从激励频率ωc和旋转变压器旋转频率ωr可以取的范围中适当地设置通过带通滤波器11的频率范围。可以使用低通滤波器代替带通滤波器11。
窗函数处理单元12对通过带通滤波器11的数字旋转变压器信号dr执行窗函数处理。窗函数处理可以减少由傅里叶变换中的时间窗引起的误差。如上所述，在傅里叶变换单元13对数字旋转变压器信号dr执行傅里叶变换之前，窗函数处理单元12可以对数字旋转变压器信号dr执行窗函数处理。此处，图7是示出数字旋转变压器信号dr的f(t)sinθ通过汉宁窗经受窗函数处理的状态图。
傅里叶变换单元13对经受窗函数处理的数字旋转变压器信号dr执行傅里叶变换。数字旋转变压器信号dr由傅里叶变换单元13从时域转换到频域。频域信号fd，是经傅里叶变换后的旋转变压器信号，其从傅里叶变换单元13中被输出。傅里叶变换单元13例如由快速傅里叶变换电路组成。通过使用快速傅立叶变换电路，提高了处理速度。
接下来，将描述寄存器REG。例如，寄存器REG暂时保存频域信号fd。这里，图8是示出被存储在寄存器REG中的频域信号fd的示例表。如图8所示，对于两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)中的每一个，经傅里叶变换后的频域信号fd的值被保存在寄存器REG中。具体地，针对每个频率的实部和虚部被保存在寄存器REG中。
在图8的示例中，频率0和ω1至ω4的实部和虚部的值作为数据被保存在寄存器REG中。应理解，在实践中，针对更多频率的数据会被保存。为了减少数据的数量，寄存器REG可以仅在图3中所示的频率0和两个峰值频率ωp1(＝ωc+ωr)和ωp2(＝ωc-ωr)附近保存数据。
对于旋转变压器信号f(t)sinθ，频率0处的实部值和虚部值分别为R0s和I0s。在频率ω1至ω4处，实部值分别为R1s至R4s，虚部值分别为I1s至I4s。类似地，对于旋转变压器信号f(t)cosθ，频率0处的实部值和虚部值分别为R0c和I0c。在频率ω1至ω4处，实部值分别为R1s至R4s，虚部值分别为I1s至I4s。频域信号fd被保存在存储器中，而不是寄存器REG中。
接下来，将描述频谱分析器SA。图9是频谱分析单元SA的示例框图。在图9的示例中，频谱分析单元SA包括相位差频谱计算单元21、功率频谱计算单元22、峰值频率提取单元23、激励频率计算单元24和旋转变压器旋转频率计算单元25。
相位差频谱计算单元21针对每个频率根据寄存器REG中保存的数据计算两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)之间的相位差在寄存器REG中保存的数据是图8所示的表的情况下，相位差频谱计算单元21针对频率0和ω1至ω4计算f(t)sinθ和f(t)cosθ之间的相位差/>相位差频谱计算单元21输出计算出的相位差频谱phs。
例如，在频率ω1的情况下，旋转变压器信号f(t)sinθ的相位根据旋转变压器信号f(t)sinθ的实部R1s和虚部I1s获得。旋转变压器信号f(t)cosθ的相位/>根据旋转变压器信号f(t)cosθ的实部R1c和虚部I1c获得。因此，获得两个信号之间的相位差这里，由于cosθ＝sin(θ+90°)，因此在任何频率下相位差/>的期望值都为90°。
功率频谱计算单元22针对两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)中的每个信号，根据寄存器REG中保存的数据来计算每个频率的功率值。当寄存器REG中保存的数据是图8所示的表时，功率频谱计算单元22计算频率0和ω1至ω4的功率值。功率频谱计算单元22输出计算出的功率频谱pws。
功率值是实部和虚部的平方和。例如，在频率ω1处，旋转变压器信号f(t)sinθ的功率值等于在频率ω1处旋转变压器信号f(t)sinθ的功率值，并且旋转变压器信号f(t)sinθ的功率值等于(R1s)2+(I1s)2。另一方面，旋转变压器信号f(t)cosθ的功率值为(R1c)2+(I1c)2。通过计算针对所有频率的功率值，获得了针对两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)的图3所示的功率频谱。
峰值频率提取单元23在图3所示的功率频谱的上边带波和下边带波的每一个中，提取功率值最大的峰值频率。即，峰值频率提取单元23提取并输出图3所示的峰值频率ωp1和ωp2。这里，如图3所示，在两个峰值频率ωp1和ωp2与激励频率ωc和旋转变压器旋转频率ωr之间建立了以下关系：ωp1＝ωc+ωr和ωp2＝ωc-ωr。
激励频率计算单元24根据从峰值频率提取单元23输出的峰值频率ωp1和ωp2计算激励频率ωc。更具体地，激励频率计算单元24使用激励频率ωc＝(ωp1+ωp2)/2的等式来计算激励频率ωc。然后，激励频率计算单元24将计算出的激励频率ωc作为激励频率观测值ωc_obs输出。以这种方式，通过使用从功率频谱中提取的两个峰值频率ωp1和ωp2，可以精确且容易地获得激励频率ωc。
旋转变压器旋转频率计算单元25根据从峰值频率提取单元23输出的峰值频率ωp1和ωp2计算旋转变压器旋转频率ωr。具体地，旋转变压器旋转频率ωr是使用旋转变压器旋转频率ωr＝(ωp1-ωp2)/2的等式计算得出的。然后，旋转变压器旋转频率计算单元25将计算出的旋转变压器旋转频率ωr作为旋转变压器旋转频率观测值ωr_obs输出。以这种方式，通过使用从功率频谱中提取的两个峰值频率ωp1和ωp2，可以精确且容易地获得旋转变压器的旋转频率ωr。
接下来，将描述误差检测单元ED。这里，图10是误差检测单元ED的示例框图。在图10的示例中，误差检测单元ED包括误差确定单元30和误差输出控制单元40。误差确定单元30包括激励频率确定单元31、旋转变压器旋转频率确定单元32、旋转变压器信号相位差确定单元33、旋转变压器信号振幅确定单元34、噪声确定单元35、直流分量确定单元36以及S/N确定单元37。
如图10所示，激励频率确定单元31将从激励频率计算单元24输出的激励频率观测值ωc_obs与激励频率指示值ωc_inst进行比较，并且确定激励频率ωc是否存在误差。如图5所示，从处理单元CPU输出激励频率指示值ωc_inst。激励频率确定单元31使用从两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)获得的激励频率观测值ωc_obs中的至少一个来执行误差确定。
这里，图11是示意性地示出在激励频率确定单元31中的误差检测方法的功率频谱图。如图11所示，当激励频率观测值ωc_obs和激励频率指示值ωc_inst之间的偏差Δωc超过预定参考值预定次数或达预定时间时，激励频率确定单元31确定激励频率ωc存在误差。
因此，通过将激励频率观测值ωc_obs和激励频率指示值ωc_inst进行比较，可以精确且容易地检测到激励频率ωc的误差。另外，可以简化激励频率确定单元31的电路结构。激励频率确定单元31将确定结果输出到误差输出控制单元40。
如图10所示，旋转变压器旋转频率确定单元32将从旋转变压器旋转频率计算单元25输出的旋转变压器旋转频率观测值ωr_obs与旋转变压器旋转频率指示值ωr_inst进行比较，并且确定旋转变压器旋转频率ωr是否存在误差。旋转变压器旋转频率确定单元32使用从两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)获得的旋转变压器旋转频率观测值ωr_obs中的至少一个来执行误差确定。
当观察到的旋转变压器旋转频率值ωr_obs和指示的旋转变压器旋转频率值ωr_inst之间的偏差Δωr超过预定参考值预定次数或达预定时间时，旋转变压器旋转频率确定单元32确定旋转变压器旋转频率ωr存在误差。这里，如图5所示，基于请求信号req，即电机MT的旋转速度指示值，从处理单元CPU输出旋转变压器旋转频率指示值ωr_inst。
如上所述，通过比较观察到的旋转变压器旋转频率值ωr_obs和旋转变压器旋转频率指示值ωr_inst，可以高精度且容易地检测到旋转变压器旋转频率ωr的误差。另外，可以简化旋转变压器旋转频率确定单元32的电路配置。旋转变压器旋转频率确定单元32将确定结果输出到误差输出控制单元40。
如图10所示，旋转变压器信号相位差确定单元33基于相位差频谱phs以及峰值频率ωp1和ωp2来确定两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)之间的相位差是否存在误差。具体地，旋转变压器信号相位差确定单元33将峰值频率ωp1和ωp2处的两个旋转变压器信号之间的相位差/>中的两个或一个与90°的期望值进行比较。例如，如图4所示，当相位差/>偏离以90°的期望值为中心的预定正常范围预定次数或达预定时间时，旋转变压器信号相位差确定单元33确定相位差/>存在误差。
如上所述，通过将从相位差频谱得到的相位差与90°的期望值进行比较，也可以高精度且容易地检测到旋转变压器信号的相位差/>的误差。另外，可以简化旋转变压器信号相位差确定单元33的电路结构。旋转变压器信号相位差确定单元33将确定结果输出到误差输出控制单元40。
如图10所示，旋转变压器信号振幅确定单元34基于功率频谱pws和峰值频率ωp1和ωp2来确定旋转变压器信号的振幅是否存在误差。这里，由于振幅的平方是功率值，因此可以基于功率频谱pws来确定振幅中的误差。旋转变压器信号振幅确定单元34使用从两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)获得的功率频谱pws中的至少一个来执行误差确定。
这里，图12是示意性地示出在旋转变压器信号振幅确定单元34中的误差检测方法的功率频谱图。例如，当峰值频率ωp1和ωp2处的功率值和期望值之间的偏差中的两个或一个偏离预定参考范围预定次数或达预定时间时，旋转变压器信号振幅确定单元34确定旋转变压器信号的振幅存在误差。使用两个偏差的平均值。图12示出了在两个峰值频率ωp1和ωp2处的功率值落在预定参考范围以下的情况并且该情况被确定为异常。
因此，基于功率频谱pws的峰值频率ωp1和ωp2处的功率值，可以精确且容易地检测到旋转变压器信号的振幅中的误差。另外，可以简化旋转变压器信号振幅确定单元34的电路配置。旋转变压器信号振幅确定单元34将确定结果输出到误差输出控制单元40。
如图10所示，噪声确定单元35基于功率频谱pws和峰值频率ωp1和ωp2来确定是否发生异常噪声。噪声确定单元35使用从两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)获得的功率频谱pws中的至少一个来执行误差确定。
这里，图13是示意性地示出噪声确定单元35中的误差检测方法的功率频谱图。如图13所示，在除两个峰值频率ωp1和ωp2之外的频率处出现的峰值是噪声。因此，当噪声的峰值超过预定参考值预定次数或达预定时间时，噪声确定单元35确定该噪声为异常噪声。
如上所述，基于在功率频谱pws中除峰值频率ωp1和ωp2之外的频率处出现的峰值，可以精确且容易地检测异常噪声。另外，可以简化噪声确定单元35的电路配置。噪声确定单元35将确定结果输出到误差输出控制单元40。此外，噪声确定单元35可以保存异常噪声出现时的频率，或者可以将该频率输出到误差输出控制单元40。
如图10所示，直流分量确定单元36基于功率频谱pws来确定直流分量(频率为0的功率值)是否存在误差。直流分量确定单元36使用从两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)获得的功率频谱pws中的至少一个来执行误差确定。
这里，图13是示意性地示出在直流分量确定单元36中的误差检测方法的功率频谱图。如图13所示，当频率为0的功率值超过期望值0预定次数或时间参考值时，直流分量确定单元36确定直流分量存在误差。
因此，基于功率频谱pws，可以精确且容易地检测到直流分量(频率为0的功率值)的误差。此外，可以简化直流分量确定单元36的电路配置。直流分量确定单元36将确定结果输出到误差输出控制单元40。
如图10所示，S/N确定单元37基于功率频谱pws来确定信噪比(S/N)是否存在误差。S/N中的信号是峰值频率ωp1和ωp2处的信号中的至少一个，并且噪声是背景噪声。S/N确定单元37使用从两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)获得的功率频谱pws中的至少一个来执行误差确定。当从功率频谱pws获得的S/N下降到预定参考值以下预定次数或达预定时间时，S/N确定单元37确定S/N存在误差。
如上所述，基于功率频谱pws可以精确且容易地检测到S/N的误差。另外，可以简化S/N确定单元37的电路配置。S/N确定单元37将确定结果输出到误差输出控制单元40。
误差输出控制单元40基于从每个确定单元(诸如误差确定单元30的旋转变压器信号相位差确定单元33)输出的确定结果生成误差信号err。然后，误差输出控制单元40例如通过中断处理将误差信号err输出到处理单元CPU。例如，当在旋转变压器信号中生成误差信号err时，处理单元CPU则安全地停止电机MT。备选地，处理单元CPU可以仅基于数字电流信号dc继续控制电机MT。
如上所述，在根据本实施例的半导体装置100中，在域转换器DT中将旋转变压器信号从时域转换到频域，并且在频谱分析器SA中分析被转换到频域的旋转变压器信号的频谱。即，分析从时域被转换到频域的旋转变压器信号的频谱。
旋转变压器信号只有两个频率分量，激励频率ωc和旋转变压器旋转频率ωr。因此，与实时检测误差相比，根据半导体装置100的本实施例抑制了噪声的影响，并且可以高精度且容易地检测到误差。此外，由于误差检测得以便利进行，因此可以简化误差检测单元ED的误差确定单元30的电路配置，并且如上所述可以减小半导体装置100的芯片面积。
这里，参照图15和16，将描述根据其他半导体装置的第一实施例的修改。图15和16是示出根据第一实施例的半导体装置100的修改示例配置的详细框图。
首先，将描述图15所示的半导体装置100。在图5所示的半导体装置100中，旋转变压器/数字转换器RDC包括模拟/数字转换器ADC1、域转换器DT、寄存器REG、频谱分析器SA和误差检测器ED。另一方面，在图15所示的半导体装置100中，模拟/数字转换器ADC1、域转换器DT、寄存器REG、频谱分析器SA和误差检测器ED未被包括在旋转变压器/数字转换器RDC中。
这里，旋转变压器/数字转换器RDC包括角度计算电路AA2和激励信号生成电路EG。图5所示的角度计算电路AA根据从模拟/数字转换器ADC1输出的数字旋转变压器信号dr计算数字角度信号da。另一方面，图15所示的角度计算电路AA2直接根据从旋转变压器RES输出的模拟旋转变压器信号ar计算数字角度信号da。其余配置与图5所示的半导体装置100的配置相同，因此省略对其的说明。
接下来，将描述图16所示的半导体装置100。图5所示的半导体装置100包括旋转变压器/数字转换器RDC中的激励信号生成电路EG。另一方面，图15所示的半导体装置100不包括内部的激励信号生成电路EG，而是包括外部的激励信号生成电路EG。然后，将从激励信号生成电路EG输出的激励频率指示值ωc_inst输入到误差检测单元ED。其余配置与图5所示的半导体装置100的配置相同，因此省略对其的说明。在图15和16所示的半导体装置100中，可以获得与图5所示的半导体装置100相同的效果。
(第二实施例)
<半导体装置200的详细配置>
接下来，参照图17，将详细描述根据第二实施例的半导体装置。图17是示出根据第二实施例的半导体装置200的配置的详细框图。与图5所示的半导体装置100相比，在图17所示的半导体装置200中，旋转变压器/数字转换器RDC进一步包括信号校正电路SC。
如图17所示，在模拟/数字转换器ADC1和角度计算电路AA之间提供信号校正电路SC。从模拟/数字转换器ADC1输出的数字旋转变压器信号dr被输入到信号校正电路SC。信号校正电路SC基于来自误差检测单元ED的输出信号校正数字旋转变压器信号dr，并且输出校正后的数字旋转变压器信号dr_crr。角度计算电路AA根据校正后的数字旋转变压器信号dr_crr计算数字角度信号da，并且将数字角度信号da输出到处理单元CPU。
不是数字旋转变压器信号dr，而是校正后的数字旋转变压器信号dr_crr被输入到域转换单元DT。而且，根据第二实施例的半导体装置200，数字旋转变压器信号dr被输入到域转换器DT。
这里，将参照图18描述信号校正电路SC的详细配置。图18是信号校正电路SC的示例框图。在图18的示例中，信号校正电路SC包括偏移调节单元51、振幅调节单元52、延迟调节单元53和噪声去除滤波器54。
偏移调节单元51调节数字旋转变压器信号dr的偏移量，使得图14所示功率频谱中的直流分量(频率为0的功率值)变为0。例如，如图18所示，偏移调节单元51接收被直流分量确定单元36用于确定的直流分量值，并且调节偏移量。对于两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)，优选使用各自的直流分量来调节偏移量。
振幅调节单元52调节数字旋转变压器信号dr的振幅，使得图12所示的峰值频率ωp1和ωp2处的功率值接近期望值。例如，如图18所示，振幅调节单元52基于被旋转变压器信号振幅确定单元34用于确定的、峰值频率ωp1和ωp2处的功率值和期望值之间的偏差、或者两个偏差或其中一个偏差，来调节数字旋转变压器信号dr的振幅。当使用两个偏差时，数字旋转变压器信号dr的振幅使用例如偏差的平均值来调节。对于两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)，优选使用各自的偏差来调节振幅。
延迟调节单元53调节数字旋转变压器信号dr(f(t)sinθ和f(t)cosθ)中的两个或一个的延迟量，使得图4所示的两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)之间的相位差接近期望值90°。例如，如图18所示，延迟调节单元53接收被旋转变压器信号相位差确定单元33用于确定的相位差/>并且调节延迟量。
噪声去除滤波器54从数字旋转变压器信号dr中去除噪声。作为噪声去除滤波器54，可以使用FIR(有限冲激响应)滤波器、IIR(无限冲激响应)滤波器等。例如，如图18所示，噪声去除滤波器54接收被S/N确定单元37用于确定的功率频谱的S/N，并且调节滤波器系数。对于两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)，优选使用各自的S/N来调节滤波器系数。
如上所述，在根据半导体装置200的第二实施例中，信号校正电路SC校正数字旋转变压器信号dr。通过使用校正后的数字旋转变压器信号dr_crr，角度计算电路AA可以高精度地计算数字角度信号da。信号校正电路SC基于从误差检测单元ED反馈的信号自动地校正数字旋转变压器信号dr。
其余的配置与图5所示的半导体装置100相同，因此省略对其的说明。在图17所示的半导体装置200中，可以获得与图5所示的半导体装置100相同的效果。
(第三实施例)
<半导体装置300的详细配置>
接下来，参照图19，将详细描述根据第三实施例的半导体装置。图19是示出根据第三实施例的半导体装置300的配置的详细框图。与图5所示的半导体装置100相比，在图19所示的半导体装置300中，处理器CPU进一步包括用于存储功率频谱和相位差频谱的存储器MEM。
这里，图20是示出峰值频率ωp1和ωp2处的功率(峰值功率)相对于电机旋转速度的变化图。根据由频谱分析单元SA的功率频谱计算单元22计算的功率频谱，获得图20所示的峰值功率对电机旋转速度的依赖性。具体地，如图20所示的特性是通过在预先将电机旋转速度从低速改变为高速的同时研究功率频谱的峰值功率而获得的。
图21是示出两个旋转变压器信号(f(t)sinθ和f(t)cosθ)之间的相位差相对于电机旋转速度的变化图。图21所示的相位差/>对电机旋转速度的依赖性是根据由频谱分析单元SA的相位差频谱计算单元21计算的相位差频谱而获得的。具体地，如图21所示的特性可以通过在预先将电机旋转速度从低速改变为高速的同时研究相位差频谱而获得的。
在本实施例中，根据半导体装置300，图20所示的峰值功率对电机旋转速度依赖性的映射(map)(第一映射)和图21所示的相位差对电机旋转速度依赖性的映射(第二映射)被存储在存储器MEM中。如图19中的虚线箭头所示，这些映射由频谱分析器SA预先生成并被存储在存储器MEM中。
因此，在每个电机旋转速度下，处理单元CPU参考被存储在存储器MEM中的映射，并且校正从角度计算电路AA输出的数字角度信号da。可以在不提供图17所示的信号校正电路SC的情况下校正数字角度信号da。
旋转变压器/数字转换器RDC可以代替处理单元CPU包括用于存储图20和21所示映射的存储器MEM。然后，例如，角度计算电路AA可以参考映射并且输出被预先校正过的数字角度信号da。
其余的配置与图5所示的半导体装置100相同，因此省略对其的说明。在图19所示的半导体装置300中，可以获得与图5所示的半导体装置100相同的效果。
尽管已经基于实施例对发明人的发明进行了具体的描述，但是本发明并不限于已经描述的实施例，并且不用说，可以在不脱离本发明主旨的情况下进行各种修改。

Claims (18)

1.一种半导体装置，包括：
模拟/数字转换器，将作为模拟信号的旋转变压器信号数字化；
域转换器，用于将被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域；
频谱分析器，用于分析被所述域转换器转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱；以及
误差检测器，用于基于来自所述频谱分析器的输出信号，检测与所述旋转变压器信号相关的误差，
其中所述频谱是功率频谱或振幅频谱，
其中所述频谱分析器使用在所述频谱的上边带波和下边带波的每一个中出现的最大峰值处的频率，来计算所述旋转变压器的激励信号的频率，以及
其中所述误差检测器将计算出的所述激励信号的频率与指令值进行比较，以检测所述激励信号的所述频率中的误差。
2.根据权利要求1所述的半导体装置，进一步包括：
激励信号发生器，用于基于所述指令值生成所述激励信号，并且将所述激励信号输出到所述旋转变压器。
3.一种半导体装置，包括：
模拟/数字转换器，将作为模拟信号的旋转变压器信号数字化；
域转换器，用于将被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域；
频谱分析器，用于分析被所述域转换器转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱；以及
误差检测器，用于基于来自所述频谱分析器的输出信号，检测与所述旋转变压器信号相关的误差，
其中所述频谱是功率频谱或振幅频谱，
其中所述频谱分析器使用在所述频谱的上边带波和下边带波的每一个中出现的最大峰值处的频率，来计算所述旋转变压器的旋转频率，并且
其中所述误差检测器将计算出的所述旋转频率与指令值进行比较，以检测所述旋转频率中的误差。
4.一种半导体装置，包括：
模拟/数字转换器，将作为模拟信号的旋转变压器信号数字化；
域转换器，用于将被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域；
频谱分析器，用于分析被所述域转换器转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱；以及
误差检测器，用于基于来自所述频谱分析器的输出信号，检测与所述旋转变压器信号相关的误差，
其中所述频谱是功率频谱或振幅频谱，并且
其中所述误差检测器基于所述频谱中分别在上边带波和下边带波中出现的最大峰值中的至少一个最大峰值的振幅，检测所述旋转变压器信号的所述振幅中的误差。
5.根据权利要求4所述的半导体装置，进一步包括：
信号校正电路，用于基于来自所述误差检测器的所述信号，校正数字化的所述旋转变压器信号的所述振幅；以及
角度计算电路，用于根据经所述信号校正电路校正的所述旋转变压器信号来计算数字角度信号。
6.根据权利要求5所述的半导体装置，
其中所述域转换器将由所述信号校正电路校正的所述旋转变压器信号从时域转换到频域。
7.一种半导体装置，包括：
模拟/数字转换器，将作为模拟信号的旋转变压器信号数字化；
域转换器，用于将被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域；
频谱分析器，用于分析被所述域转换器转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱；以及
误差检测器，用于基于来自所述频谱分析器的输出信号，检测与所述旋转变压器信号相关的误差，
其中所述旋转变压器信号是具有恒定相位差的两相信号，
其中所述频谱是指示所述旋转变压器信号的相位差的相位差频谱，并且
其中所述误差检测器基于所述频谱而检测所述旋转变压器信号的所述相位差中的误差。
8.根据权利要求7所述的半导体装置，进一步包括：
信号校正电路，用于基于来自所述误差检测器的信号，校正数字化的所述旋转变压器信号的所述相位差；以及
角度计算电路，用于根据经所述信号校正电路校正的所述旋转变压器信号来计算数字角度信号。
9.根据权利要求8所述的半导体装置，
其中所述域转换器将由所述信号校正电路校正的所述旋转变压器信号从所述时域转换到所述频域。
10.一种半导体装置，包括：
模拟/数字转换器，将作为模拟信号的旋转变压器信号数字化；
域转换器，用于将被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域；
频谱分析器，用于分析被所述域转换器转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱；以及
误差检测器，用于基于来自所述频谱分析器的输出信号，检测与所述旋转变压器信号相关的误差，
其中所述频谱是功率频谱或振幅频谱，其中所述误差检测器基于所述频谱在频率为0处的振幅，检测所述旋转变压器信号的直流分量中的误差。
11.根据权利要求10所述的半导体装置，进一步包括：
信号校正电路，用于基于来自所述误差检测器的信号，校正数字化的所述旋转变压器信号的所述直流分量；以及
角度计算电路，用于根据经所述信号校正电路校正的所述旋转变压器信号来计算数字角度信号。
12.根据权利要求11所述的半导体装置，
其中域转换器将经所述信号校正电路校正的所述旋转变压器信号从时域转换到频域。
13.一种半导体装置，包括：
模拟/数字转换器，将作为模拟信号的旋转变压器信号数字化；
域转换器，用于将被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域；
频谱分析器，用于分析被所述域转换器转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱；以及
误差检测器，用于基于来自所述频谱分析器的输出信号，检测与所述旋转变压器信号相关的误差，
其中所述频谱是功率频谱或振幅频谱；以及
其中所述误差检测器将在所述频谱的上边带波和下边带波中的每一个中出现的最大峰值以外的峰值确定为噪声，并且基于所述噪声的振幅，检测所述旋转变压器信号的异常噪声。
14.一种半导体装置，包括：
模拟/数字转换器，将作为模拟信号的旋转变压器信号数字化；
域转换器，用于将被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域；
频谱分析器，用于分析被所述域转换器转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱；以及
误差检测器，用于基于来自所述频谱分析器的输出信号，检测与所述旋转变压器信号相关的误差，
其中所述频谱是功率频谱或振幅频谱，并且
其中所述误差检测器基于在所述频谱中的上边带波和下边带波的每一个中出现的最大峰值中的至少一个最大峰值的振幅和背景噪声的振幅，检测所述旋转变压器信号的信噪比中的误差。
15.根据权利要求14所述的半导体装置，
其中所述模拟/数字转换器被包括在旋转变压器/数字转换器中，所述旋转变压器/数字转换器将作为模拟信号的所述旋转变压器信号转换为数字角度信号，并且
其中所述旋转变压器/数字转换器进一步包括角度计算电路，用于根据数字化的所述旋转变压器信号来计算所述数字角度信号。
16.根据权利要求14所述的半导体装置，还包括：
旋转变压器/数字转换器，用于将作为模拟信号的所述旋转变压器信号转换为数字角度信号，
其中，所述模拟/数字转换器在旋转变压器/数字转换器的外部。
17.一种电机控制系统，包括：
电机；
旋转变压器，用于检测所述电机的旋转角度；
半导体装置，用于基于从所述旋转变压器输出的旋转变压器信号，生成控制信号；以及
驱动电路，基于所述控制信号而驱动所述电机，
其中所述半导体装置包括：
模拟/数字转换器，用于将作为模拟信号的所述旋转变压器信号数字化；
域转换器，用于将被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域；
频谱分析器，用于分析被所述域转换器转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱；以及
误差检测器，用于基于来自所述频谱分析器的输出信号，检测与所述旋转变压器信号相关的误差，
其中所述半导体装置进一步包括：
角度计算电路，用于根据被所述模拟/数字转换器数字化的所述旋转变压器信号来计算数字角度信号，以及
其中所述频谱分析器生成指示所述旋转变压器信号的振幅随所述电机的旋转速度的变化的第一映射、以及指示所述旋转变压器信号的相位差随所述电机的旋转速度的变化的第二映射，并且根据所述电机的所述旋转速度，基于所述第一映射和所述第二映射而校正所述数字角度信号。
18.一种在根据权利要求1-16中任一项所述的半导体装置中的误差检测方法，所述方法包括：
由模拟/数字转换器将作为模拟信号的旋转变压器信号数字化，
由域转换器将数字化的所述旋转变压器信号从时域转换到频域，
由频谱分析器分析被转换到所述频域的所述旋转变压器信号的频谱，以及
由所述误差检测器基于所述频谱分析的结果，检测与所述旋转变压器信号相关的误差。
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