WO2016157643A1 - 位置検出器の角度誤差補正装置、角度誤差補正方法、エレベータ制御装置およびエレベータシステム - Google Patents

位置検出器の角度誤差補正装置、角度誤差補正方法、エレベータ制御装置およびエレベータシステム Download PDF

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WO2016157643A1
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angle error
frequency
error correction
current
position detector
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PCT/JP2015/085226
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酒井　雅也
大塚　康司
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三菱電機株式会社
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    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
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    • G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position

Definitions

  • the present invention is applied to, for example, a control device for an elevator hoisting machine, a control device for an on-vehicle motor, or a control device for a motor of a machine tool, and a position detector including a periodic error that is uniquely determined according to the rotational position of the motor.
  • the present invention relates to an angle error correction device, an angle error correction method, an elevator control device, and an elevator system for a position detector that corrects the angle error.
  • an angle detector detects an angle signal from a signal detected by a resolver, and utilizes that the resolver error waveform is composed of a determined n-order component unique to the resolver and is reproducible.
  • a resolver angle detection device that calculates and corrects an angle error by an angle error estimator is known (see, for example, Patent Document 1).
  • a position error is calculated by referring to a detected angle signal, a speed error signal is calculated by differentiating the position error, and the speed error signal is frequency-converted by, for example, Fourier transform. Analysis is performed to calculate a detection error for each frequency component. Further, an estimated angle error signal is generated by combining the calculated detection errors, and an angle signal detected by using the generated estimated angle error signal is corrected by an angle signal correction circuit.
  • the speed detector detects the rotational speed of the motor from the angle signal detected by the angle detector, and estimates the angle error using this detected speed.
  • the angle error estimation accuracy is determined by the angle detector or the speed resolution of the speed detector. For this reason, an angle detector or a velocity detector with a low velocity resolution has a problem that a quantization error occurs and the angle error estimation accuracy cannot be sufficiently obtained.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and provides an angle error correction device and an angle error correction method for a position detector capable of accurately estimating and correcting an angle error. Objective.
  • An angle error correction device for a position detector detects an electric motor control device that controls an electric motor, a position detector that outputs a position detection signal obtained by detecting the rotational position of the electric motor, and a current flowing through the electric motor.
  • An angle error correction device for a position detector that is used in combination with a current detector and corrects a cyclic angle error determined according to a rotational position included in a position detection signal.
  • Frequency analysis of the detected current detected in step 1 calculate the amplitude and phase of the specific frequency, and output the amplitude and phase of the specific frequency as the frequency analysis result, and position detection signal to the input signal input
  • An angle error correction unit that outputs the added signal to the motor controller, and a set value of a test signal having a known amplitude, phase, and frequency is input to the angle error correction unit
  • the angle error correction unit adds a test signal corresponding to the set value and operates the motor, and the frequency analysis unit detects the detection current obtained by the first control process as a test signal.
  • the second control process for performing frequency analysis on the frequency of the above is repeated for a plurality of different test signals, and based on the amplitude and phase that are two or more types of frequency analysis results calculated by the frequency analysis unit by the second control process,
  • An angle error estimator that estimates and outputs estimated values of the amplitude and phase of the angle error to the error corrector, and the angle error corrector uses the estimated value of the amplitude and phase of the angle error as an input signal as an addition signal. Is output to the motor control device.
  • the angle error correction method of the position detector includes an electric motor control device that controls the electric motor, a position detector that outputs a position detection signal obtained by detecting the rotational position of the electric motor, and a current flowing through the electric motor.
  • Position detector angle error executed by a position detector angle error correction device that is used in combination with a current detector to detect and corrects a cyclic angle error determined according to the rotational position included in the position detection signal.
  • the first control step of inputting a set value of a test signal having a known test amplitude, phase and frequency as an input signal and adding the test signal corresponding to the set value to operate the motor and in the frequency analyzing step,
  • the second control step for analyzing the frequency of the detected current obtained in the first control step at the frequency of the test signal is repeated for a plurality of different test signals, and two types calculated in the frequency analysis step in the second control step.
  • the estimated value of the angular error and the phase are input signals.
  • a fourth control step for outputting an addition signal to the motor control device for outputting an addition signal to the motor control device.
  • the elevator control device also includes an electric motor control device that controls an elevator hoisting machine, and a position detection that detects a rotational position of the hoisting machine and includes a cyclic error that is uniquely determined according to the rotational position.
  • the position detector performs frequency analysis on the specific frequency component of the motor current, and periodically detects the position detector based on the frequency analysis result.
  • the error can be estimated.
  • a test signal having a known amplitude, phase, and frequency is added for operation, and a process of performing frequency analysis at the frequency of the test signal is performed a plurality of times, and the amplitude and phase calculated by the frequency analysis of the plurality of times. Based on the above, the error of the position detector is estimated. Therefore, it is possible to obtain an angle error correction device and an angle error correction method for a position detector that can accurately estimate and correct the angle error.
  • the position detector can perform frequency analysis on the specific frequency component of the motor current, and can estimate a periodic error of the position detector based on the frequency analysis result.
  • a test signal having a known amplitude, phase, and frequency is added for operation, and a process of performing frequency analysis at the frequency of the test signal is performed a plurality of times, and the amplitude and phase calculated by the frequency analysis of the plurality of times.
  • the error of the position detector is estimated. Therefore, in the elevator system, it is possible to obtain an angle error correction device and an angle error correction method for a position detector that can accurately estimate and correct the angle error.
  • FIG. 3 is a block diagram clearly showing an output of an angle error correction unit in the angle error correction device for a position detector according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing transfer function expression from the output of the angle error correction unit to the motor current in the angle error correction device of the position detector according to the first embodiment of the present invention in transfer function expression.
  • FIG. 5 is a Bode diagram showing an example of transfer characteristics from the output of the angle error correction unit to the motor current in the angle error correction device of the position detector according to Embodiment 1 of the present invention. It is a flowchart which shows the process of the angle error estimation part in the angle error correction apparatus of the position detector which concerns on Embodiment 1 of this invention. It is a flowchart which shows the process of the angle error estimation part in the angle error correction apparatus of the position detector which concerns on Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a motor control system including an angle error correction device for a position detector according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the motor control system includes a motor control device 1, a motor 2, a position detector 3, a current detector 4, and an angle error correction device 5.
  • the electric motor control device 1 is a device that controls the rotational speed and rotational position of the electric motor 2.
  • the case where the motor control device 1 controls the rotation speed of the motor 2 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the motor control device of the motor control system shown in FIG.
  • the electric motor control device 1 includes a speed calculation unit 11, a speed control unit 12, a current control unit 13, and a power converter 14.
  • the speed calculation unit 11 is based on position information (corrected rotation position of the electric motor 2) or angle information in which the rotation position (motor rotation position) of the electric motor 2 detected by the position detector 3 is corrected by the angle error correction device 5. Thus, the rotational speed of the electric motor 2 is calculated.
  • the speed calculator 11 calculates the rotational speed most simply by time differentiation of position information or angle information.
  • the speed control unit 12 calculates a current command value (torque command value) of the electric motor 2 so that the rotation speed of the electric motor 2 becomes a desired speed.
  • the current control unit 13 calculates the voltage command value of the motor 2 so that the current (motor current) of the motor 2 detected by the current detector 4 matches the current command value output from the speed control unit 12. .
  • the power converter 14 applies a motor applied voltage to the motor 2 based on the voltage command value output from the current control unit 13 in order to control the motor current.
  • P control, PI control, and PID control are often used for the control by the speed control unit 12 and the current control unit 13, but various control methods can be used.
  • vector control is generally used for current control of the motor 2, and the motor current and the motor applied voltage are converted into dq axes, and the PID control and the like described above are performed on the converted current and voltage. A control method is used.
  • an inverter is generally used as the power converter 14 that applies a voltage to the electric motor 2.
  • the inverter converts a voltage of a power source (not shown) into a voltage having a desired variable voltage and variable frequency.
  • a power converter that converts the DC voltage to an AC voltage by an inverter, or a matrix converter This refers to a variable voltage variable frequency power converter including a power converter that directly converts an AC voltage into an AC variable voltage variable frequency voltage.
  • the inverter according to Embodiment 1 of the present invention may include a coordinate conversion function in addition to the above-described inverter. That is, when the voltage command value is a dq-axis voltage command value, the dq-axis voltage command value is converted into a phase voltage or a line voltage, and the voltage in accordance with the commanded voltage command value. It also includes a coordinate conversion function for converting to. Note that the present invention can be applied even if a device or means for correcting the dead time of the inverter is provided.
  • a position control unit is added above the speed control unit 12.
  • the position control unit calculates a speed command value of the electric motor 2 input to the speed control unit 12 so that the rotational position of the electric motor 2 becomes a desired position.
  • the speed control unit 12 executes the above-described control with the speed command value as a desired speed.
  • P control, PI control, and PID control are often used for control in the position control unit, but various control methods can be used.
  • the motor control device may be configured by the position control unit and the current control unit 13 without using the speed control unit 12.
  • the position control unit calculates the current command value of the electric motor 2 so that the rotational position of the electric motor 2 becomes a desired position.
  • the current detector 4 measures the current of the motor 2. For example, when the motor 2 is a three-phase motor, a two-phase phase current is often measured, but a three-phase phase current may be measured.
  • the position detector 3 detects the rotational position of the electric motor 2 necessary for controlling the electric motor 2, such as an optical encoder, a magnetic encoder, or a resolver, and outputs a position detection signal. Further, as shown in FIG. 3, the position detector 3 includes a cyclic error that is uniquely determined according to the rotational position of the electric motor 2 in the output rotational position information.
  • the periodic error uniquely determined according to the rotational position of the electric motor 2 is, for example, a resolver detection error described in paragraphs 0020 and 0021 of the above-mentioned Patent Document 1, or a pulse omission due to a slit defect in the optical encoder. It also refers to a reproducible error depending on the rotational position, such as an imbalance in the distance between pulses.
  • the periodic error uniquely determined according to the rotational position of the electric motor 2 is expressed as an angle error ⁇ err obtained by converting the position information into an angle.
  • the present invention can be applied when the position detector 3 includes a periodic error uniquely determined according to the rotational position of the electric motor 2 and the principal component order of the angle error ⁇ err is known.
  • the periodic angular error ⁇ err of the position detector 3 can be approximately expressed using a sine wave as shown in the following equation (1).
  • the first embodiment of the present invention unifies the notation by the sine wave.
  • ⁇ m represents the mechanical angle of the motor 2
  • a 1 represents an error amplitude in N 1 order order
  • a 2 represents an error amplitude at the N 2 order order
  • a n is It shows the error amplitude in n n following order
  • phi 1 indicates the phase shift (initial phase) with respect to mechanical angle of the motor 2 in n 1 order order
  • phi 2 is on the mechanical angle of the motor 2 in n 2 order order
  • the phase shift indicates ⁇
  • ⁇ n indicates the phase shift with respect to the mechanical angle of the electric motor 2 in the N n -th order.
  • the spatial orders of N 1 , N 2 ... N n in equation (1) do not have to be consecutive integers such as 1, 2... N n , and are uniquely determined according to the rotational position of the motor 2.
  • the main component here refers to a component whose amplitude in the spatial order is larger than the amplitude of other frequencies.
  • the expression (1) is expressed as a combination of three or more frequency components, but the frequency component of the periodic angular error ⁇ err may be one, two, or more components. It may be configured.
  • the angle error correction device 5 includes a frequency analysis unit 51, an angle error estimation unit 52, and an angle error correction unit 53.
  • the angle error estimation unit 52 estimates the periodic angle error of the position detector 3 as a function of the expression (1) based on the frequency analysis result of the motor current analyzed by the frequency analysis unit 51.
  • the angle error correction unit 53 adds the position detection signal from the position detector 3 to the input signal from the angle error estimation unit 52 to generate an addition signal. Specifically, the angle error correction unit 53 generates an angle error correction value in the same format as the equation (1) based on the estimation result of the angle error, and adds it to the rotational position information or angle information of the electric motor 2. Thus, the angle error is corrected.
  • the frequency analysis unit 51 calculates the amplitude and phase of the motor current at a specific frequency. At least one of them is calculated.
  • the frequency analysis unit 51 is configured to receive rotation position information or angle information of the electric motor 2.
  • the present invention is not limited to this, and the rotation position of the electric motor 2 is corrected by the angle error correction unit 53.
  • the position information or the angle information may be input.
  • the frequency analysis unit 51 is preferably configured to obtain the amplitude and phase at a desired frequency of an input signal, such as Fourier transform, Fourier series analysis, or fast Fourier transform.
  • a configuration may be used in which a desired frequency signal is extracted and a desired amplitude or phase of an input signal is calculated by an amplitude detection unit or a phase detection unit like a filter.
  • the filter used here may be an electrical filter that combines a resistor, a capacitor, a coil, or the like, or may be a process performed in a computer.
  • the motor current input to the frequency analysis unit 51 is a d-axis current, a q-axis current, a ⁇ -axis current, a ⁇ -axis current, an ⁇ -axis current, or a ⁇ -axis current obtained by coordinate conversion of the phase current as used in vector control. Any of these currents may be used.
  • the signal having a desired frequency (specific frequency) referred to here is a signal having the same frequency as the main component of the angle error ⁇ err caused by the periodic angle error ⁇ err of the position detector 3, or angle error correction.
  • the signal having the same frequency as the main component of the test signal generated by the unit 53 is indicated. Details of the test signal will be described later.
  • a desired frequency is expressed as a spatial frequency, but there is no essential difference even if it is a time frequency.
  • the spatial frequency refers to a frequency in one rotation of the electric motor 2 in a specific section, in Embodiment 1 of the present invention.
  • a periodic N wave signal in one rotation of the motor 2 at a mechanical angle is referred to as a spatial order N wave.
  • the frequency analysis is preferably an analysis based on the spatial frequency. Even in 1), the angle error ⁇ err is expressed by a spatial frequency, and the frequency analysis unit 51 shown in FIG. 1 also has an input (current and angle) corresponding to the spatial frequency analysis.
  • Embodiment 1 of the present invention can also be applied to frequency analysis based on time frequency, and when performing frequency analysis based on time frequency, instead of using current and angle as inputs, detection angle and time measurement Frequency analysis is performed using the measurement time and current measured by the unit as inputs.
  • the angle error estimation unit 52 is a current amplitude value or current amplitude value and phase value of a desired frequency component that is an output of the frequency analysis unit 51, and a rotational position or angle of the electric motor 2 that is an output from the position detector 3.
  • a periodic angle error ⁇ err uniquely determined according to the rotational position of the electric motor 2 is estimated by an estimation method described later, and the angle error estimated value is converted into angle information or The position information is output to the angle error correction unit 53.
  • the angle error correction unit 53 adds the angle error correction signal based on the angle error estimated value that is the output from the angle error estimation unit 52 to the rotational position of the electric motor 2 that is the output from the position detector 3, and after correction Output position information or angle information.
  • the angle error estimated value is output in the same unit system as the output signal of the position detector 3 .
  • the resolution is 1024 pulses per rotation
  • the estimation result of the angle error estimation unit 52 is 1 °
  • the angle error estimation unit 52 is set to 1 °.
  • Three pulses corresponding to the number of pulses are output as position information.
  • the angle error when there are a plurality of frequency components of the angle error, the angle error may be estimated and added sequentially with each component, or a plurality of frequency components may be estimated simultaneously. At this time, in the case of simultaneous estimation, the estimation time can be shortened as compared with the case where the angle error is sequentially estimated for each component.
  • the angle error is composed of only a single frequency component.
  • the frequency analysis of the phase current is performed by the frequency analysis unit 51
  • the current pulsation appearing in the phase current is Pn as the number of pole pairs
  • the desired frequency order is Assuming N n
  • the spatial order is the order of P n ⁇ N n order.
  • phase currents frequency analysis of at least one of the phase currents is performed, and the P n + N n -order or P n -N n -order current is estimated from the P n + N n -order or P n -N n -order current. do it.
  • the P n -N n following order when the order N n of the desired frequency than the pole pair number P n of the electric motor 2 is large, because it may not present a negative number, the In such a case, frequency analysis is performed on the P n + N n -th order current. Further, when estimating the angle error, it is desirable to perform constant torque and constant speed operation.
  • the current pulsation component appearing on the dq axis is the same as the N n -th order. Has a pulsating component of order.
  • the d-axis current has a current pulsation similar to the angle error because the q-axis current, which is the torque current, wraps around due to the magnetic pole deviation caused by the position vibration at the desired frequency.
  • the speed pulsation becomes a pulsation of a current command value (torque command value) through the speed control system. Therefore, the q-axis current becomes a current pulsation similar to the angle error that causes the speed pulsation.
  • the q-axis current to be fed back is a constant condition, that is, Estimate under constant acceleration conditions.
  • the angle error and the signal from the angle error correction unit 53 cause current pulsation according to the transfer characteristic determined by the dynamic characteristic of the load connected to the motor control device 1, the motor 2, and the motor 2. Therefore, if this transfer characteristic can be obtained, an angle error signal that causes current pulsation can be estimated. That is, the angle error that causes the current pulsation can be obtained by back calculation from the obtained transfer characteristics and the current pulsation.
  • FIG. 4 is a block diagram clearly showing the output of the angle error correction unit in the angle error correction device of the position detector according to the first embodiment of the present invention.
  • an angle error correction unit 53 generates an angle error correction signal.
  • the corrected rotational position of the electric motor 2 corrected by adding the angular error correction signal generated by the angular error correcting unit 53 to the electric motor rotational position that is the output of the position detector 3 is fed back to the electric motor control device 1. Further, the motor current detected by the current detector 4 is also fed back to the motor control device 1.
  • FIG. 5 is a block diagram showing transfer function expression from the output of the angle error correction unit to the motor current in the angle error correction device of the position detector according to the first embodiment of the present invention.
  • G err — i (s) also coincides with the transfer function from the motor rotation position, which is the output of the position detector 3, to the motor current.
  • Gerr_i (s) including the dynamic characteristic of a load.
  • FIG. 6 shows an example of G err — i (s).
  • FIG. 6 is a Bode diagram showing an example of transfer characteristics from the output of the angle error correction unit to the motor current in the angle error correction device of the position detector according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the upper part shows gain characteristics and the lower part shows phase characteristics.
  • the angle error frequency changes, the amplitude and phase of the motor current pulsation corresponding to the angle error change according to the characteristics shown in FIG. Further, the angle error frequency changes depending on the rotation speed of the electric motor 2. That is, the phase and amplitude of the current pulsation caused by the angle error change according to the rotation speed.
  • the angle error estimation unit 52 outputs an operation command for the electric motor 2 to the motor control device 1 and also instructs the angle error correction unit 53 to set the angle error correction signal to zero, that is, a test signal.
  • a command for setting zero to zero is output (step S1).
  • the angle error correction unit 53 sets the angle error correction signal to zero and rotates the electric motor 2 without performing the angle error correction.
  • the angle error estimation unit 52 outputs a frequency analysis command to the frequency analysis unit 51, and the frequency analysis unit 51 performs frequency analysis on the motor current (step S2).
  • the frequency analysis result is input to the angle error estimation unit 52.
  • the motor current is subjected to frequency analysis at a frequency corresponding to the angular error frequency.
  • the Fourier coefficient at the frequency M 1 [Hz] of the current pulsation of the q-axis current corresponding to the angle error frequency can be obtained by the following formulas (2) and (3).
  • iq (t) indicates a q-axis current value
  • a n1 and B n1 indicate the coefficients of cosine wave and sine wave, respectively.
  • FIG. Expressions (2) and (3) are arithmetic expressions in the continuous time domain, but when implemented in a computer such as a microcomputer, they are converted into discrete time domain expressions and implemented. Furthermore, since equations (2) and (3) can be calculated with a cosine wave, sine wave signal generator, multiplier, and integrator, they can be easily implemented in a computer.
  • equations (2) and (3) calculate the Fourier coefficient by integration for one period of the signal, they may be obtained by integrating several periods and dividing the integrated value by the number of periods. . In this case, since it is obtained as an average value for several cycles, it is possible to reduce the influence of variations in current pulsation and disturbance. Further, it is desirable to start the integration start time from a reference point (for example, zero degree) of the rotation angle of the electric motor 2. Thereby, a Fourier coefficient based on the rotation angle of the electric motor 2 can be obtained.
  • the amplitude A i1 and the phase ⁇ i1 of the current pulsation component can be obtained by the following equations (4) and (5).
  • the angle error estimation unit 52 stores the amplitude A i1 and the phase ⁇ i1 obtained by the equations (4) and (5). It should be noted that the Fourier coefficients A n1 and B n1 may be stored, and the amplitude and phase may be obtained by calculation according to equations (4) and (5).
  • the angle error estimation unit 52 operates by adding a test signal (step S3), and performs frequency analysis on the motor current while the motor 2 is rotated (step S4). At this time, the rotation speed of the electric motor 2 is set to be the same as that in step S1.
  • the operation command for the electric motor 2 and the set value of the test signal are output from the angle error estimation unit 52. Further, the frequency analysis result is input to the angle error estimation unit 52.
  • the test signal is a sine wave or cosine wave test signal in which a predetermined amplitude, frequency and initial phase are set, and the test signal is generated by the angle error correction unit 53 and added to the output of the position detector 3. Since the sine wave and the cosine wave can be converted into each other when the initial phase is changed, the sine wave and the cosine wave will be described below as sine waves. Moreover, the predetermined amplitude of the test signal as A t, the initial phase and phi t.
  • a sine wave signal having a frequency different from the angular error frequency is added as a test signal.
  • the test signal is a sine wave signal having a frequency near the angular error frequency.
  • the neighborhood is, for example, a range in which the gain and phase at the frequency of the test signal are almost equal to the gain and phase at the angular error frequency, with the frequency being about 10% to 20% larger or smaller than the angular error frequency. To do.
  • the test signal and the angle error correction signal do not cross, facilitating frequency analysis, calculating transfer characteristics, and estimating angle error. Can be easily performed.
  • step S4 When performing frequency analysis of the motor current in step S4, frequency analysis is performed at the current pulsation frequency corresponding to the test signal added in step S3.
  • the frequency is the same as the frequency of the test signal.
  • the frequency analysis is obtained by the same calculation as in equations (2) to (5), but M 1 and T are values replaced with the frequency and period corresponding to the test signal.
  • the amplitude and phase of the current pulsation obtained from the Fourier coefficient of the current pulsation are respectively A it and ⁇ it .
  • step S5 calculates an angle error estimated value of the position detector 3 (step S5).
  • step S4 the relative amplitude A t test signals, since the corresponding current pulsation amplitude was A it, current pulsations, it can be seen the amplitude of the test signal is obtained by multiplying A it / A t.
  • the magnification of the current pulsation amplitude with respect to the angle error amplitude is assumed to be the same as the magnification described above, and the error signal obtained in step S2
  • the amplitude of the error signal that generates the current pulsation amplitude A i1 can be obtained. That is, the amplitude of the error signal when the A 1, can be obtained by the following equation (6).
  • step S4 with respect to the initial phase and is phi t test signals, since the corresponding current pulsation phase was phi, current pulsation phase, phi it -.phi the phase of the test signal It can be seen that it is shifted by t .
  • the phase shift of the current pulsation amplitude with respect to the angle error amplitude is regarded as the same as the phase shift of the test signal, and is obtained in step S2.
  • the phase of the error signal that generates the current pulsation phase ⁇ i1 related to the error signal can be obtained. That is, when the phase of the error signal is ⁇ 1 , it can be obtained by the following equation (7).
  • the sine wave having the amplitude and phase obtained by the equations (6) and (7) is estimated as the angle error estimated value.
  • the angle error correction unit 53 When the angle error estimation is completed, the angle error correction unit 53 generates an angle error correction signal that cancels the angle error based on the angle error generated from the angle error estimated value, and adds it to the output of the position detector 3. Output.
  • the angle error correction device 5 can correct the angle error of the position detector 3 and suppress the current pulsation caused by the angle error, the torque pulsation, and the speed pulsation of the motor 2 with high accuracy.
  • the electric motor 2 and the load can be controlled.
  • the position detector 3 From the frequency analysis result of current pulsation when angle error correction is not performed and the frequency analysis result of current pulsation when operated by adding a predetermined test signal, the position detector 3 The angle error is estimated. This is because the transfer characteristic of the position detector 3 from the rotational position of the motor 2 to the current pulsation (equivalent to the transfer characteristic from the angle error of the motor 2 to the current pulsation) is expressed in the frequency band of the current pulsation caused by the angle error. Thus, the angle error is converted using the transfer characteristic.
  • the test signal is set at point B near the point A, and the test signal is added to the operation.
  • Transfer characteristics (gain and phase) at point B are obtained. Since the transfer characteristics at point B and point A can be regarded as equal, the transfer characteristic at point B is used as the transfer characteristic at point A, and the angle error is calculated from the amplitude and phase of the current pulsation obtained in the operation without angle error correction. Estimated.
  • the test signal is set to point C having a frequency lower than that of point D, and the transfer characteristic at point C is obtained.
  • the test signal is set to a point E having a frequency higher than that of the point D, and the transfer characteristic at the point E is obtained.
  • an average value of the transfer characteristic at the point C and the transfer characteristic at the point E is defined as the transfer characteristic at the point D.
  • the test signal may be performed with only one pattern. If the trend is not known, perform a test operation at at least two frequencies, a frequency larger than the frequency corresponding to the angle error and obtain a transfer characteristic, average the plurality of transfer characteristics, etc. It is desirable to obtain the transfer characteristic corresponding to the error frequency and estimate the angle error.
  • the angle error of the position detector 3 can be estimated when the motor control system including the motor 2 is installed. Moreover, it can carry out in any state, whether the motor 2 has a load attached or not. Therefore, adjustment before the shipment is unnecessary, and the angle error can be easily corrected at the time of installation. Further, the angle error estimation can be performed at the time of maintenance of the apparatus or when the position detector 3 is replaced, or may be periodically performed when the apparatus is in operation. In this invention, since the transfer characteristic of the control system of the motor is obtained by the operation based on the test signal, the angle error can be estimated regardless of the presence or absence of the load.
  • step S1 to step S5 can be performed continuously without stopping the electric motor 2, angle error estimation can be performed in a short time.
  • the calculation to obtain the transfer characteristic from the angle error to the current pulsation is performed only in the vicinity of the frequency of the current pulsation caused by the angle error, and the transfer characteristic is not obtained at all frequencies by sweeping the test signal. Therefore, the angle error can be estimated in a short time.
  • the angle error when there are a plurality of frequency components of the angle error, the angle error may be estimated and added sequentially with each component, or a plurality of frequency components may be estimated simultaneously.
  • the frequency is input simultaneously according to the frequency of the angular error for estimating the test signal.
  • frequency analysis is performed for all of the current pulsation component caused by the angle error and the current pulsation component caused by the test signal.
  • step S3 when the frequency of the error signal is 10 [Hz] and 30 [Hz], in step S3, test signals near 10 [Hz] and near 30 [Hz] are generated at the same time for operation. In S4, frequency analysis of current pulsation corresponding to the frequency of each test signal set in the vicinity of 10 [Hz] and 30 [Hz] is performed.
  • the procedure for estimating the angle error by the frequency analysis of the q-axis current has been described.
  • the angle error can also be estimated by the same procedure when the frequency analysis of the d-axis current is used.
  • the angle error can be estimated by the same procedure.
  • the frequency of the current pulsation is different.
  • the angle error estimator 52 outputs the operation command for the electric motor 2 in step S1 and step S3, and the frequency analysis command is output in step S2 and step S4.
  • a controller that advances the estimation operation sequence may be provided separately in the angle error correction device 5 and the motor control device 1, or may be provided as a dedicated control device.
  • the position detector can perform frequency analysis on the specific frequency component of the motor current and estimate the periodic error of the position detector based on the frequency analysis result.
  • the operation is performed without correcting the angle error and the frequency analysis is performed, and the operation is performed by adding a test signal having a known amplitude, phase and frequency, and one or more types of frequency analysis are performed at the frequency of the test signal.
  • An error of the position detector is estimated based on the amplitude and phase calculated by a plurality of frequency analyzes calculated in the step, including at least one of the steps performed on the test signal. Therefore, it is possible to obtain an angle error correction device and an angle error correction method for a position detector that can accurately estimate and correct the angle error.
  • FIG. 2 the operation of the angle error estimating unit 52 is different from that in the first embodiment.
  • the processing of the angle error estimation unit 52 according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • step S13 for performing a test operation by adding a test signal is different from that in the first embodiment.
  • the transfer characteristic obtained by the test operation does not exactly match the transfer characteristic at the angle error frequency.
  • the transmission characteristic obtained in the test operation can be exactly matched with the transmission characteristic at the angular error frequency, so that the angular error can be estimated with higher accuracy.
  • the frequency analysis becomes easy, and the calculation of the transfer characteristic and the calculation of the angle error can be easily performed.
  • the motor speed and the frequency of the test signal in the test operation in step S13 are set so as to satisfy the relationship of the following equation (8).
  • V 2 indicates the motor speed in the test operation
  • f 2 indicates the frequency of the test signal
  • V 1 indicates the motor speed in step S1
  • f 1 rotates the motor 2 at V 1.
  • the angle error frequency is shown.
  • V 1 is 10 [Hz] and the corresponding error frequency f 1 is 40 [Hz] which is four times
  • V 2 and f 2 are set to 20 [Hz] and 40 [Hz], respectively. can do. Regardless of this, it is possible to set an arbitrary motor speed satisfying the equation (8) and the frequency of the test signal.
  • the frequency of the current pulsation caused by the test signal and the frequency of the current pulsation caused by the angle error in step S1. Matches. Therefore, the transfer characteristic obtained by the frequency analysis in step S4 can be matched with the transfer characteristic from the angle error to the current pulsation caused by the angle error in the operation in step S1. As a result, the angle error can be estimated with higher accuracy.
  • fills the relational expression of Formula (8) is performed a plurality of times, frequency analysis is performed for each, and the average of the plurality of frequency analysis results is taken to determine the transfer characteristics. May be requested. In this way, the estimation error of the angle error can be reduced.
  • the angle error when there are a plurality of frequency components of the angle error, the angle error may be estimated and added sequentially with each component, or a plurality of frequency components may be estimated simultaneously.
  • the frequency is input simultaneously according to the frequency of the angular error for estimating the test signal.
  • the frequency analysis is performed for all current pulsation components caused by the angle error.
  • step S13 when the frequency of the error signal is 10 [Hz] and 30 [Hz], operation is performed by simultaneously generating test signals of 10 [Hz] and 30 [Hz] in step S13, and in step S4. Frequency analysis of current pulsation is performed for 10 [Hz] and 30 [Hz].
  • Embodiment 3 In the third embodiment of the present invention, the operation of the angle error estimating unit 52 is different from that in the first embodiment.
  • the processing of the angle error estimation unit 52 according to Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • step S23 for performing a test operation by adding a test signal and step S25 for calculating an angle error estimated value are different from those of the first embodiment.
  • the frequency of the test signal is set to the same frequency as the angle error in step S23 in which the test operation is performed by adding the test signal.
  • the amplitude and initial phase are set to predetermined values. Further, the motor speed in step S23 is made to coincide with the motor speed in step S1.
  • step S4 frequency analysis of the motor current pulsation at the frequency of the test signal, that is, the frequency of the angle error is performed.
  • the frequency analysis result of the current pulsation is the frequency analysis result for the current pulsation generated with respect to the synthesized signal obtained by synthesizing the angle error and the test signal.
  • step S25 angle error estimation is performed based on the frequency analysis result obtained in step S2 and the frequency analysis result obtained in step S4.
  • the frequency analysis result obtained in step S4 is the frequency analysis result for the current pulsation generated with respect to the synthesized signal obtained by synthesizing the angle error and the test signal. Since the phase is unknown, the transfer characteristic at the error frequency cannot be obtained from this result.
  • step S4 an operation for separating the current pulsation component caused by the angle error and the current pulsation component caused by the test signal from the frequency analysis result obtained in step S4 is performed. This can be performed using each frequency analysis result in step S2 and step S4.
  • the frequency analysis result in step S4 can be separated from the frequency analysis result in step S2 when the operation is performed without adding the test signal. That is, the difference between the Fourier coefficients obtained in step S4 and step S2 becomes the Fourier coefficient of the current pulsation component caused by the test signal.
  • the amplitude and phase corresponding to A it and ⁇ it in the first embodiment are obtained using the Fourier coefficient of the current pulsation component caused by the extracted test signal, and A i1 and ⁇ i1 obtained in step S2 are obtained.
  • the angle error estimated value is obtained by the above formulas (6) and (7). Note that A t and ⁇ t in equations (6) and (7) are the amplitude and initial phase of the test signal and are known as in the first embodiment.
  • operation is performed in a state where the frequency of the test signal is matched with the angular error frequency, and the angular error is estimated from the corresponding current pulsation component.
  • the angle error can be estimated with higher accuracy.
  • the motor speed is matched between the operation without the test signal and the operation with the test signal added, so that the estimation error factor of the angle error due to the difference in the operation speed is eliminated. be able to.
  • the angle error may be estimated a plurality of times by the above procedure for a plurality of test signals with different initial phases and amplitude values, and the average value thereof may be used as the angle error estimated value. Further, even when there are a plurality of angular error frequency components, it can be easily expanded.
  • Embodiment 4 FIG.
  • the operation of the angle error estimating unit 52 is different from that in the first embodiment.
  • the processing of the angle error estimation unit 52 according to Embodiment 4 of the present invention will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • step S31 since the flow which described the same code
  • the operations of step S31, step S33 for performing a test operation by adding a test signal, and step S35 for calculating an angle error estimated value are different from those of the first embodiment.
  • the operation is performed by generating two kinds of test signals different in at least one of the amplitude and the initial phase, and using the frequency analysis result of the current pulsation component corresponding to the test signal.
  • Estimate angular error The frequency of the test signal is the same as the angular error frequency.
  • step S31 the motor 2 is operated by adding a first test signal having a predetermined amplitude and initial phase and the same frequency as the angular error frequency.
  • step S2 an operation equivalent to that in the first embodiment is performed.
  • step S33 the operation is performed in the same manner as in step S31.
  • the second test is performed such that at least one of the amplitude and initial phase of the test signal to be added is different from the first test signal added in step S31. Set the signal.
  • step S4 an operation equivalent to that in the first embodiment is performed.
  • step S35 the angle error is estimated using the frequency analysis results in the two test operations performed in the previous step.
  • the calculation process of the angle error estimation value by the angle error estimation unit 52 shown in step S35 of FIG. 10 will be described in detail with reference to the flowchart of FIG.
  • the frequency analysis result obtained in step S2 and step S4 is the frequency analysis result for the current pulsation generated for the synthesized signal obtained by synthesizing the angle error and the test signal.
  • a calculation for separating the current pulsation component caused by the test signal is performed (step S41).
  • step S2 the frequency analysis result in step S2
  • step S4 the difference between the Fourier coefficients obtained in step S4 and step S2 becomes the Fourier coefficient of the current pulsation component caused by the test signal.
  • test signal at this time is a signal obtained by subtracting the test signals in steps S2 and S4 (referred to as a combined test signal for convenience). That is, since the two test signals are known, the synthesized test signal obtained by subtracting the test signal is also known, and its amplitude and initial phase are known.
  • the frequency of the angle error (equal to the frequency of the composite test signal) is the same as in the first embodiment. ) Is determined (step S42).
  • the amplitude and phase corresponding to A it and ⁇ it of the first embodiment can be obtained using the extracted combined test signal and the Fourier coefficient of the current pulsation component resulting from the combined test signal.
  • test operation may be either the test operation in step S31 or the test operation in step S33. Below, the case where the test operation result of step S31 is used is demonstrated.
  • the amplitude and phase of the current pulsation caused by the first test signal can be obtained using the transfer characteristic obtained in step S42. Further, the current pulsation component caused by the angle error is extracted by subtracting the amplitude and phase of the current pulsation caused by the first test signal from the frequency analysis result of the current pulsation in the test operation obtained in step S2.
  • step S44 From the current pulsation component caused by the angle error extracted in step S43 and the transfer characteristic at the frequency of the angle error obtained in step S42, the angle error estimation is performed in the same manner as described in the first embodiment. A value is obtained (step S44).
  • values corresponding to the amplitude A i1 and the phase ⁇ i1 of the first embodiment are obtained from the current pulsation component caused by the angle error extracted in step S43. Further, the amplitude and phase of the angle error are obtained by the equations (6) and (7) using the amplitude and phase corresponding to A it and ⁇ it of the first embodiment obtained in step S42.
  • operation is performed in a state where the frequency of the test signal is matched with the angular error frequency, and the angular error is estimated from the corresponding current pulsation component.
  • the angle error can be estimated with higher accuracy.
  • the motor speed is matched in the two operations with the test signal added, and therefore, the estimation error factor of the angle error due to the difference in the operation speed can be eliminated.
  • the angle error may be estimated a plurality of times by the above procedure for a plurality of test signals with different initial phases and amplitude values, and the average value thereof may be used as the angle error estimated value. Further, even when there are a plurality of angular error frequency components, it can be easily expanded.
  • step S43 the motor 2 is operated without applying the test signal, and the current pulsation component due to the angle error is analyzed by frequency analysis of the motor current at that time. You may ask for it.
  • FIG. FIG. 12 is a block diagram showing an overall configuration of a motor control system including an angle error correction device for a position detector according to Embodiment 5 of the present invention. 12, elements denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1 perform the same operations as those described in the first embodiment.
  • an angle error correction device 5A is provided instead of the angle error correction device 5 shown in FIG.
  • the angle error correction device 5A includes a frequency analysis unit 51, an angle error estimation unit 52A, an angle error correction unit 53, and a resonance determination unit 54A.
  • the angle error estimating unit 52A shown in FIG. 1 has an angle error estimating unit 52A that operates differently, and further includes a resonance determining unit 54A.
  • the resonance determination unit 54A determines whether the angle error frequency of the position detector 3 or the frequency of the test signal is based on the frequency analysis result by the frequency analysis unit 51 or the angle error estimation value by the angle error estimation unit 52A. It is determined whether or not the resonance frequency coincides with the resonance frequency, and the determination result is output to the angle error estimation unit 52A.
  • the motor control system may have a resonance point depending on the dynamic characteristics of the load.
  • the frequency of the angle error and the frequency of the test signal are close to or coincide with the resonance point frequency (resonance frequency) during operation of the electric motor 2, the estimation accuracy of the angle error estimation may be deteriorated.
  • Embodiment 5 of the present invention an angle error correction device 5A that can avoid such a case and can perform angle error estimation stably and with high accuracy will be described.
  • the resonance determination unit 54A determines whether or not the motor 2 is operated and coincides with the resonance point before performing the angle estimation described in the first to fourth embodiments.
  • the motor 2 when the resonance point does not change depending on the rotational position of the motor 2, for example, when the load is a rotating machine or the like, the motor 2 is operated while changing the operating speed, and the frequency analysis of the motor current is performed.
  • the amount of change in the current pulsation amplitude or phase obtained by frequency analysis exceeds a predetermined value. If it exceeds the predetermined value, the operating speed of the electric motor 2 in the vicinity thereof is the resonance frequency. It is determined that it is close to.
  • the angle error estimating unit 52A outputs an operation command for operating the electric motor 2 under a condition not close to the resonance frequency to the electric motor control device 1 based on the determination result of the resonance determining unit 54A.
  • the angle error estimation unit 52A performs angle error estimation by the method described in the first to fourth embodiments.
  • the operation speed of the electric motor 2 is changed to avoid the resonance frequency.
  • the frequency of the angle error and the frequency of the test signal are changed, so that the resonance frequency can be avoided.
  • the resonance determination unit 54A determines whether the angle error frequency and the frequency of the test signal match the resonance frequency of the motor control system, and matches the resonance frequency. Since the angle error is estimated under such conditions, the angle error can be estimated stably and with high accuracy. In particular, since the resonance frequency can be avoided even when a load is attached, adjustment during installation of the control system for the motor can be performed with high accuracy.
  • the example in which the operation command for the electric motor 2 that avoids the resonance frequency is output by the angle error estimation unit 52A has been described.
  • the operation sequence for estimating the angular error such as the operation command for the motor 2 is described.
  • the controller to be advanced may be separately provided in the angle error correction device 5 and the motor control device 1 or may be provided as a dedicated control device.
  • FIG. 13 is a block diagram showing an elevator control apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the motor control system including the angle error correction device for the position detector according to Embodiments 1 to 5 of the present invention is applied to an elevator.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 or FIG. 12 perform the same operations as those described in the first to fifth embodiments.
  • the elevator car 7 and the counterweight 9 are connected to each other by a hoisting rope 8 and are suspended in a sheave manner on the sheave 6.
  • the sheave 6 is connected to the electric motor 2 that is an electric motor for driving the car 7, and the car 7 moves up and down by the power of the electric motor 2.
  • the angle error is estimated when the hoist is installed. Specifically, after installing the hoisting machine which is the electric motor 2 in the elevator system, the angle error is estimated in a state where the rope 8 is not applied to the sheave 6 or a state where the rope 8 is applied to the sheave 6. The angle error is estimated by rotating the hoisting machine.
  • the traveling speed may be set to a speed smaller than the rated speed of the elevator.
  • the traveling speed of the elevator may be changed so that the traveling speed is such that the amplitude of the current pulsation increases.
  • the position of the car 7 is not limited, and can be estimated at any position in the hoistway where the car 7 travels.
  • the operation may be performed by changing the gain of the speed control unit or the position control unit to be large.
  • the proportional gain, integral gain, and differential gain correspond to the gain of the control device.
  • the angle error estimation result is recorded in a storage medium (for example, a non-volatile memory) as an angle error corresponding to the magnetic pole position of the hoisting machine.
  • a storage medium for example, a non-volatile memory
  • an estimated angle error value corresponding to the output of the position detector 3 is read from the storage medium and corrected.
  • the angle error may be obtained by calculation from the above equation (1) as the error amplitude and phase shift of the angle error, or according to the magnetic pole position of the hoisting machine such as a table.
  • Correction angle information or correction position information may also be used. In this case, a method of storing phase information and amplitude information and correcting the information by calculation is desirable because the information is minimized.
  • the dynamic characteristics of the elevator system change according to the position of the car 7 and the load weight. Therefore, the transmission characteristics shown in FIG. 6 also change according to the position of the car 7 and the load weight. For this reason, it is desirable to perform the operation with a plurality of correction signals when the angle error is estimated under the condition that the car position and the loaded weight are equal or close to the same.
  • the dynamic characteristics of the elevator system change when the specifications such as the lifting length and the rated load capacity change, but in this invention, the transmission characteristics of the motor control system are obtained by operation using test signals. Regardless of the angle error can be estimated.
  • the angle error can be estimated by using the present invention not only in the elevator but also in a system in which the characteristics of the load of the electric motor change every moment.
  • the angle error can be estimated in a short time by only performing a minimum of two kinds of frequency analysis when estimating the angle error.
  • estimation can be performed continuously without stopping the electric motor 2, so that angle error estimation can be performed in a short time. Therefore, for example, since the angle error can be estimated in a short time during the test operation after installing the elevator, it is not necessary to secure time for the angle error, and the adjustment time at the time of installation can be shortened.
  • the angle error can be accurately estimated by performing the estimation according to the following procedure.
  • the period of the cyclic angle error of the position detector 3 and the frequency of the test signal when performing the angle estimation may coincide with these resonance frequencies.
  • the frequency of the angle error or the frequency of the test signal coincides with the resonance frequency of the elevator, the amplitude and phase of the current value used for frequency analysis change suddenly, and the frequency analysis result is not stable. Will get worse.
  • the elevator car 7 is operated from the bottom floor to the top floor or from the top floor to the bottom floor, and the frequency analysis of the motor current is performed at the frequency corresponding to the angle error.
  • the frequency of the angle error is in the vicinity of the resonance frequency, the amplitude of the corresponding current pulsation suddenly increases or decreases, or the phase changes rapidly near 180 degrees.
  • the above method can be applied when the resonance frequency changes depending on the rotational position of the electric motor 2.
  • the elevator car 7 is operated from the bottom floor to the top floor or from the top floor to the bottom floor, frequency analysis of the motor current is performed at the frequency corresponding to the angle error, and the amount of change in current pulsation amplitude and phase is calculated. To do.
  • the car position is stored together with the amount of change in the current pulsation amplitude and phase. Subsequently, when the operation from the bottom floor to the top floor or from the top floor to the bottom floor is completed, it is checked whether the amount of change in the amplitude and phase of the current pulsation exceeds the predetermined value. Extract no positions. Next, the current pulsation amplitude and phase change amount is moved to a position not exceeding a predetermined value, and angle error estimation is performed.
  • the operation to check whether the amount of change in the amplitude and phase of the current pulsation does not exceed the predetermined value is the operation from the lowest floor to the highest floor, the operation to estimate the angle error is the opposite When the operation is performed from the top floor to the bottom floor, the angle error can be estimated by a single reciprocating operation, so the time related to the angle error can be shortened.
  • the operation for checking whether the amount of change in the amplitude and phase of the current pulsation does not exceed the predetermined value is the operation from the top floor to the bottom floor
  • the operation for estimating the angle error is: Carry out driving from the opposite bottom floor to the top floor.
  • the layout and roping method of the elevator as a whole are not limited to the example of FIG.
  • the present invention can be applied to a 2: 1 roping elevator.
  • the position of the hoisting machine including the electric motor 2 is not limited to the example of FIG.
  • the present invention can be applied to various types of elevators such as a machine room-less elevator, a double deck elevator, a one-shaft multi-car elevator, or a skew elevator.

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Abstract

　角度誤差を正確に推定して補正することができる位置検出器の角度誤差補正装置および角度誤差補正方法を得る。位置検出器は、電動機電流の特定周波数成分を周波数解析し、周波数解析結果に基づいて位置検出器の周期的な誤差を推定できる。このとき、既知の振幅、位相および周波数を有する試験信号を加えて運転を行い、試験信号の周波数において周波数解析を実施する処理を複数回実施し、複数回の周波数解析によって演算された振幅および位相に基づいて、位置検出器の誤差を推定する。

Description

位置検出器の角度誤差補正装置、角度誤差補正方法、エレベータ制御装置およびエレベータシステム
　この発明は、例えばエレベータ巻上機の制御装置、車載電動機の制御装置または工作機械の電動機の制御装置等に適用され、電動機の回転位置に応じて一意に決まる周期的な誤差を含む位置検出器の角度誤差を補正する位置検出器の角度誤差補正装置、角度誤差補正方法、エレベータ制御装置およびエレベータシステムに関するものである。
　従来から、角度検出器により、レゾルバにおいて検出された信号から角度信号を検出し、レゾルバの誤差波形がレゾルバ固有の決められたｎ次成分から構成されていること、および再現性があることを利用して、角度誤差推定器により角度誤差を算出し、補正するレゾルバの角度検出装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１のレゾルバの角度検出装置では、検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、当該位置誤差を微分して速度誤差信号を算出し、当該速度誤差信号を例えばフーリエ変換により周波数分析して周波数成分ごとの検出誤差を算出する。また、算出した検出誤差を合成して推定角度誤差信号を生成し、角度信号補正回路により、生成した推定角度誤差信号を用いて検出された角度信号を補正している。
特開２０１２－１４５３７１号公報
　しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
　従来のレゾルバの角度検出装置では、速度検出器において、角度検出器で検出された角度信号からモータの回転速度が検出され、この検出速度を用いて角度誤差を推定している。ここで、検出速度を用いて角度誤差を推定する場合には、角度検出器または速度検出器の速度分解能によって、角度誤差の推定精度が決定される。そのため、速度分解能の低い角度検出器または速度検出器では、量子化誤差が生じ、角度誤差の推定精度が十分に得られないという問題がある。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、角度誤差を正確に推定して補正することができる位置検出器の角度誤差補正装置および角度誤差補正方法を得ることを目的とする。
　この発明に係る位置検出器の角度誤差補正装置は、電動機を制御する電動機制御装置、電動機の回転位置を検出して得られる位置検出信号を出力する位置検出器、および電動機に流れる電流を検出する電流検出器と組み合わせて用いられ、位置検出信号に含まれる、回転位置に応じて定まる周期的な角度誤差を補正する位置検出器の角度誤差補正装置であって、電動機を回転させて電流検出器で検出された検出電流を周波数解析し、特定周波数の振幅および位相を演算して、特定周波数の振幅および位相を周波数解析結果として出力する周波数解析部と、入力された入力信号に位置検出信号を加えた加算信号を電動機制御装置に出力する角度誤差補正部と、角度誤差補正部に既知の振幅、位相および周波数を有する試験信号の設定値を入力信号として入力し、角度誤差補正部によって、設定値に応じた試験信号を加えて電動機を運転させる第１制御処理と、周波数解析部によって、第１制御処理により得られた検出電流を、試験信号の周波数について周波数解析させる第２制御処理とを、複数の異なる試験信号について繰り返し、第２制御処理によって、周波数解析部で演算された２種類以上の周波数解析結果である振幅および位相に基づいて、角度誤差の振幅および位相の推定値を推定して誤差補正部へ出力する角度誤差推定部と、を備え、角度誤差補正部は、角度誤差の振幅および位相の推定値を入力信号として、加算信号を電動機制御装置に出力するものである。
　また、この発明に係る位置検出器の角度誤差補正方法は、電動機を制御する電動機制御装置、電動機の回転位置を検出して得られる位置検出信号を出力する位置検出器、および電動機に流れる電流を検出する電流検出器と組み合わせて用いられ、位置検出信号に含まれる、回転位置に応じて定まる周期的な角度誤差を補正する位置検出器の角度誤差補正装置で実行される位置検出器の角度誤差補正方法であって、電動機を回転させて電流検出器で検出された検出電流を周波数解析し、特定周波数の振幅および位相を演算して、特定周波数の振幅および位相を周波数解析結果として出力する周波数解析ステップと、入力された入力信号に位置検出信号を加えた加算信号を電動機制御装置に出力する角度誤差補正ステップと、角度誤差補正ステップにおいて、既知の試験振幅、位相および周波数を有する試験信号の設定値を入力信号として入力し、設定値に応じた試験信号を加えて電動機を運転させる第１制御ステップと、周波数解析ステップにおいて、第１制御ステップにより得られた検出電流を、試験信号の周波数において周波数解析させる第２制御ステップとを、複数の異なる試験信号について繰り返し、第２制御ステップにおいて、周波数解析ステップで演算された２種類以上の周波数解析結果である振幅および位相に基づいて、角度誤差の振幅および位相の推定値を推定する第３制御ステップと、角度誤差補正ステップにおいて、角度誤差の振幅および位相の推定値を入力信号として、加算信号を電動機制御装置に出力する第４制御ステップと、を有するものである。
　また、この発明に係るエレベータ制御装置は、エレベータの巻上機を制御する電動機制御装置と、巻上機の回転位置を検出し、回転位置に応じて一意に決まる周期的な誤差を含む位置検出器と、巻上機に流れる電流を検出する電流検出器と、電動機制御装置、位置検出器および電流検出器に接続される角度誤差補正装置とを備えたものである。
　この発明に係る位置検出器の角度誤差補正装置および角度誤差補正方法によれば、位置検出器は、電動機電流の特定周波数成分を周波数解析し、周波数解析結果に基づいて位置検出器の周期的な誤差を推定できる。このとき、既知の振幅、位相および周波数を有する試験信号を加えて運転を行い、試験信号の周波数において周波数解析を実施する処理を複数回実施し、複数回の周波数解析によって演算された振幅および位相に基づいて、位置検出器の誤差を推定する。
　そのため、角度誤差を正確に推定して補正することができる位置検出器の角度誤差補正装置および角度誤差補正方法を得ることができる。
　また、この発明に係るエレベータ制御装置によれば、位置検出器は、電動機電流の特定周波数成分を周波数解析し、周波数解析結果に基づいて位置検出器の周期的な誤差を推定できる。このとき、既知の振幅、位相および周波数を有する試験信号を加えて運転を行い、試験信号の周波数において周波数解析を実施する処理を複数回実施し、複数回の周波数解析によって演算された振幅および位相に基づいて、位置検出器の誤差を推定する。
　そのため、エレベータシステムにおいて、角度誤差を正確に推定して補正することができる位置検出器の角度誤差補正装置および角度誤差補正方法を得ることができる。
この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置を含む電動機の制御システムの全体構成を示すブロック図である。 図１に示した電動機の制御システムの電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置の位置検出器における電動機回転角度と周期誤差を含んだ検出角度との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置において、角度誤差補正部の出力を明示したブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置において、角度誤差補正部の出力から電動機電流までの伝達特性を伝達関数表現で表したブロック線図である。 この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置において、角度誤差補正部の出力から電動機電流までの伝達特性の一例を示すボード線図である。 この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置における角度誤差推定部の処理を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２に係る位置検出器の角度誤差補正装置における角度誤差推定部の処理を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３に係る位置検出器の角度誤差補正装置における角度誤差推定部の処理を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態４に係る位置検出器の角度誤差補正装置における角度誤差推定部の処理を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態４に係る位置検出器の角度誤差補正装置における角度誤差推定部による角度誤差推定値の演算処理を詳細に示すフローチャートである。 この発明の実施の形態５に係る位置検出器の角度誤差補正装置を含む電動機の制御システムの全体構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態６に係るエレベータ制御装置を示す構成図である。
　以下、この発明に係る位置検出器の角度誤差補正装置および角度誤差補正方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
　実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置を含む電動機の制御システムの全体構成を示すブロック図である。図１において、この電動機の制御システムは、電動機制御装置１、電動機２、位置検出器３、電流検出器４および角度誤差補正装置５を備えている。
　電動機制御装置１は、電動機２の回転速度や回転位置を制御する装置である。ここで、図２を参照しながら、電動機制御装置１が電動機２の回転速度を制御する場合について説明する。図２は、図１に示した電動機の制御システムの電動機制御装置の構成を示すブロック図である。
　図２において、電動機制御装置１は、速度演算部１１、速度制御部１２、電流制御部１３および電力変換器１４を有している。速度演算部１１は、位置検出器３で検出された電動機２の回転位置（電動機回転位置）が、角度誤差補正装置５で補正された位置情報（電動機２の補正回転位置）または角度情報に基づいて、電動機２の回転速度を演算する。なお、速度演算部１１は、最も簡単には、位置情報または角度情報の時間微分によって回転速度を演算する。
　速度制御部１２は、電動機２の回転速度が所望の速度になるように、電動機２の電流指令値（トルク指令値）を演算する。電流制御部１３は、速度制御部１２から出力された電流指令値に、電流検出器４で検出された電動機２の電流（電動機電流）が一致するように、電動機２の電圧指令値を演算する。電力変換器１４は、電動機電流を制御するために、電流制御部１３から出力された電圧指令値に基づいて、電動機２にモータ印加電圧を印加する。
　ここで、速度制御部１２や電流制御部１３での制御には、一般的にＰ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御が用いられることが多いが、種々の制御方法を用いることができる。また、電動機２の電流制御には、一般的にベクトル制御が用いられ、電動機電流やモータ印加電圧をｄ－ｑ軸に変換し、変換後の電流、電圧に対して、前述のＰＩＤ制御等の制御方法が用いられる。
　また、電動機２に電圧を印加する電力変換器１４としては、一般的にインバータが用いられる。インバータは、図示しない電源の電圧を、所望の可変電圧可変周波数の電圧に変換する。この発明では、一般的に販売されているインバータ装置のように、コンバータによって交流電圧を直流電圧に変換した後に、インバータによって直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器や、マトリクスコンバータのように、交流電圧を直接交流の可変電圧可変周波数の電圧に変換する電力変換器を含む可変電圧可変周波数の電力変換器を指す。
　また、この発明の実施の形態１に係るインバータは、上述したインバータに加えて、座標変換の機能を含んでもよい。すなわち、電圧指令値がｄ－ｑ軸の電圧指令値である場合には、ｄ－ｑ軸の電圧指令値を相電圧または線間電圧に変換して、指令された電圧指令値に従った電圧に変換する座標変換機能も含むものとする。なお、インバータのデッドタイムを補正する装置または手段が設けられていても、この発明は、適用することができる。
　また、電動機２の回転位置を制御する場合には、速度制御部１２の上位に位置制御部が付加される。位置制御部は、電動機２の回転位置が所望の位置になるように、速度制御部１２に入力される電動機２の速度指令値を演算する。速度制御部１２は、速度指令値を所望の速度として上述した制御を実行する。位置制御部での制御には、一般的にＰ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御が用いられることが多いが、種々の制御方法を用いることができる。
　また、速度制御部１２を用いずに、位置制御部および電流制御部１３によって電動機制御装置を構成してもよい。この場合には、位置制御部は、電動機２の回転位置が所望の位置になるように、電動機２の電流指令値を演算する。
　図１に戻って、電流検出器４は、電動機２の電流を測定する。例えば、電動機２が三相電動機である場合には、二相の相電流を測定することが多いが、三相の相電流を測定してもよい。
　また、位置検出器３は、例えば光学式エンコーダや磁気式エンコーダ、レゾルバのように、電動機２の制御に必要な電動機２の回転位置を検出して、位置検出信号を出力する。また、位置検出器３は、図３に示されるように、出力される回転位置の情報には、電動機２の回転位置に応じて一意に決まる周期的な誤差を含んでいる。
　ここで、電動機２の回転位置に応じて一意に決まる周期的な誤差とは、例えば上記特許文献１の段落００２０、００２１に記載されたレゾルバの検出誤差や、光学式エンコーダにおけるスリット不良によるパルス抜けおよびパルス間距離の不均衡のように、回転位置に応じて再現性のある誤差を指す。
　以下、電動機２の回転位置に応じて一意に決まる周期的な誤差は、位置情報を角度に変換した角度誤差θerrとして表現する。なお、この発明は、位置検出器３が電動機２の回転位置に応じて一意に決まる周期的な誤差を含み、かつ角度誤差θerrの主成分次数が既知である場合に適用することができる。
　位置検出器３の周期的な角度誤差θerrは、次式（１）のように、正弦波を用いて近似的に表すことができる。なお、正弦波による表記でも余弦波による表記でも本質的な違いはないので、この発明の実施の形態１では、正弦波による表記に統一する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、式（１）において、θmは電動機２の機械角度を示し、Ａ1はＮ1次の次数における誤差振幅を示し、Ａ2はＮ2次の次数における誤差振幅を示し、ＡnはＮn次の次数における誤差振幅を示し、φ1はＮ1次の次数における電動機２の機械角度に対する位相ずれ（初期位相）を示し、φ2はＮ2次の次数における電動機２の機械角度に対する位相ずれを示し、φnはＮn次の次数における電動機２の機械角度に対する位相ずれを示している。
　なお、式（１）のＮ1、Ｎ2…Ｎnの空間次数は、１、２…Ｎnのように連続した整数である必要はなく、電動機２の回転位置に応じて一意に決まる周期的な誤差の主成分の空間次数である。ここでいう主成分とは、他の周波数の振幅に対して、その空間次数における振幅が大きなものを指す。
　また、式（１）は、３つ以上の周波数成分を合成したものとして表記されているが、周期的な角度誤差θerrの周波数成分は、１つでも２つでも、またはそれ以上の成分から構成されていてもよい。
　この発明の実施の形態１において、角度誤差補正装置５は、周波数解析部５１、角度誤差推定部５２および角度誤差補正部５３を有している。角度誤差推定部５２は、周波数解析部５１で解析した電動機電流の周波数解析結果に基づいて、位置検出器３の周期的な角度誤差を式（１）の関数として推定する。
　また、角度誤差補正部５３は、角度誤差推定部５２からの入力信号に、位置検出器３からの位置検出信号を加算して加算信号を生成する。具体的には、角度誤差補正部５３は、角度誤差の推定結果に基づいて、式（１）と同形式の角度誤差補正値を生成し、電動機２の回転位置情報または角度情報に加算することにより、角度誤差を補正する。
　以下、角度誤差補正装置５の動作について説明する。周波数解析部５１は、電流検出器４で検出された電動機電流および位置検出器３からの出力である電動機２の回転位置情報または角度情報に基づいて、電動機電流の特定の周波数における振幅および位相のうち、少なくとも１つを演算する。
　なお、図１では、周波数解析部５１が電動機２の回転位置情報または角度情報を入力とする構成となっているが、これに限定されず、電動機２の回転位置を角度誤差補正部５３で補正した位置情報または角度情報を入力としてもよい。
　ここで、周波数解析部５１は、フーリエ変換、フーリエ級数解析または高速フーリエ変換のように、入力する信号の所望の周波数における振幅および位相が得られる構成が望ましいが、ノッチフィルタやバンドパスフィルタを組み合わせたフィルタのように、所望の周波数信号を抽出し、振幅検出部や位相検出部によって、入力信号の所望の振幅や位相を演算する構成であってもよい。また、ここで用いるフィルタは、抵抗やコンデンサ、コイル等を組み合わせた電気的なものであっても、計算機内で行う処理であってもよい。
　また、周波数解析部５１に入力される電動機電流は、ベクトル制御で用いるような、相電流を座標変換したｄ軸電流、ｑ軸電流、γ軸電流、δ軸電流またはα軸電流、β軸電流の何れかの電流としてもよい。
　なお、ここでいう所望の周波数（特定周波数）の信号とは、位置検出器３の周期的な角度誤差θerrに起因する、角度誤差θerrの主成分と同じ周波数の信号、または角度誤差補正部５３で発生させる試験信号の主成分と同じ周波数の信号を指す。なお、試験信号について、詳細は後述する。また、この発明の実施の形態１では、所望の周波数を空間周波数として表すが、時間周波数であっても本質的な違いはない。
　ここで、空間周波数とは、特定の区間、この発明の実施の形態１においては、電動機２の１回転における周波数をいう。また、電動機２の機械角度１回転における周期的なＮ個の波の信号を、空間次数Ｎの波と呼ぶ。
　位置検出器３を備えた電動機２の制御装置では、位置検出器３の誤差が電動機２の回転位置に応じた周期性を有することから、周波数解析は、空間周波数による解析が望ましく、上記式（１）でも、角度誤差θerrが空間周波数による表現となっており、さらに図１に示された周波数解析部５１も、入力が空間周波数解析に対応した入力（電流および角度）になっている。
　しかしながら、この発明の実施の形態１は、時間周波数による周波数解析にも適用することができ、時間周波数による周波数解析を行う場合には、電流および角度を入力とする代わりに、検出角度、時間計測部による計測時間および電流を入力として、周波数解析を行う。
　角度誤差推定部５２は、周波数解析部５１の出力である所望の周波数成分の電流振幅値、または電流振幅値および位相値と、位置検出器３からの出力である電動機２の回転位置、または角度誤差補正部５３で補正された角度情報とを用いて、電動機２の回転位置に応じて一意に決まる周期的な角度誤差θerrを後述する推定方法によって推定し、角度誤差推定値を角度情報または位置情報として角度誤差補正部５３に出力する。
　角度誤差補正部５３は、位置検出器３からの出力である電動機２の回転位置が、角度誤差推定部５２からの出力である角度誤差推定値に基づく角度誤差補正信号を加算して、補正後の位置情報または角度情報を出力する。
　この一例として、角度誤差推定値を位置検出器３の出力信号と同じ単位系で出力した場合について説明する。位置検出器３が光学式エンコーダで、その分解能が１回転あたり１０２４パルスであり、角度誤差推定部５２の推定結果が１°であった場合を考えると、角度誤差推定部５２は、１°に相当するパルス数である３パルスを位置情報として出力する。
　なお、上記式（１）で示されるように、角度誤差の周波数成分が複数ある場合には、逐次各成分で角度誤差を推定して足し合わせるか、または複数の周波数成分を同時に推定すればよい。このとき、逐次各成分で角度誤差を推定する場合に比べて、同時推定の場合には、推定時間を短縮することができる。ここでは、簡単のため、角度誤差が単一の周波数成分のみからなる場合について説明する。
　ここで、電動機２の回転位置に応じて一意に決まる周期的な角度誤差を含む位置検出器３によって速度フィードバック制御または位置フィードバック制御を行うと、角度誤差と同一次数の周波数成分を含む電流脈動または電流指令値（トルク指令値）の脈動が発生することが分かっている。
　同様に、角度誤差補正部５３により特定の周期的な信号を発生し、位置検出器３の出力に加えて速度フィードバック制御または位置フィードバック制御を行うと、加えた信号と同じ周波数成分を含む電流脈動または電流指令値（トルク指令値）の脈動が発生することが分かっている。
　このとき、周波数解析部５１によって相電流の周波数解析を行うと、電動機２が永久磁石同期電動機である場合に、相電流に現れる電流脈動は、極対数をＰnとし、所望の周波数の次数をＮnとすると、空間次数でＰn±Ｎn次の次数となる。
　そのため、相電流のうち、少なくとも１相の電流を周波数解析し、Ｐn＋Ｎn次またはＰn－Ｎn次の電流から、Ｐn＋Ｎn次またはＰn－Ｎn次の角度誤差を推定すればよい。ただし、Ｐn－Ｎn次の次数については、電動機２の極対数Ｐnよりも所望の周波数の次数Ｎnが大きい場合には、負の数となって存在しない可能性があるので、そのような場合には、Ｐn＋Ｎn次の電流を周波数解析する。また、角度誤差の推定を行う際は、定トルク、定速度運転が望ましい。
　また、ｄ軸電流またはｑ軸電流の何れかを周波数解析部５１によって周波数解析する場合には、所望の周波数の次数をＮnとすると、ｄｑ軸に現れる電流脈動成分は、Ｎn次と同一次数の脈動成分を持つ。また、ｄ軸電流は、所望の周波数の位置振動によって生じる磁極ずれに起因して、トルク電流であるｑ軸電流が回り込んでくるので、角度誤差に相似の電流脈動となる。さらに、ｑ軸電流は、速度脈動が速度制御系を通して電流指令値（トルク指令値）の脈動となる。そのため、ｑ軸電流は、速度脈動の原因となる角度誤差相似の電流脈動となる。
　なお、ｄ軸電流またはｑ軸電流の何れかの電流検出値、または何れかの電流指令値（トルク指令値）で周波数解析を行う場合には、フィードバックされるｑ軸電流が一定の条件、すなわち一定加速度の条件で推定を行う。特に、加速度がゼロ、つまり一定速度で電動機２が回転している条件で推定を行うことが望ましい。
　これら角度誤差や角度誤差補正部５３からの信号は、電動機制御装置１、電動機２、電動機２に接続される負荷の動特性によって決まる伝達特性に従って電流脈動を生じさせる。そのため、この伝達特性を求めることができれば、電流脈動を生じさせる角度誤差信号を推定することができる。つまり、求めた伝達特性と電流脈動とから、その電流脈動を生じさせる角度誤差を逆算して求めることができる。
　以下、電流脈動成分の周波数解析結果から、伝達特性や周期的な角度誤差成分を推定する方法について説明する。なお、電流脈動成分の代わりに電流指令値（トルク指令値）の脈動成分について周波数解析を行ってもよいが、以下では、電流脈動成分の周波数解析を行う場合について説明する。
　図４は、この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置において、角度誤差補正部の出力を明示したブロック図である。図４において、角度誤差補正部５３は、角度誤差補正信号を生成する。角度誤差補正部５３により生成される角度誤差補正信号を、位置検出器３の出力である電動機回転位置に加えて補正した電動機２の補正回転位置が、電動機制御装置１へフィードバックされる。また、電流検出器４で検出された電動機電流も、電動機制御装置１へフィードバックされる。
　このとき、角度誤差補正信号から電動機電流までの伝達特性を、伝達関数表現でＧerr_i（ｓ）と表すと、ブロック線図は図５のように示される。図５は、この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置において、角度誤差補正部の出力から電動機電流までの伝達特性を伝達関数表現で表したブロック線図である。
　ここで、「ｓ」はラプラス演算子である。また、Ｇerr_i（ｓ）は、位置検出器３の出力である電動機回転位置から電動機電流までの伝達関数とも一致する。なお、電動機２に負荷が接続されている場合は、負荷の動特性も含めてＧerr_i（ｓ）で表されるものとする。
　この発明では、Ｇerr_i（ｓ）の、角度誤差の周波数または特定の周波数におけるゲインおよび位相を求め、求めたゲインおよび位相から角度誤差を推定する。図６にＧerr_i（ｓ）の一例を示す。図６は、この発明の実施の形態１に係る位置検出器の角度誤差補正装置において、角度誤差補正部の出力から電動機電流までの伝達特性の一例を示すボード線図である。
　図６において、上段はゲイン特性を示し、下段は位相特性を示している。角度誤差周波数が変化すると、角度誤差に対応する電動機電流脈動の振幅および位相は、図６のような特性に従って変化する。また、角度誤差周波数は、電動機２の回転速度に依存して変化する。つまり、回転速度に応じて角度誤差に起因する電流脈動の位相および振幅が変化する。
　続いて、図７のフローチャートを参照しながら、この発明の実施の形態１に係る角度誤差推定部５２の処理について説明する。
　まず、角度誤差推定を開始すると、角度誤差推定部５２は、電動機２の運転指令を電動機制御装置１に出力するとともに、角度誤差補正部５３に角度誤差補正信号をゼロとする指令、つまり試験信号をゼロとする指令を出力する（ステップＳ１）。この結果、角度誤差補正部５３は、角度誤差補正信号をゼロとして、角度誤差補正を行わない状態で電動機２を回転させる。
　次に、角度誤差推定部５２は、周波数解析指令を周波数解析部５１に出力し、周波数解析部５１によって電動機電流が周波数解析される（ステップＳ２）。周波数解析結果は、角度誤差推定部５２に入力される。このとき、角度誤差周波数に対応した周波数において、電動機電流が周波数解析される。
　これは、例えば、特定周波数に対応する電流脈動のフーリエ係数を求めることによって行われる。以下、ｑ軸電流に対して電流脈動のフーリエ係数を求める場合について説明する。角度誤差周波数に対応したｑ軸電流の電流脈動の周波数Ｍ1［Ｈｚ］におけるフーリエ係数は、次式（２）、（３）の演算式によって求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（２）、（３）において、ｉｑ（ｔ）はｑ軸電流値を示し、Ｔは周波数Ｍ1［Ｈｚ］の電流脈動周期を示している。なお、Ｔ＝１／Ｍ1である。また、Ａn1、Ｂn1はそれぞれ余弦波、正弦波の係数を示している。
　なお、式（２）、（３）は、時間積分の形式で求める場合について示しているが、電動機２の回転角度で積分する形式で求めてもよい。また、式（２）、（３）は、連続時間領域での演算式であるが、マイコン等の計算機に実装する際には、離散時間領域の式に変換して実装する。また、式（２）、（３）は、余弦波、正弦波の信号発生器、乗算器、積分器があれば演算できるため、計算機に容易に実装することができる。
　また、式（２）、（３）は、信号１周期分の積分によってフーリエ係数を演算しているが、数周期分を積分して、積分値を周期数で割った値として求めてもよい。この場合は、数周期分の平均値として求めているため、電流脈動のばらつきや外乱の影響を軽減することができる。また、積分の開始時間を電動機２の回転角度の基準点（例えばゼロ度）から開始することが望ましい。これにより、電動機２の回転角度を基準としたフーリエ係数を求めることができる。
　ここで、式（２）、（３）のフーリエ係数から、電流脈動成分の振幅Ａi1および位相φi1を次式（４）、（５）で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　角度誤差推定部５２は、式（４）、（５）で求めた振幅Ａi1および位相φi1を記憶する。なお、フーリエ係数Ａn1、Ｂn1を記憶するようにして、振幅および位相は式（４）、（５）により演算で求めるようにしてもよい。
　続いて、角度誤差推定部５２は、試験信号を加えて運転し（ステップＳ３）、電動機２を回転させた状態で、電動機電流を周波数解析する（ステップＳ４）。このときの電動機２の回転速度は、ステップＳ１と同じ速度で行うようにする。なお、電動機２の運転指令や試験信号の設定値は、角度誤差推定部５２から出力される。また、周波数解析結果は、角度誤差推定部５２に入力される。
　ここで、試験信号は、所定の振幅、周波数および初期位相を設定した正弦波または余弦波の試験信号とし、角度誤差補正部５３により試験信号を発生して、位置検出器３の出力に加える。正弦波および余弦波は、初期位相を変えると互いに変換することができるので、以下では正弦波として説明する。また、試験信号の所定の振幅をＡtとし、初期位相をφtとする。
　この発明の実施の形態１では、試験信号として、角度誤差周波数とは異なる周波数の正弦波信号を加える。例えば、試験信号を、角度誤差周波数近傍の周波数の正弦波信号とする。なお、近傍とは、例えば角度誤差周波数に対して１０％～２０％程度大きいか、小さい周波数とし、試験信号の周波数におけるゲインおよび位相が、角度誤差周波数におけるゲインおよび位相にほぼ等しいとみなせる範囲とする。
　このように、試験信号の周波数を角度誤差周波数と異なる値に設定することで、試験信号と角度誤差補正信号とが交わることがないため、周波数解析が容易となり、伝達特性の演算や角度誤差推定の演算を容易に行うことができる。
　また、ステップＳ４で電動機電流の周波数解析を行う際は、ステップＳ３で加えた試験信号に対応した電流脈動周波数において周波数解析を行う。なお、ｄ軸電流やｑ軸電流の周波数解析を行う場合は、試験信号の周波数と同じ周波数となる。周波数解析は、式（２）～（５）と同様の演算により求めるが、Ｍ1やＴは、試験信号に対応した周波数および周期に置き換えた値となる。このとき、電流脈動のフーリエ係数から求めた電流脈動の振幅および位相をそれぞれ、Ａit、φitとする。
　次に、角度誤差推定部５２は、位置検出器３の角度誤差推定値を演算する（ステップＳ５）。ステップＳ４において、試験信号の振幅Ａtに対し、対応する電流脈動振幅がＡitであったことから、電流脈動は、試験信号の振幅をＡit／Ａt倍したものであることが分かる。
　ここで、角度誤差周波数と試験信号との周波数が近い場合、角度誤差によって生じる電流脈動について、角度誤差振幅に対する電流脈動振幅の倍率は、上述した倍率と同じとみなし、ステップＳ２で求めた誤差信号に関する電流脈動振幅Ａi1を発生させる誤差信号の振幅を求めることができる。すなわち、誤差信号の振幅をＡ1とすると、次式（６）で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　また、ステップＳ４において、試験信号の初期位相であるφtに対し、対応する電流脈動の位相がφitであったことから、電流脈動の位相は、試験信号の位相に対してφit－φtだけずれたものであることが分かる。
　ここで、角度誤差周波数と試験信号との周波数が近い場合、角度誤差によって生じる電流脈動について、角度誤差振幅に対する電流脈動振幅の位相ずれは、試験信号の位相ずれと同じとみなし、ステップＳ２で求めた誤差信号に関する電流脈動の位相φi1を発生させる誤差信号の位相を求めることができる。すなわち、誤差信号の位相をφ1とすると、次式（７）で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　以上のように、式（６）、（７）で求めた振幅および位相を持つ正弦波を、角度誤差推定値として推定する。角度誤差推定が終了すると、角度誤差補正部５３は、角度誤差推定値から生成される角度誤差に基づいて、それを打ち消すような角度誤差補正信号を生成し、位置検出器３の出力に加えて出力する。
　このように、角度誤差補正装置５により、位置検出器３の角度誤差の補正を行うことができ、角度誤差に起因する電流脈動や、電動機２のトルク脈動、速度脈動を抑制して高精度に電動機２や負荷の制御を行うことができる。
　この発明の実施の形態１では、角度誤差補正を行わない場合の電流脈動の周波数解析結果と、所定の試験信号を加えて運転した場合の電流脈動の周波数解析結果とから、位置検出器３の角度誤差を推定している。これは、位置検出器３の、電動機２の回転位置から電流脈動までの伝達特性（電動機２の角度誤差から電流脈動までの伝達特性と等価）を、角度誤差に起因する電流脈動の周波数帯において求め、その伝達特性を用いて角度誤差を換算していることとなる。
　例えば、図６において、角度誤差に対応する周波数がＡ点であったとすると、この発明の実施の形態１では、試験信号をＡ点近傍のＢ点で設定し、試験信号を加えた運転によって、Ｂ点における伝達特性（ゲインおよび位相）を求める。Ｂ点およびＡ点での伝達特性は等しいとみなせるため、Ｂ点の伝達特性をＡ点の伝達特性として用い、角度誤差補正を行わない運転で求めた電流脈動の振幅および位相から、角度誤差を推定している。
　なお、図６において、角度誤差に対応する周波数が点Ｄであった場合には、点Ｄの近傍の点Ｃであっても、点Ｃの伝達特性と点Ｄの伝達特性とには差がある。このような場合に試験信号を点Ｃに設定し、点Ｃにおける伝達特性を求めて上述した方法で角度誤差を推定すると、推定値に誤差が生じる。そのため、以下のようにする。
　まず、試験信号を点Ｄよりも周波数の小さい点Ｃに設定し、点Ｃにおける伝達特性を求める。次に、試験信号を点Ｄよりも周波数の大きな点Ｅに設定し、点Ｅにおける伝達特性を求める。続いて、点Ｃにおける伝達特性と点Ｅにおける伝達特性との平均値を、点Ｄにおける伝達特性とする。このようにして、伝達特性の平均値を求めて、角度誤差補正を行わない運転で求めた電流脈動の振幅および位相と伝達特性の平均値とから角度誤差を推定すれば、推定誤差を低減することができる。
　したがって、あらかじめ伝達特性の傾向が分かっており、しかも角度誤差に対応する周波数近傍での伝達特性の変化が小さい場合については、試験信号を１パターンのみで行うようにすればよいが、伝達特性の傾向が分からない場合には、角度誤差に対応する周波数よりも大きい周波数および小さい周波数の少なくとも２通りの周波数で試験運転を行って伝達特性を求め、複数の伝達特性の平均をとる等して、誤差周波数に対応する伝達特性を求め、角度誤差を推定する方が望ましい。
　なお、位置検出器３の角度誤差推定は、電動機２を含めた電動機の制御システムの据付時に行うことができる。また、電動機２に負荷が取り付いた状態でも取り付いていない状態でも、どちらの状態でも行うことができる。そのため、出荷前の調整等が不要で据付時に容易に角度誤差の補正が可能である。また、角度誤差推定は、装置の保守時や、位置検出器３の交換時に行うことができるし、装置の稼働時に定期的に行うようにしてもよい。この発明では、電動機の制御システムの伝達特性を試験信号による運転で求めるため、負荷の有無に関わらず角度誤差推定を行うことができる。
　また、この発明では、角度誤差の推定にあたり、最小で２通りの周波数解析を行うだけでよい。また、周波数解析も電動機２を１回転程度回転させている間に行うことができるため、短時間で角度誤差推定を行うことができる。さらに、ステップＳ１からステップＳ５までを、電動機２を停止させずに連続的に行うことができるので、短時間で角度誤差推定を行うことができる。
　また、角度誤差から電流脈動までの伝達特性を求める演算を、角度誤差に起因する電流脈動の周波数近辺においてのみ行っており、試験信号をスイープさせて全周波数で伝達特性を求めることはしていないため、短時間で角度誤差推定を行うことができる。
　なお、上記式（１）で示されるように、角度誤差の周波数成分が複数ある場合には、逐次各成分で角度誤差を推定して足し合わせるか、または複数の周波数成分を同時に推定すればよい。複数の周波数成分を同時に推定する場合には、試験信号による運転を行う際に、試験信号を推定する角度誤差の周波数に合わせて同時に入力する。また、ステップＳ２やステップＳ４で行う周波数解析についても、角度誤差に起因する電流脈動成分と、試験信号に起因する電流脈動成分との全てについて周波数解析を行う。
　例えば、誤差信号の周波数が１０［Ｈｚ］および３０［Ｈｚ］である場合には、ステップＳ３において、１０［Ｈｚ］近傍および３０［Ｈｚ］近傍の試験信号を同時に発生させて運転を行い、ステップＳ４において、１０［Ｈｚ］近傍および３０［Ｈｚ］近傍で設定した各試験信号の周波数に対応する電流脈動の周波数解析を行う。
　また、上記実施の形態１では、ｑ軸電流の周波数解析によって角度誤差を推定する手順について説明したが、ｄ軸電流の周波数解析を用いた場合も同様の手順で角度誤差を推定することができる。また、相電流の周波数解析を用いた場合も同様の手順で角度誤差を推定することができるが、上述したように、電流脈動の周波数が異なることに注意する必要がある。
　なお、上記実施の形態１では、角度誤差推定部５２でステップＳ１やステップＳ３の電動機２の運転指令を出力し、ステップＳ２やステップＳ４で周波数解析指令を出力しているが、これらの角度誤差推定の動作シーケンスを進める制御部を、角度誤差補正装置５や電動機制御装置１に別に設けてもよいし、専用の制御装置として設けてもよい。
　以上のように、実施の形態１によれば、位置検出器は、電動機電流の特定周波数成分を周波数解析し、周波数解析結果に基づいて位置検出器の周期的な誤差を推定できる。このとき、角度誤差を補正せずに運転して周波数解析を行うステップと、既知の振幅、位相および周波数を有する試験信号を加えて運転を行い、試験信号の周波数において周波数解析を１種類以上の試験信号で行うステップのうち、少なくとも１つのステップを含み、ステップにおいて演算された複数の周波数解析によって演算された振幅および位相に基づいて、位置検出器の誤差を推定する。
　そのため、角度誤差を正確に推定して補正することができる位置検出器の角度誤差補正装置および角度誤差補正方法を得ることができる。
　実施の形態２．
　この発明の実施の形態２では、上記実施の形態１と比較して、角度誤差推定部５２の動作が異なる。以下、図８のフローチャートを参照しながら、この発明の実施の形態２に係る角度誤差推定部５２の処理について説明する。
　なお、図８において、図７と同じ符号を記したフローは、上記実施の形態１の動作と同じであるため、説明を省略する。この発明の実施の形態２では、試験信号を加えて試験運転を行うステップＳ１３の動作が実施の形態１とは異なる。
　上記実施の形態１では、試験信号の周波数を角度誤差周波数の近傍としたため、試験運転で求めた伝達特性は、角度誤差周波数における伝達特性と厳密には一致しない。これに対して、この発明の実施の形態２では、試験運転で求める伝達特性を、角度誤差周波数における伝達特性と厳密に一致させることができるため、より精度良く角度誤差を推定することができる。また、試験信号の周波数と角度誤差の周波数とが周波数解析時に一致することがないため、周波数解析が容易となり、伝達特性の演算や角度誤差推定の演算を容易に行うことができる。なお、加えて実施の形態１と同様の効果も奏することは言うまでもない。
　この発明の実施の形態２では、ステップＳ１３における試験運転での電動機速度および試験信号の周波数は、次式（８）の関係を満たすように設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（８）において、Ｖ2は試験運転での電動機速度を示し、ｆ2は試験信号の周波数を示し、Ｖ1はステップＳ１における電動機速度を示し、ｆ1は電動機２がＶ1で回転しているときの角度誤差周波数を示している。
　例えば、Ｖ1が１０［Ｈｚ］で、対応する誤差周波数ｆ1が４倍の４０［Ｈｚ］である場合には、Ｖ2およびｆ2をそれぞれ、２０［Ｈｚ］、４０［Ｈｚ］と設定することができる。また、これに関わらず、式（８）を満たす任意の電動機速度および試験信号の周波数を設定することができる。
　このように、式（８）を満たす関係で試験運転での電動機速度および試験信号の周波数を決定すれば、試験信号に起因する電流脈動の周波数とステップＳ１における角度誤差に起因する電流脈動の周波数とが一致する。そのため、ステップＳ４における周波数解析によって求まる伝達特性は、ステップＳ１での運転における、角度誤差から角度誤差に起因する電流脈動までの伝達特性と一致させることができる。この結果、より精度良く角度誤差を推定することができる。
　なお、式（８）の関係式を満たす複数の組み合わせで試験信号を加えた運転を複数回行い、それぞれに対して周波数解析を行い、それら複数個の周波数解析結果の平均をとって、伝達特性を求めるようにしてもよい。このようにすれば、角度誤差の推定誤差を低減することができる。
　なお、上記式（１）で示されるように、角度誤差の周波数成分が複数ある場合には、逐次各成分で角度誤差を推定して足し合わせるか、または複数の周波数成分を同時に推定すればよい。複数の周波数成分を同時に推定する場合には、試験信号による運転を行う際に、試験信号を推定する角度誤差の周波数に合わせて同時に入力する。また、ステップＳ２やステップＳ４で行う周波数解析についても、角度誤差に起因する電流脈動成分全てについて周波数解析を行う。
　例えば、誤差信号の周波数が１０［Ｈｚ］および３０［Ｈｚ］である場合には、ステップＳ１３において、１０［Ｈｚ］および３０［Ｈｚ］の試験信号を同時に発生させて運転を行い、ステップＳ４において、１０［Ｈｚ］および３０［Ｈｚ］について電流脈動の周波数解析を行う。
　実施の形態３．
　この発明の実施の形態３では、上記実施の形態１と比較して、角度誤差推定部５２の動作が異なる。以下、図９のフローチャートを参照しながら、この発明の実施の形態３に係る角度誤差推定部５２の処理について説明する。
　なお、図９において、図７と同じ符号を記したフローは、上記実施の形態１の動作と同じであるため、説明を省略する。この発明の実施の形態３では、試験信号を加えて試験運転を行うステップＳ２３および角度誤差推定値を演算するステップＳ２５の動作が実施の形態１とは異なる。
　この発明の実施の形態３では、試験信号を加えて試験運転を行うステップＳ２３において、試験信号の周波数を、角度誤差の周波数と同一の周波数に設定する。振幅および初期位相は、所定の値を設定する。また、ステップＳ２３の電動機速度は、ステップＳ１の電動機速度と一致させる。
　次に、ステップＳ４において、試験信号の周波数、つまり角度誤差の周波数における電動機電流脈動の周波数解析を行う。このとき、電流脈動の周波数解析結果は、角度誤差と試験信号とが合成された合成信号に対して生じた電流脈動に対する周波数解析結果となっている。
　続いて、ステップＳ２５では、ステップＳ２で求めた周波数解析結果とステップＳ４で求めた周波数解析結果とに基づいて、角度誤差推定を行う。このとき、上述したように、ステップＳ４で求めた周波数解析結果は、角度誤差と試験信号とが合成された合成信号に対して生じた電流脈動に対する周波数解析結果であり、角度誤差の振幅および初期位相は未知であるから、この結果から誤差周波数における伝達特性を求めることができない。
　そこで、まず、ステップＳ４で求めた周波数解析結果から、角度誤差に起因する電流脈動成分と、試験信号に起因する電流脈動成分とを分離する演算を行う。これは、ステップＳ２とステップＳ４における各周波数解析結果を用いて行うことができる。
　例えば、演算の一例として、ステップＳ４における周波数解析結果から、ステップＳ２における、試験信号を加えずに運転したときの周波数解析結果を減じることで分離することができる。つまり、ステップＳ４およびステップＳ２で求めたフーリエ係数の差が、試験信号に起因する電流脈動成分のフーリエ係数となる。
　このようにして抽出した試験信号に起因する電流脈動成分の周波数解析結果（フーリエ係数）を用いて、上記実施の形態１で説明したように、誤差信号の周波数（試験信号の周波数と等しい）における伝達特性を求め、角度誤差を推定する。
　つまり、上記実施の形態１のＡit、φitに相当する振幅および位相を、抽出した試験信号に起因する電流脈動成分のフーリエ係数を用いて求め、ステップＳ２で求めたＡi1、φi1を用いて、上記式（６）、（７）で角度誤差推定値を求める。なお式（６）、（７）におけるＡt、φtは、試験信号の振幅および初期位相であり、実施の形態１と同様に既知である。
　以上のように、この発明の実施の形態３では、試験信号の周波数を角度誤差周波数と一致させた状態で運転し、対応する電流脈動成分から角度誤差を推定する。このとき、試験信号を加えた運転で求める伝達特性は、角度誤差周波数に厳密に一致させることができるため、より精度良く角度誤差を推定することができる。また、実施の形態２と比較すると、試験信号を加えない運転と試験信号を加えた運転とで電動機速度を一致させているため、運転速度の違いに起因する角度誤差の推定誤差要因を排除することができる。
　また、初期位相や振幅値を変えた複数の試験信号に対して、上記の手順にて角度誤差の推定を複数回行い、それらの平均値を角度誤差推定値とするようにしてもよい。また、角度誤差の周波数成分が複数ある場合についても、容易に拡張することができる。
　実施の形態４．
　この発明の実施の形態４では、上記実施の形態１と比較して、角度誤差推定部５２の動作が異なる。以下、図１０のフローチャートを参照しながら、この発明の実施の形態４に係る角度誤差推定部５２の処理について説明する。
　なお、図１０において、図７と同じ符号を記したフローは、上記実施の形態１の動作と同じであるため、説明を省略する。この発明の実施の形態４では、試験信号を加えて試験運転を行うステップＳ３１、ステップＳ３３および角度誤差推定値を演算するステップＳ３５の動作が実施の形態１とは異なる。
　この発明の実施の形態４では、振幅および初期位相のうち、少なくとも何れか一方が異なる２通りの試験信号を発生させて運転を行い、試験信号に対応する電流脈動成分の周波数解析結果を用いて角度誤差を推定する。試験信号の周波数は、角度誤差周波数と同一とする。
　まず、ステップＳ３１において、所定の振幅および初期位相で角度誤差周波数と同一の周波数の第１試験信号を加えて電動機２を運転する。次に、ステップＳ２では、上記実施の形態１と同等の動作を行う。
　続いて、ステップＳ３３において、ステップＳ３１と同様に運転を行うが、加える試験信号の振幅および初期位相のうち、少なくとも何れか一方が、ステップＳ３１で加えた第１試験信号と異なるように第２試験信号を設定する。次に、ステップＳ４では、上記実施の形態１と同等の動作を行う。
　続いて、ステップＳ３５において、これよりも前のステップで実施した２通りの試験運転での周波数解析結果を用いて、角度誤差の推定を行う。以下、図１１のフローチャートを参照しながら、図１０のステップＳ３５に示した角度誤差推定部５２による角度誤差推定値の演算処理について詳細に説明する。
　なお、ステップＳ２およびステップＳ４で求めた周波数解析結果は、角度誤差と試験信号とが合成された合成信号に対して生じた電流脈動に対する周波数解析結果である。まず、この周波数解析結果から、試験信号に起因する電流脈動成分を分離する演算を行う（ステップＳ４１）。
　例えば、演算の一例として、ステップＳ４における周波数解析結果から、ステップＳ２における周波数解析結果を減じることで分離することができる。つまり、ステップＳ４およびステップＳ２で求めたフーリエ係数の差が、試験信号に起因する電流脈動成分のフーリエ係数となる。
　ただし、このときの試験信号は、ステップＳ２およびステップＳ４の試験信号を引き算した信号（便宜上、合成試験信号と呼ぶ）となっていることに注意する必要がある。すなわち、２つの試験信号は既知であるから、試験信号を引き算した合成試験信号についても既知であり、その振幅および初期位相は既知となる。
　次に、ステップＳ４１で抽出した合成試験信号に起因する電流脈動成分と上記合成試験信号との関係から、上記実施の形態１と同様の手順で、角度誤差の周波数（合成試験信号の周波数と等しい）における伝達特性を求める（ステップＳ４２）。これにより、上記実施の形態１のＡit、φitに相当する振幅および位相を、抽出した合成試験信号および合成試験信号に起因する電流脈動成分のフーリエ係数を用いて求めることができる。
　続いて、試験運転での周波数解析結果から、角度誤差に起因する電流脈動成分を抽出する（ステップＳ４３）。ここで、試験運転は、ステップＳ３１の試験運転でもステップＳ３３の試験運転でもどちらでもよい。以下では、ステップＳ３１の試験運転結果を用いた場合について説明する。
　ステップＳ３１の試験運転で用いる第１試験信号は、既知であるから、ステップＳ４２で求めた伝達特性を用いて第１試験信号に起因する電流脈動の振幅および位相を求めることができる。また、ステップＳ２で求めた試験運転での電流脈動の周波数解析結果から、この第１試験信号に起因する電流脈動の振幅および位相を減じることで、角度誤差に起因する電流脈動成分を抽出する。
　次に、ステップＳ４３で抽出した角度誤差に起因する電流脈動成分と、ステップＳ４２で求めた角度誤差の周波数における伝達特性から、上記実施の形態１で説明した方法と同様の方法で、角度誤差推定値を求める（ステップＳ４４）。
　つまり、ステップＳ４３で抽出した角度誤差に起因する電流脈動成分から、上記実施の形態１の振幅Ａi1および位相φi1に相当する値を求める。また、ステップＳ４２で求めた、上記実施の形態１のＡit、φitに相当する振幅および位相を用いて、式（６）、（７）により、角度誤差の振幅および位相を求める。
　以上のように、この発明の実施の形態４では、試験信号の周波数を角度誤差周波数と一致させた状態で運転し、対応する電流脈動成分から角度誤差を推定する。このとき、試験信号を加えた運転で求める伝達特性は、角度誤差周波数に厳密に一致させることができるため、より精度良く角度誤差を推定することができる。また、実施の形態２と比較すると、試験信号を加えた２通りの運転で電動機速度を一致させているため、運転速度の違いに起因する角度誤差の推定誤差要因を排除することができる。
　また、初期位相や振幅値を変えた複数の試験信号に対して、上記の手順にて角度誤差の推定を複数回行い、それらの平均値を角度誤差推定値とするようにしてもよい。また、角度誤差の周波数成分が複数ある場合についても、容易に拡張することができる。
　なお、ステップＳ４３で角度誤差に起因する電流脈動成分を抽出する代わりに、試験信号を加えない状態で電動機２を運転し、そのときの電動機電流の周波数解析により角度誤差に起因する電流脈動成分を求めてもよい。
　実施の形態５．
　図１２は、この発明の実施の形態５に係る位置検出器の角度誤差補正装置を含む電動機の制御システムの全体構成を示すブロック図である。図１２において、図１と同じ符号を記した要素は、上記実施の形態１で説明した動作と同じ動作を行う。
　この発明の実施の形態５では、図１に示した角度誤差補正装置５に代えて、角度誤差補正装置５Ａを備えている。角度誤差補正装置５Ａは、周波数解析部５１、角度誤差推定部５２Ａ、角度誤差補正部５３および共振判定部５４Ａを有している。すなわち、図１に示した角度誤差推定部５２と動作の異なる角度誤差推定部５２Ａを有し、共振判定部５４Ａをさらに有している。
　共振判定部５４Ａは、周波数解析部５１による周波数解析結果、または角度誤差推定部５２Ａによる角度誤差推定値に基づいて、位置検出器３の角度誤差周波数、または試験信号の周波数が、電動機の制御システムの共振周波数と一致しているか否かの判定を行い、判定結果を角度誤差推定部５２Ａに出力する。
　電動機２を負荷に接続した場合、負荷の動特性によっては電動機の制御システムが共振点を持つ場合がある。電動機２の運転時に角度誤差の周波数や試験信号の周波数が、共振点の周波数（共振周波数）に近い場合や一致する場合には、角度誤差推定の推定精度が悪くなる場合がある。
　そこで、この発明の実施の形態５では、このようなケースを回避でき、角度誤差推定が安定して高精度に行える角度誤差補正装置５Ａについて説明する。以下、共振判定部５４Ａの動作について説明する。共振判定部５４Ａは、上記実施の形態１～４で説明した角度推定を行う前に、電動機２を運転して共振点と一致しているか否かを判定する。
　ここで、電動機２の回転位置によって共振点が変わらない場合、例えば負荷が回転機等である場合には、電動機２の運転速度を変えながら運転し、電動機電流の周波数解析を行う。
　また、電動機電流の周波数解析により、上記式（２）や式（３）、または上記式（４）や式（５）の値に基づいて、角度誤差の周波数が共振周波数近傍であるか否かを判定する。共振周波数付近では、電流脈動の振幅が急増または急減したり、位相が１８０度近く急激に変化したりする。
　したがって、周波数解析で求めた電流脈動振幅や位相の変化量が所定値を超えていないか否かを調べ、所定値を超えている場合には、その周辺での電動機２の運転速度が共振周波数に近いと判定する。
　また、角度誤差推定部５２Ａは、共振判定部５４Ａの判定結果に基づいて、電動機制御装置１に対して、共振周波数に近くならない条件で電動機２の運転を行うような運転指令を出力する。
　また、角度誤差推定部５２Ａは、上記実施の形態１～４で説明した方法で角度誤差推定を行う。この場合には、電動機２の運転速度を変更して共振周波数を避けるようにする。電動機２の運転速度を変更すると、角度誤差の周波数や試験信号の周波数が変わるため、共振周波数を回避することができる。
　以上のように、この発明の実施の形態５では、共振判定部５４Ａによって角度誤差周波数や試験信号の周波数が、電動機の制御システムの共振周波数と一致するか否かを判定し、共振周波数に一致しないような条件で角度誤差推定を行うため、角度誤差推定が安定して高精度に行える。特に、負荷を取り付けた状態においても共振周波数を回避することができるため、電動機の制御システムの据付時の調整を精度良く行うことができる。
　なお、上記実施の形態５では、角度誤差推定部５２Ａによって、共振周波数を避けるような電動機２の運転指令を出力した例について説明したが、電動機２の運転指令等の角度誤差推定の動作シーケンスを進める制御部を、角度誤差補正装置５や電動機制御装置１に別途設けてもよいし、専用の制御装置として設けてもよい。
　実施の形態６．
　図１３は、この発明の実施の形態６に係るエレベータ制御装置を示す構成図である。ここでは、この発明の実施の形態１～５に係る位置検出器の角度誤差補正装置を含む電動機の制御システムを、エレベータに適用した場合の構成図を示している。図１３において、図１または図１２と同じ符号を記した部分は、上記実施の形態１～５で説明した動作と同じ動作を行う。
　図１３において、エレベータのかご７と釣り合い錘９とは、互いに巻上ロープ８で接続され綱車６につるべ式に吊られている。綱車６は、かご７の駆動用電動機である電動機２に連結しており、かご７は、電動機２の動力により昇降する。
　ここでは、例えば巻上機の据付時に、角度誤差を推定する。具体的には、エレベータシステムにおける電動機２である巻上機を据え付けた後、綱車６にロープ８をかけていない状態、または綱車６にロープ８をかけた状態で、角度誤差を推定するための運転を行い、巻上機を回転させて角度誤差の推定を行う。
　このとき、角度誤差の推定は、かご７が一定速度で走行している区間のみで行うと、安定した推定を行うことができる。また、一定速度で走行している区間を延ばすために、走行速度を、エレベータの定格速度よりも小さい速度として運転するようにしてもよい。また、推定精度を上げるために、電流脈動の振幅が大きくなるような走行速度になるようにエレベータの走行速度を変更してもよい。なお、かご７の位置には制約はなく、かご７が走行する昇降路内のどの位置においても推定することができる。
　また、電流脈動の振幅を大きくして推定精度を上げるために、速度制御部や位置制御部のゲインが大きくなるように変更して運転するようにしてもよい。ＰＩＤ制御の場合は、比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲインが制御装置のゲインに相当する。
　また、角度誤差推定結果は、巻上機の磁極位置に対応した角度誤差として、記憶媒体（例えば、不揮発性メモリ）に記録する。通常の運転時には、この記憶媒体から位置検出器３の出力に対応した角度誤差推定値を読み出し補正を行う。記憶媒体に記録する角度誤差に関する情報は、角度誤差の誤差振幅および位相ずれとして上記式（１）から演算によって角度誤差を求めるようにしてもよいし、テーブル等による巻上機の磁極位置に応じた補正角度情報または補正位置情報でもよい。この場合、位相情報及び振幅情報を記憶しておき、演算によって補正する方法が、情報が最低限となるため望ましい。
　なお、エレベータでは、かご７の位置や積載重量に応じて、エレベータシステムの動特性が変化するため、図６で示した伝達特性もかご７の位置や積載重量に応じて変化する。そのため、角度誤差推定を行う際の複数回の補正信号を加えた運転は、かご位置や積載重量が同等か同等に近い条件で行うことが望ましい。
　また、エレベータでは、昇降長さや定格積載量等の仕様が変わるとエレベータシステムの動特性が変化するが、この発明では、電動機の制御システムの伝達特性を試験信号による運転で求めるため、エレベータの仕様に関わらず角度誤差推定を行うことができる。もちろん、エレベータに限らず、電動機の負荷の特性が時々刻々変化するようなシステムにおいても、この発明を用いることで角度誤差推定を行うことができる。
　また、この発明では、角度誤差の推定にあたり、最小で２通りの周波数解析を行うだけでよく、短時間で角度誤差を推定することが可能である。また、推定を開始すると、電動機２を停止させずに連続的に推定を行うことができるので、短時間で角度誤差推定を行うことができる。よって、例えば、エレベータを据え付けた後の試験運転中に短時間で角度誤差推定が可能なため、角度誤差のための時間を確保する必要がなく、据付時の調整時間を短縮することができる。
　次に、かご７の位置を変えながら推定する場合について説明する。例えば、据付時にかご７を最下階から最上階や、最上階から最下階に運転させながら推定する場合には、以下の手順で推定を行うことにより、精度よく角度誤差の推定ができる。
　エレベータでは、かご７とロープ８との間や釣り合い錘９とロープ８との間に、ロープ８の弾性特性に起因する共振点が存在する。また、共振点は、かご７の位置やかごの積載質量に応じて変化する。そのため、位置検出器３の周期的な角度誤差の周期や、角度推定を行う際の試験信号の周波数が、これらの共振周波数と一致する場合がある。ここで、角度誤差の周波数や試験信号の周波数がエレベータの共振周波数と一致すると、周波数解析に用いる電流値の振幅と位相とが急変化し、周波数解析結果が安定しないため、角度誤差の推定精度が悪化してしまう。
　そこで、角度誤差推定を行う前に、エレベータのかご７を最下階から最上階または最上階から最下階まで運転させ、角度誤差に対応した周波数において、電動機電流の周波数解析を行う。このとき、角度誤差の周波数が共振周波数近傍である場合には、対応する電流脈動の振幅が急増または急減したり、位相が１８０度近く急激に変化したりする。
　したがって、周波数解析で求めた電流脈動振幅や位相の変化量が所定値を超えていないか否かを調べ、所定値を超えている場合には、その周辺で共振周波数に近いと判定する。また、この判定結果に基づいて、共振周波数に近いと判定される位置とは異なる位置で角度誤差の推定を行うようにする。なお、角度誤差推定時の運転速度を変更して共振周波数近傍とならないようにしてもよい。また、エレベータに限らず、電動機２の回転位置によって共振周波数が変わる場合に上記方法を適用することができる。
　例えば、エレベータの据付時において角度誤差の推定を実施するときには、次のようにすればよい。まず、エレベータのかご７を最下階から最上階または最上階から最下階まで運転させ、角度誤差に対応した周波数において、電動機電流の周波数解析を行い、電流脈動振幅および位相の変化量を計算する。
　このとき、電流脈動振幅および位相の変化量とともにかご位置を記憶しておく。続いて、最下階から最上階または最上階から最下階までの運転が終わると、電流脈動の振幅および位相の変化量が所定値を超えていないか否かを調べ、所定値を超えていない位置を抽出する。次に、電流脈動の振幅および位相の変化量が所定値を超えていない位置へ移動し、角度誤差推定を実施する。
　電流脈動の振幅および位相の変化量が所定値を超えていないか否かを調べる運転が、最下階から最上階への運転であった場合には、角度誤差を推定する運転は、反対の最上階から最下階への運転で実施すると、一度の往復運転で角度誤差を推定できるため、角度誤差に係る時間を短縮することができる。
　一方、電流脈動の振幅および位相の変化量が所定値を超えていないか否かを調べる運転が、最上階から最下階への運転であった場合には、角度誤差を推定する運転は、反対の最下階から最上階への運転で実施すればよい。このような推定方法により、共振による推定精度の悪化を避けて角度誤差を推定できるため、角度誤差の補正を正確に行うことができる。また、一度の往復運転により角度誤差を正確に推定できるため、据付時の調整時間の短縮にもなる。
　なお、エレベータの全体の機器のレイアウトおよびローピング方式等は、図１３の例に限定されるものではない。例えば、この発明は、２：１ローピングのエレベータにも適用することができる。また、例えば電動機２からなる巻上機の位置も図１３の例に限定されない。また、この発明は、例えば機械室レスエレベータ、ダブルデッキエレベータ、ワンシャフトマルチカー方式のエレベータ、または斜行エレベータ等、種々のタイプのエレベータに適用することができる。

Claims (13)

  1. 　電動機を制御する電動機制御装置、前記電動機の回転位置を検出して得られる位置検出信号を出力する位置検出器、および前記電動機に流れる電流を検出する電流検出器と組み合わせて用いられ、前記位置検出信号に含まれる、前記回転位置に応じて定まる周期的な角度誤差を補正する位置検出器の角度誤差補正装置であって、
    　前記電動機を回転させて前記電流検出器で検出された検出電流を周波数解析し、特定周波数の振幅および位相を演算して、前記特定周波数の振幅および位相を周波数解析結果として出力する周波数解析部と、
    　入力された入力信号に前記位置検出信号を加えた加算信号を前記電動機制御装置に出力する角度誤差補正部と、
    　前記角度誤差補正部に既知の振幅、位相および周波数を有する試験信号の設定値を前記入力信号として入力し、前記角度誤差補正部によって、前記設定値に応じた試験信号を加えて前記電動機を運転させる第１制御処理と、
    　前記周波数解析部によって、前記第１制御処理により得られた前記検出電流を、前記試験信号の周波数について周波数解析させる第２制御処理とを、複数の異なる試験信号について繰り返し、
    　前記第２制御処理によって、前記周波数解析部で演算された２種類以上の周波数解析結果である振幅および位相に基づいて、前記角度誤差の振幅および位相の推定値を推定して前記誤差補正部へ出力する角度誤差推定部と、を備え、
    　前記角度誤差補正部は、前記角度誤差の振幅および位相の推定値を前記入力信号として、前記加算信号を前記電動機制御装置に出力する
    　位置検出器の角度誤差補正装置。
  2. 　複数の前記試験信号の１つは、振幅が０である信号である
    　請求項１に記載の角度誤差補正装置。
  3. 　前記角度誤差推定部は、前記電動機の回転位置から電動機電流までの前記角度誤差に対応した特定周波数における伝達特性を演算し、前記伝達特性に基づいて前記角度誤差の振幅および位相の推定値を推定する
    　請求項１または請求項２に記載の位置検出器の角度誤差補正装置。
  4. 　前記伝達特性は、前記電動機の回転位置から電動機電流までのゲインおよび位相である
    　請求項３に記載の位置検出器の角度誤差補正装置。
  5. 　前記試験信号の周波数は、前記位置検出器の角度誤差に対応した特定周波数とは異なる周波数である
    　請求項１から請求項４までの何れか１項に記載の位置検出器の角度誤差補正装置。
  6. 　複数の前記試験信号について繰り返される前記第１制御処理での電動機速度は、互いに異なり、
    　前記試験信号の周波数は、前記角度誤差に対応した特定周波数と等しくされている
    　請求項１から請求項５までの何れか１項に記載の位置検出器の角度誤差補正装置。
  7. 　前記試験信号の周波数は、前記位置検出器の角度誤差に対応した特定周波数に設定され、
    　前記角度誤差推定部は、複数の周波数解析から、角度誤差に起因する電流脈動成分と、試験信号に起因する電流脈動成分を分離する演算を行い、
    　前記角度誤差に起因する電流脈動成分と前記伝達特性とに基づいて、前記角度誤差を推定する
    　請求項３または請求項４に記載の位置検出器の角度誤差補正装置。
  8. 　前記角度誤差推定部は、前記電動機制御装置、前記位置検出器、前記電流検出器、および前記角度誤差補正装置から構成される電動機の制御システムの据付調整時に、前記角度誤差の推定を行う
    　請求項１から請求項７までの何れか１項に記載の位置検出器の角度誤差補正装置。
  9. 　前記角度誤差に対応した特定周波数が、前記電動機制御装置、前記位置検出器、前記電流検出器、および前記角度誤差補正装置から構成される電動機の制御システムの共振周波数と一致するか否かを判定する共振判定部をさらに有し、
    　前記角度誤差推定部は、前記共振判定部で前記角度誤差に対応した特定周波数が電動機の制御システムの共振周波数と一致すると判定された場合には、前記電動機の回転速度または回転位置を変更して前記角度誤差の推定を行う
    　請求項１から請求項８までの何れか１項に記載の位置検出器の角度誤差補正装置。
  10. 　前記共振判定部は、角度誤差に対応した特定周波数成分の電動機の電流脈動の振幅の変化量と位相の変化量のうち少なくとも１つが所定値を超える場合に共振であると判定する
    　請求項９に記載の位置検出器の角度誤差補正装置。
  11. 　電動機を制御する電動機制御装置、前記電動機の回転位置を検出して得られる位置検出信号を出力する位置検出器、および前記電動機に流れる電流を検出する電流検出器と組み合わせて用いられ、前記位置検出信号に含まれる、前記回転位置に応じて定まる周期的な角度誤差を補正する位置検出器の角度誤差補正装置で実行される位置検出器の角度誤差補正方法であって、
    　前記電動機を回転させて前記電流検出器で検出された検出電流を周波数解析し、特定周波数の振幅および位相を演算して、前記特定周波数の振幅および位相を周波数解析結果として出力する周波数解析ステップと、
    　入力された入力信号に前記位置検出信号を加えた加算信号を前記電動機制御装置に出力する角度誤差補正ステップと、
    　前記角度誤差補正ステップにおいて、既知の試験振幅、位相および周波数を有する試験信号の設定値を前記入力信号として入力し、前記設定値に応じた試験信号を加えて前記電動機を運転させる第１制御ステップと、
    　前記周波数解析ステップにおいて、前記第１制御ステップにより得られた前記検出電流を、前記試験信号の周波数において周波数解析させる第２制御ステップとを、複数の異なる試験信号について繰り返し、
    　前記第２制御ステップにおいて、前記周波数解析ステップで演算された２種類以上の周波数解析結果である振幅および位相に基づいて、前記角度誤差の振幅および位相の推定値を推定する第３制御ステップと、
    　前記角度誤差補正ステップにおいて、前記角度誤差の振幅および位相の推定値を前記入力信号として、前記加算信号を前記電動機制御装置に出力する第４制御ステップと、
    　を有する位置検出器の角度誤差補正方法。
  12. 　エレベータの巻上機を制御する電動機制御装置と、
    　前記巻上機の回転位置を検出し、前記回転位置に応じて一意に決まる周期的な誤差を含む位置検出器と、
    　前記巻上機に流れる電流を検出する電流検出器と、
    　前記電動機制御装置、前記位置検出器および前記電流検出器に接続される請求項１に記載の角度誤差補正装置と、
    　を備えたエレベータ制御装置。
  13. 　かごと、
    　前記かごを昇降させる巻上機とを備えたエレベータシステムであって、
    　請求項１２に記載のエレベータ制御装置によって前記巻上機を制御する
    　エレベータシステム。
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