JP4373954B2

JP4373954B2 - ９０度ハイブリッド回路

Info

Publication number: JP4373954B2
Application number: JP2005113792A
Authority: JP
Inventors: 敦史福田; 浩司岡崎; 祥一楢橋
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2005-04-11
Filing date: 2005-04-11
Publication date: 2009-11-25
Anticipated expiration: 2025-04-11
Also published as: KR100763469B1; US7538635B2; CN1848676A; KR20060107919A; EP1713144A1; US20060232359A1; JP2006295562A; CN1848676B

Description

この発明は、例えば無線周波数帯の高周波信号の電力分配や電力合成、及び移相器等に利用することができる複数の周波数帯において動作可能とした９０度ハイブリッド回路に関する。

無線周波数帯の高周波信号の電力分配及び電力合成に利用される電力分配合成回路として９０度ハイブリッド回路が広く用いられている。図２１にブランチライン型９０度ハイブリッド（以下９０度ハイブリッド回路と略す）の構成図を示す。４つの分布定数線路１８０〜１８３がリング状に接続されていて、各分布定数線路の４つの接続点が高周波信号の入出力端子となる。
端子１（以下ポート１と称す）に一端を接続する分布定数線路１８０の他端は端子２（以下ポート２と称す）であり、ポート２に一端を接続する分布定数線路１８１の他端は端子３（以下ポート３と称す）であり、ポート３に一端を接続する分布定数線路１８２の他端は端子４（以下ポート４と称す）であり、ポート４とポート１との間には分布定数線路１８３が接続されている。

お互いに対向する配置関係にある分布定数線路１８０と１８２、分布定数線路１８１と１８３はそれぞれ同一の特性インピーダンスに設定される。分布定数線路１８０と分布定数線路１８１の特性インピーダンスの比によって、ポート１とポート３との間の結合度を変えることが出来る。
例えば、ポート２，３，４に整合した負荷（インピーダンスＺ_０）を接続し、ポート１にインピーダンスＺ_０の信号源１８４を接続し、そこから高周波信号を入力する。このとき分布定数線路１８１の特性インピーダンスをＺ_ｂ、分布定数線路１８０の特性インピーダンスをＺ_ａ＝Ｚ_ｂ／√２とすると、ポート１に入力した高周波信号の半分の振幅の高周波信号がポート３に出力される。残りの半分がポート２に出力され、ポート２とポート３との高周波信号の位相差は９０度となる。

この半分の減衰量をデシベルで表すと−３ｄＢであることから、結合度３ｄＢの９０度ハイブリッド回路と呼ばれる。この９０度ハイブリッド回路が非特許文献１に、リング形方向性結合器として記載されており、その整合条件が式（１）及び結合度Ｃが式（２）で示されている。
整合条件Ｙ_０ ^２＝Ｙ_ａ ^２−Ｙ_ｂ ^２（１）
結合度Ｃ＝２０log₁₀Ｙ_ａ/Ｙ_ｂ（２）
ここで、Ｙ_０はＺ_０のアドミタンス表記である。同様にＹ_ａはＺ_ａの、Ｙ_ｂはＺ_ｂのアドミタンス表記である。今、分布定数線路１８０の特性インピーダンスＺ_ａがＺ_ａ＝Ｚ_ｂ／√２なので、アドミタンスＹ_ａはＹ_ａ＝√２Ｙ_ｂである。したがって、結合度Ｃは−３ｄＢとなる。

このように式（２）に示すアドミタンスの比をある値に設定することで、任意の分配比を持つ電力分配器として使用出来る。また、ポート２とポート３に位相差が９０度である高周波信号を入力するとポート１にその合成された信号を出力する電力合成器としても利用できる。また、移相器としても利用される。
特許文献１に直交変調器を９０度ハイブリッド回路とミキサＩＣとの組み合わせで構成した例が示されている。図２２に特許文献１に示された直交変調器のブロック図を示す。搬送波周波数信号が、直交した搬送波を作る目的で９０度移相器１９０のＩＮ端子に入力される。この９０度移相器１９０は９０度ハイブリッド回路で構成されている。９０度移相器１９０のそれぞれ位相が９０度異なるＯＵＴ１とＯＵＴ２の出力は、それぞれ変調信号Ｉ，Ｑによって乗算器１９１，１９２で乗算され変調された搬送波となる。位相が９０度異なる変調済みの搬送波である乗算器１９１と１９２の出力信号は、加算器１９３で合成され、図示しない送信用の増幅回路に伝達される。このように９０度ハイブリッド回路は、例えば直交変調器などに利用される。

また特許文献２には、複数の周波数帯中の周波数帯ごとに９０度ハイブリッド回路で構成された移相器を用いて複数の周波数帯に対応した例が示されている。
更に、特許文献２には、９０度ハイブリッド回路を分布定数線路と等価な集中定数素子で構成した例が示されている。図２２（ｂ）に特許文献２に示された集中定数素子で構成された９０度ハイブリッド回路を示す。
図２１に示した分布定数線路１８０がインダクタ１９４と、そのインダクタ１９４の両端に接続されるキャパシタ１９８と１９９とによるπ型回路に置き換えられている。同様に分布定数線路１８１がインダクタ１９５とキャパシタ１９９，２００によるπ型回路に置き換えられている。分布定数線路１８２，１８３に相当する部分も同様なので説明は省略する。

ここで各ポート１〜４に一端を接続するキャパシタの数は省略して表記されている。要するにπ型回路を成すためには、各ポート１〜４に一端を接続するキャパシタは２個ずつ必要であるが、そのキャパシタは各端子と接地間とに並列に接続される容量なので、１つの回路シンボルに統合して表記している。
この各π型回路のアドミタンスを式（１）及び（２）の関係に設定することで、分布定数線路と等価な９０度ハイブリッド回路を構成することが可能である。
マイクロ波工学（１３３項）森北出版（株）特開平７−３０５９８号（図２）特開平８−４３３６５号（段落００２８、図１）

特許文献２の段落［００１４］に記載されているように、９０度ハイブリッド回路は使用できる周波数範囲が限られており、広帯域に対応出来ない欠点がある。そこで従来では、９０度ハイブリッド回路を複数併設することで、複数の周波数帯に対応していた。すなわち、図２１に示した４つの分布定数線路の全てを、それぞれの周波数帯に対応させて設計したものを複数備える構成としていた。又は、集中定数素子で構成した場合、９０度ハイブリッド回路を構成するインダクタ及びキャパシタの全ての定数を、それぞれの周波数に対応させて設計したものを複数備える必要があった。したがって、回路全体が大型化してしまう課題があった。

特に９０度ハイブリッド回路は、図２１に示したように方形状に形成される為に、回路を形成するのに大きな面積を必要とする。これは、各ポートからの伝送線路の長さも等しくするためであり、どうしても方形形状の中央部に無駄なスペースが発生してしまう。したがって、これを複数個用意すると非常に大きな回路面積を要してしまう。
この発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、リング状に接続された４つの分布定数線路若しくは４つの回路はそのままの状態で、複数の周波数帯に対応可能とした９０度ハイブリッド回路を提供することを目的とするものである。

分布定数線路若しくは複数の集中定数リアクタンス素子からなる回路の４つがリング状に接続され、各接続点に端子がそれぞれ接続された９０度ハイブリッド回路において、上記各端子にそれぞれ可変リアクタンス手段が接続され、これら可変リアクタンス手段を含めた回路全体が９０度ハイブリッド回路として動作するようにされている。

以上のような構成によれば、可変リアクタス手段のリアクタンス値を変更することで、複数の周波数帯に対応した９０度ハイブリッド回路が実現できる。すなわち、大きな回路面積を必要とするリング状に接続された部分を共通に利用して複数の周波数帯に対応可能なため、回路面積を小さくすることが出来る。

以下、この発明の実施形態を図面を参照して説明する。各図面において対応する部分については、同一の参照符号を付けて重複説明を省略する。
［第１実施形態］
図１にこの発明による９０度ハイブリッド回路の基本構成を示す。図２１で９０度ハイブリッド回路の従来例として示した４つの分布定数線路１８０，１８１，１８２，１８３がリング状に接続された各接続点、ポート１〜４に、可変リアクタンス手段１０〜１３が接続されている。分布定数線路１８０〜１８３の接続の関係及び大きさの関係も、背景技術で説明したものと同一である。以降の説明においても、この分布定数線路１８０〜１８３のリング状の接続の関係及び大きさの関係は同一であり、その動作周波数帯は例えば２ＧＨｚとして、分布定数線路１８０〜１８３の説明は省略する。

分布定数線路１８０と１８３のそれぞれの一端が接続されるポート１には、可変リアクタンス手段１０の一端が接続されている。分布定数線路１８０の他端と分布定数線路１８１の一端が接続されるポート２には、可変リアクタンス手段１１の一端が接続されている。分布定数線路１８１の他端と分布定数線路１８２の一端が接続されるポート３には、可変リアクタンス手段１２の一端が接続されている。分布定数線路１８２の他端と分布定数線路１８３の他端が接続されるポート４には、可変リアクタンス手段１３の一端が接続されている。

各可変リアクタンス手段１０〜１３のリアクタンス値をある特定のそれぞれ等しい値に設定することで、ポート１〜４の各端子間の９０度ハイブリッド回路としての動作周波数を変化させることが可能となる。
以下、可変リアクタンス手段１０〜１３の実施例を図面を参照して説明する。

図２に可変リアクタンス手段１０〜１３を可変容量素子で構成した例を示す。ポート１には、可変容量素子２０の一端が接続され、可変容量素子２０の他端は接地されている。ポート２には、可変容量素子２１の一端が接続され、可変容量素子２１の他端は接地されている。ポート３には、可変容量素子２２の一端が接続され、可変容量素子２２の他端は接地されている。ポート４には、可変容量素子２３の一端が接続され、可変容量素子２３の他端は接地されている。
これら可変容量素子２０〜２３は、例えば半導体の空乏層の変化を利用したバラクタ素子等であり任意の静電容量値に設定できるものである。今、例えば、可変容量素子２０〜２３の静電容量値が最小の状態、すなわち、殆ど可変容量素子２０〜２３の静電容量が無視できる大きさであって、式（１）及び式（２）の関係から周波数２ＧＨｚにおいて９０度ハイブリッド回路として動作するように、各分布定数線路１８０〜１８３が設計されている。

その状態の周波数特性を図３に示す。図３（ａ）は振幅特性であり、横軸は周波数をＧＨｚで表し、縦軸は高周波信号を入力するポート１に対する伝達特性をＳパラメータｄＢで表す。Ｓ_２１はポート１に入力した信号がポート２に伝わる割合を示す。Ｓ_１１は、入力端子がポート１であるから入力した信号が戻る反射量ということになる。Ｓ_１１は、周波数２ＧＨｚにおいて−３０ｄＢ以下であり、反射が極めて少ない状態になっている。Ｓ_２１とＳ_３１は、共に−３ｄＢ（０.５）であり、ポート１に入力した信号の半分の振幅の高周波信号が伝達されることを示している。Ｓ_４１は、Ｓ_１１と同様に２ＧＨｚにおいて−３０ｄＢ以下の値を示し、ポート１から入力した信号が殆どポート４に伝達されないことを示している。

図３（ａ）と同条件下での位相特性を図３（ｂ）に示す。図３（ｂ）の横軸は周波数ＧＨｚであり、縦軸は位相をｄｅｇ．で表す。ポート１に入力した高周波信号に対するポート２に出力される信号の位相を示すＳ_２１は、周波数２ＧＨｚにおいて−９０°、ポート３に出力される信号の位相を示すＳ_３１は、同じく周波数２ＧＨｚにおいて−１８０°を示している。このように、ポート２とポート３との間の位相差は９０°になっている。
次に可変容量素子２０〜２３の静電容量値を最小の状態から＋２ｐｆ容量を増やした時の周波数特性を図４に示す。図４（ａ）は振幅特性を示し、横軸と縦軸の関係は図３（ａ）と同一である。可変容量素子２０〜２３の静電容量値を２ｐｆ増やしたことによって、周波数１.５ＧＨｚにおけるＳ_２１とＳ_３１が共に−３.０ｄＢとなり、Ｓ_１１とＳ_３１が約−２８ｄＢとなっている。一方、周波数２ＧＨｚにおけるＳ_２１,Ｓ_３１は、約−６ｄＢ,約−５ｄＢ、Ｓ_１１,Ｓ_３１が約−６ｄＢ,−約７.２ｄＢである。このように９０度ハイブリッド回路としての動作周波数が１.５ＧＨｚに変化している。

図４（ｂ）は同条件下での位相特性を示す。横軸と縦軸の関係は図３（ｂ）と同一である。ポート１に入力した高周波信号に対するポート２に出力される信号の位相を示すＳ_２１は、周波数１.５ＧＨｚにおいて−９０°、ポート３に出力される信号の位相を示すＳ_３１は、同じく周波数１.５ＧＨｚにおいて−１８０°を示している。一方、周波数２ＧＨｚにおけるＳ_２１は約−１４４°、Ｓ_３１は約９０°であり、９０°の位相差が得られる周波数は、振幅特性と同様に１.５ＧＨｚに変化している。
以上述べたように、分布定数線路１８０，１８１，１８２，１８３がリング状に接続された各接続点、ポート１〜４に、可変容量素子からなる可変リアクタンス手段１〜４を接続し、その可変容量素子２０〜２３の静電容量値を変えることで、９０度ハイブリッド回路として動作する周波数を変化させることが出来た。

可変リアクタンス手段１０〜１３として分布定数線路を用いたこの発明の実施例２を図５に示す。ポート１に接続される可変リアクタンス手段１０が、スイッチ素子５０と分布定数線路５１とで構成されている。ポート２に接続される可変リアクタンス手段１１が、スイッチ素子５２と分布定数線路５３とで構成されている。ポート３に接続される可変リアクタンス手段１２が、スイッチ素子５４と分布定数線路５５とで構成されている。ポート４に接続される可変リアクタンス手段１１が、スイッチ素子５６と分布定数線路５７とで構成されている。各ポート１〜４と各分布定数線路５１,５３,５５,５７との間にそれぞれスイッチ素子５０,５２,５４,５６が配置される。各スイッチ素子５０,５２,５４,５６が全て非導通の時は、図５に示す９０度ハイブリッド回路の動作周波数は前述したように２ＧＨｚに設計されている。その振幅及び位相の周波数特性は、図３と同一である。先端開放線路として動作する各分布定数線路５１,５３,５５,５７の線路長を周波数２ＧＨｚにおいて約６０度の長さに設定し、各スイッチ素子５０,５２,５４,５６を全て導通させると、９０度ハイブリッド回路の動作周波数を１.５ＧＨｚに変えることが出来る。この時の振幅及び位相の周波数特性は、図４と同一である。

このように集中定数素子である可変容量素子に換えて分布定数線路で構成されたリアクタンス素子を接続しても、９０度ハイブリッド回路の動作周波数を変えることが出来る。
〔スイッチ素子の例〕
各ポート１〜４に例えば分布定数線路５１，５３，５５，５７を接続するスイッチ素子は、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）やＰＩＮダイオード等の半導体素子やＭＥＭＳ（Micro Electromechanical Systems）技術を用いた機械的なスイッチでも実現することが可能である。ここでは、その一例としてモノリシックマイクロ波集積回路（Monolithic Microwave Integrated Circuit以下ＭＭＩＣと略す）で形成されたスイッチ素子を用いた例を説明する。

図５に示したスイッチ素子は、単極単投スイッチ（Single Pole Single Throw Switch以下ＳＰＳＴスイッチと略す）であるが、ここでは、図６に示す部品配置の関係から単極双投スイッチ（Single Pole Single Double Switch以下ＳＰＤＴスイッチと略す）を用いた例を示す。図６（ａ）にＳＰＤＴスイッチが形成されたＭＭＩＣが実装された８ピンのプラスチックパケージのピン番号と、各ピンの回路図を示す。直方体状のプラスチックパケージは、直方体の長手方向の２辺に基板接続用の端子を４ピンずつ突出させている。ピンを突出させた辺の一辺の端のピン番号が１とされ、反時計方向に順にピン番号が増えて行き、ピン番号１番とプラスチックパケージの短辺を挟んで対向するピンが８番となっている。

ＳＰＤＴスイッチの単極が５番ピンであり、双投端子が２番と７番ピンである。図６（ａ）では、５番ピン及び２番,７番ピンに一端が接地された特性インピーダンス５０Ωの分布定数線路が、直流電流阻止用のチップコンデンサを介してそれぞれ接続されている。ＳＰＤＴスイッチの単極である５番ピンには、チップコンデンサ６０を介して一端が接地された特性インピーダンスが５０Ωの分布定数線路６１が接続されている。同様に双投端子の２番,７番ピンには、直流電流阻止用チップコンデンサ６２,６４を介して分布定数線路６３,６５がそれぞれ接続されている。

１番ピンと８番ピンが、単極の接点を双投端子のどちらに接続させるかを制御する制御端子Ｃ_１６６,Ｃ_２６７であり、両端子と接地との間には、配線パターンに外部から飛び込んで来る電磁的ノイズが高周波信号及びスイッチングに影響することを抑止するためのカップリングコンデサＣｐ６８, Ｃｐ６９が接続されている。
制御端子Ｃ_１６６,Ｃ_２６７に印加する制御電圧信号によって、単極５番ピンを２つある双投端子２番,７番ピンのどちらに接続させるかを制御することが出来る。例えば、制御端子Ｃ_１６６に電源電圧の正電源、制御端子Ｃ_２６７に負電源を印加すると５番ピンと２番ピンが接続する。その逆に制御端子Ｃ_１６６に電源電圧の負電源、制御端子Ｃ_２６７に正電源を印加すると５番ピンと７番ピンが接続する。

このようなＭＭＩＣによるスイッチ素子を用いることで、図５に示したような９０度ハイブリッド回路を簡単に実現することが可能である。図６（ａ）で説明したＭＭＩＣを用いて図５に示したこの発明の実施例２を構成した場合の一例を図６（ｂ）に示す。
凡そ正方形の基板７０の中央部分に図５に示した実施例２の９０度ハイブリッド回路が、特性インピーダンスＺ_ａの分布定数線路１８０,１８３と、特性インピーダンスＺ_ｂの分布定数線路１８１,１８２とによる方形状の接続で形成されて配置されている。
分布定数線路１８０と１８３との接続点であるポート１から分布定数線路１８０と平行に基板７０の一方の辺まで特性インピーダンスＺ_０の分布定数線路７１が延長されている。分布定数線路１８０と１８１との接続点であるポート２から分布定数線路１８０と平行に基板７０の他方の辺まで特性インピーダンスＺ_０の分布定数線路７３が延長されている。分布定数線路１８１と１８２との接続点であるポート３から分布定数線路７３と平行に基板７０の他方の辺まで特性インピーダンスＺ_０の分布定数線路７４が延長されている。分布定数線路１８２と１８３との接続点であるポート４から分布定数線路７１と平行に基板７０の一方の辺まで特性インピーダンスＺ_０の分布定数線路７２が延長されている。

分布定数線路１８０と１８２の特性インピーダンスＺ_ｂは分布定数線路１８１,１８３の特性インピーダンスＺ_ａの１/√２の大きさに設計されていて結合度Ｃは３ｄＢである。
９０度ハイブリッド回路のポート１には、直流阻止用のチップコンデンサ７５を介して、スイッチ素子５０を形成するＭＭＩＣ７６のＳＰＤＴスイッチの単極端子である５番ピンが接続されている。双投端子の一方である２番ピンには分布定数線路５１が接続されている。双投端子の他方の端子である７番ピンには、何も接続されていない。

ＭＭＩＣ７６の制御端子Ｃ_１１,Ｃ_２１のピン番号１,８は、それぞれカップリングコンデンサＣｐ６８，６７を介して接地電極７７に接続されている。尚、図に示していないが、基板７０の裏面の全面は接地電位に接続されるグランドパターンとなっており、接地電極７８上の白丸はそのグランドパターンに接続する為のスルーホールである。制御端子Ｃ_１１に電源電圧の正電源、制御端子Ｃ_２１に負電源の電圧を印加することで、９０度ハイブリッド回路のポート１に分布定数線路５１を接続することが出来る。制御端子Ｃ_１１, Ｃ_２１に上記以外の電圧を印加するとＳＰＤＴスイッチの双投端子の他方の端子である７番ピンには何も接続されていないので、このＭＭＩＣ７６と分布定数線路５１とで、図５に示した可変リアクタンス手段１０を構成することが出来る。

９０度ハイブリッド回路のポート２である分布定数線路１８０と１８１の接続点には、同じように直流阻止用のチップコンデンサ７９を介して、スイッチ素子５２を形成するＭＭＩＣ８０のＳＰＤＴスイッチの単極端子である５番ピンに接続されている。基本的な接続の関係は、前述したＭＭＩＣ７６と同じであるが、基板配線レイアウトの関係で、スイッチ素子を介して接続される分布定数線路５３がＭＭＩＣ８０の７番ピンに接続されている点のみ異なる。その為、ポート２に分布定数線路５３を接続する為にＭＭＩＣ８０の制御端子Ｃ_１２, Ｃ_２２に印加する電圧の関係がＭＭＩＣ７６と反対になる。

以下、同様に９０度ハイブリッド回路のポート３，４にはＭＭＩＣ８１，８２によって分布定数線路５５，５７が選択的に接続される。ポート４にはＭＭＩＣ８２によって分布定数線路５７が選択的に接続されるように構成されている。基板７０の四隅の接地電極７７の上にあるやや大きな白丸は、基板７０を例えば他の基板に固定する為のネジが通るネジ孔である。ＭＭＩＣ７６の４番ピンと接地電極７７との間に配置されているチップ素子７８は、抵抗値ゼロの接続用の素子である。
このようにして図５に示した実施例２を実現することが出来る。

図７に可変リアクタンス手段１０〜１３を、９０度ハイブリッド回路の各端子に一端を接続するスイッチ素子と、スイッチ素子の他端に一端を接続する分布定数線路と、分布定数線路の他端に一端が接続され、他端が接地された容量素子とで構成したこの発明の実施例３を示す。
ポート１に接続される可変リアクタンス手段１０が、ポート１に一端を接続するスイッチ素子５０と、スイッチ素子の他端に一端を接続する分布定数線路５１と、分布定数線路５１の他端に一端を接続する他端が接地された容量素子７００とで構成されている。

以下ポート２〜４に接続される可変リアクタンス手段１１，１２，１３も、今述べた可変リアクタンス手段１０と全く同一の構成であり、各可変リアクタンス手段１１，１２，１３のスイッチ素子も可変リアクタンス手段１０のスイッチ素子５１と同時に導通／非導通となるように制御される。したがって、以降の説明においては、ポート１に接続される可変リアクタンス手段１０のみの構成及び動作を説明し、可変リアクタンス手段１１〜１３の説明は省略する。図における可変リアクタンス１１〜１３の表記も次の実施例を示す図から破線の箱に略して表記する。

今、分布定数線路５１は、実施例２で説明したように電気長が約６０度の線路で変わらない。実施例２の説明において、分布定数線路５１は先端開放線路として働き、その先端開放線路を各ポートに接続したときの動作周波数は２．０ＧＨｚから１.５ＧＨｚに変化した。
その同じ分布定数線路５１の他端を、動作周波数帯において十分小さなインピーダンスとなる比較的大きな静電容量値を持つ容量素子７００を介して接地することで、分布定数線路５１が先端短絡線路として働く。

この先端短絡線路として働く分布定数線路５１をスイッチ素子５０を導通させて、各ポート１〜４に接続すると、動作周波数は２.２ＧＨｚに変化する。このように同一の電気長の分布定数線路５１を用いても、それを先端開放で使用するのか、又は先端短絡線路として使用するのかによって動作周波数の変化の方向及び大きさが異なる。
この時の振幅特性を図８に示す。図８の横軸は周波数、縦軸は高周波信号を入力するポート１に対する伝達特性をＳパラメータｄＢで表す。周波数１.５ＧＨｚにおけるＳ_２１とＳ_３１が、共に約−３.０ｄＢ（０.５）であり、動作周波数が２.２ＧＨｚに変化していることが分かる。

図９に可変リアクタンス手段１０〜１３が、スイッチ素子とリアクタンス素子とが互いに順次直列に接続されて構成されているこの発明の実施例４を示す。可変リアクタンス手段１０が、ポート１に一端を接続するスイッチ素子９００とスイッチ素子９００の他端に一端を接続するリアクタンス素子９０１と、リアクタンス素子９０１の他端に一端を接続するスイッチ素子９０２とスイッチ素子９０２の他端に一端を接続するリアクタンス素子９０３と、リアクタンス手段９０３の他端に点点点で省略して表記しているポート１から数えてｎ個目のリアクタンス素子の他端に接続するスイッチ素子９０４とスイッチ素子９０４の他端に一端を接続するｎ個目のリアクタンス素子９０５とが接続して構成されている。

今、各可変リアクタンス手段１０〜１３が例えば各ポート１〜４から数えて１個目のリアクタンス素子９０１を周波数２ＧＨｚにおける電気長が約２４度の分布定数線路とし、各ポート１〜４から見て２個目のリアクタンス素子９０２の電気長を周波数２ＧＨｚにおいて約３６度の長さの２個の分布定数線路で構成されているとする。
各ポート１〜４から１個目のスイッチ素子９００が非導通の時は、前述したように分布定数線路１８０〜１８３で構成される９０度ハイブリッド回路の動作周波数は２ＧＨｚに設計されている。この状態において、各ポート１〜４から１個目のスイッチ素子９００を導通させ、各ポート１〜４に周波数２ＧＨｚにおける電気長が約２４度の分布定数線路９０１を接続させる。その結果、分布定数線路９０１は先端開放線路として働き、この時の９０度ハイブリッド回路の動作周波数は１.８ＧＨｚに変化する。

この各ポート１〜４それぞれに電気長約２４度の分布定数線路が接続された時の振幅特性の周波数特性を図１０に示す。横軸は周波数ＧＨｚであり、縦軸はポート１に入力する高周波信号に対する伝達特性をＳパラメータｄＢで表したもので、図３（ａ）と同一である。
ポート１に入力した信号がポート２に伝わる割合を示すＳ_２１及び、ポート３に伝わる割合を示すＳ_３１は、周波数１.８ＧＨｚにおいて約−３.０ｄＢを示している。反射量を意味するＳ_１１とポート４に伝達する割合を示すＳ_４１は共に、周波数１.８ＧＨｚにおいて−３０ｄＢ以下の値を示し、信号が殆ど反射されずに入力され、ポート４には殆ど信号が伝達されないことを示している。このように、各ポート１〜４それぞれに電気長が約２４度の先端開放線路が接続されると、動作周波数が２ＧＨｚであった９０度ハイブリッド回路の動作周波数が１.８ＧＨｚに変化したことが分かる。

次にスイッチ素子９００を導通させたままの状態で、各ポート１〜４から見て２個目のスイッチ素子９０２を導通させて電気長が約３６度の分布定数線路９０３を、電気長が約２４度の分布定数線路９０１に付加すると、各ポート１〜４に接続される分布定数線路の合計の線路長が約６０度となる。この時の９０度ハイブリッド回路の動作周波数は１.５ＧＨｚとなる。これは、線路単独の電気長が約６０度の分布定数線路５１,５３,５５,５７を各ポート１〜４に接続した説明済みの実施例２（図５）と同じである。この時の振幅及び位相の周波数特性も、図４と同じになる。

このように、複数の分布定数線路をスイッチ素子を介して順次接続してその電気長を延長することによって、動作周波数を順次低い方向に変化させることが出来る。

図１１に可変リアクタンス手段１０〜１３が、それぞれ複数のリアクタンス素子が直列接続された直列接続部と、直列接続部の一端と９０度ハイブリッド回路の対応するポートとの間に接続されるスイッチ素子と、複数のリアクタンス素子のそれぞれの９０度ハイブリッド回路と反対側の他端に接続される高周波信号を接地することが出来るスイッチ手段とで構成されているこの発明の実施例５を示す。
各ポート１〜４に接続される可変リアクタンス手段１０〜１３のそれぞれが、複数のリアクタンス素子が直列に接続された直列接続部１１０と、直列接続部１１０の一端と各ポート１〜４を接続するスイッチ素子１１１と、直列に接続された各リアクタンス素子のポート１と反対側の端に、一端を接続するスイッチ素子１１２と、スイッチ素子１１２の他端に一端が接続され、他端が接地された容量素子１１３とからなる複数の接地スイッチ手段１１４とによって構成される。分布定数線路９０３のスイッチ素子１１１と反対側の端に、更に直列に接続される分定数線路１１５が、複数接続されるとした意味の点点点の表記を介して示されている。スイッチ素子１１２と容量素子１１３との接続はその順番が逆でも良い。

ポート１に接続される可変リアクタンス手段１０は、周波数２ＧＨｚにおける電気長が約２４度の分布定数線路９０１と約３６度の分布定数線路９０３の２つが直列に接続されて直列接続部１１０を形成しているとする。
スイッチ素子１１１が導通状態では、今、直列接続部１１０が周波数２ＧＨｚにおける電気長が約２４度の分布定数線路９０１と約３６度の分布定数線路９０３との直列接続であるためその電気長は約６０度となり実施例２（図５）と同一の動作をする。したがって、９０度ハイブリッド回路の動作周波数は１.５ＧＨｚである。

この状態で分布定数線路９０１の他端に接続される接地スイッチ手段１１４のスイッチ素子１１２を導通させると、容量素子１１３の静電容量値はこの周波数帯におけるインピーダンスが無視できる程度の比較的大きな値なので、分布定数線路９０１の他端は容量素子１１３によって接地され、先端短絡線路として動作するようになる。
この結果、それまで１.５ＧＨｚの動作周波数は２.５ＧＨｚに変化する。この時の振幅及び位相の周波数特性を図１２に示す。図１２（ａ）は振幅特性、図１２（ｂ）は位相特性を示し、説明済みの図３と同じ特性である。ポート１に入力した信号がポート２に伝わる割合を示すＳ_２１及び、ポート３に伝わる割合を示すＳ_３１は、周波数２.５ＧＨｚにおいて約−３.０ｄＢを示している。反射量を意味するＳ_１１とポート４に信号が伝達する割合を示すＳ_４１は共に、周波数２.５ＧＨｚにおいて約−２８ｄＢを示し、信号が殆ど反射されずに入力され、ポート４には殆ど信号が伝達されないことを示している。

又、図１２（ｂ）に示す位相の周波数特性においては、ポート１に入力した高周波信号に対するポート２に出力される信号の位相を示すＳ_２１が、周波数２.５ＧＨｚにおいて−９０°、ポート３に出力される信号の位相を示すＳ_３１が、同じく周波数２.５ＧＨｚにおいて−１８０°を示している。
このようにポートから見て１個目の接地スイッチ手段１１４によって、分布定数線路９０１を先端短絡線路として動作させることで動作周波数帯を例えば１.５ＧＨｚから２.５ＧＨｚへと、９０度ハイブリッド回路の動作周波数を大きく変化させることが出来た。

次に先ほど導通させた接地スイッチ手段１１４のスイッチ素子１１２を非導通とし、ポート１から見て２個目の分布定数線路９０３に接続された接地スイッチ手段１１４のスイッチ素子１１２を導通させる。すると、分布定数線路９０１と９０３の直列接続された約６０度の電気長の線路が先端短絡線路として動作するようになる。
この時の動作周波数は２.２ＧＨｚとなり、その特性は説明済みの図８と同じ特性を示す。このように複数のリアクタンス素子が直列接続され、各リアクタンス素子の各ポート１〜４と反対側の端に接続された接地スイッチ手段のスイッチ素子を排他的に導通させることで、複数のリアクタンス素子の直列接続で決定される周波数を最も低い周波数とし、それよりも高い複数の動作周波数を得ることが出来る。

図１３に可変リアクタンス手段１０〜１３が、９０度ハイブリッド回路の各端子に接続される複数のスイッチ素子と、そのスイッチ素子のそれぞれに接続される複数のリアクタンス素子とで構成されるこの発明の実施例６を示す。
各ポート１〜４に接続される可変リアクタンス手段１０〜１３のそれぞれが、ポートに一端を接続する複数のスイッチ素子１３０,１３１,１３２とそれぞれのスイッチ素子１３０,１３１,１３２の他端に一端を接続する複数のリアクタンス素子１３３,１３４,１３５とによって構成される。各スイッチ素子１３０,１３１,１３２とリアクタンス素子１３３,１３４,１３５は、更に数を増やして並列に接続しても良く、それを点点点で省略して表記している。

各スイッチ素子を選択的に導通させて、各ポートに接続するリアクタンス値を可変することで９０度ハイブリッド回路の動作周波数を可変することが可能である。具体的な例については、今までの説明から明らかなので、ここでの説明は省略する。

図１４に可変リアクタンス手段１０〜１３が、９０度ハイブリッド回路の各端子に接続される複数のスイッチ素子と、スイッチ素子それぞれに接続される複数のリアクタンス素子と、複数のリアクタンス素子の他端を接地する容量性素子とで構成されているこの発明の実施例７を示す。
実施例７は実施例６の各リアクタンス素子１３３〜１３５のポート１と反対側の端に、その使用周波数帯において十分小さなインピーダンスとなる静電容量値を持つ他端が接地された容量素子１４０，１４１，１４２を、それぞれ接続するようにしたものである。

このように構成し、例えば各リアクタンス素子を分布定数線路で構成すると、実施例６では先端開放線路として動作した各リアクタンス素子が先端短絡線路として動作する。実施例６と同様に各スイッチ素子とリアクタンス素子、及び容量素子は３個以上並列に接続しても良い。それを図では点点点で省略して表記している。
各スイッチ素子を選択的に導通させて、各ポートに接続するリアクタンス値を可変することで９０度ハイブリッド回路の動作周波数を可変することが可能である。具体的な例については、今までの説明から明らかなので、ここでの説明は省略する。

図１５に可変リアクタンス手段１０〜１３が、スイッチ素子とリアクタンス素子とが互いに順次直列に接続された直列接続と、各リアクタンス素子のブランチライン型９０度ハイブリッド回路と反対側の端と接地との間に接続された高周波信号を接地することが出来る接地スイッチ手段とで構成されているこの発明の実施例８を示す。
実施例８は説明済みの実施例４（図９）の構成の各リアクタンス素子のポート１と反対側の端に、実施例５（図１１）で示した一端を接続するスイッチ素子１１２とスイッチ素子１１２の他端に一端を接続する他端が接地された容量素子１１３とからなる接地スイッチ手段１１４が接続されるようにしたものである。図１５のリアクタンス素子９０３及び接地スイッチ素子１１４のポート１と反対側に表記している点点点は、更にリアクタンス素子及び接地スイッチ手段が同じ構成で設けられること意味している。

このように構成することで動作周波数の選択肢を増やすことが可能となる。具体的な例については、今までの説明から明らかなので、ここでの説明は省略する。

各ポート１〜４に接続する可変リアクタンス手段１０〜１３のリアクタンス値によっては、９０度ハイブリッド回路の入力及び出力を見たインピーダンスが大きく変化することで整合条件が崩れてしまい所望の周波数特性にすることが出来なくなることがある。したがって、信号を効率よく伝送するためには整合回路が必要となる。上記インピーダンスは周波数によって異なるため、整合回路においても複数の周波数で整合がとれるものが必要である。
そこで実施例９としては、可変リアクタンス手段１０〜１３の値を変えて９０度ハイブリッド回路の動作周波数を変化させたときにも整合条件が満たされるように、９０度ハイブリッド回路の各ポートに一端を接続し、他端が新たな９０度ハイブリッド回路の入出力端子となる各ポート側を見たインピーダンスと等しいインピーダンスを持つ分布定数線路を接続し、その分布定数線路の他端に接続される整合用可変リアクタンス手段とを設けることで、動作周波数を変えた場合でも整合が取れるようにしたものである。

図１６に９０度ハイブリッド回路の各ポートに整合回路を付加した実施例９を示す。各ポート１〜４に各ポート側を見たインピーダンス（以下、ポートインピーダンスと称す）と等しい特性インピーダンスＺ_０の分布定数線路１６０〜１６３の一端がそれぞれ接続され、分布定数線路１６０〜１６３の他端が新たな９０度ハイブリッド回路の入出力端子となる。分布定数線路１６０〜１６３の他端それぞれには、スイッチ素子１６４〜１６７を介してリアクタンス素子１６８〜１７１が接続される整合用可変リアクタンス手段１７３〜１７６が接続される。
各ポート１〜４には、可変リアクタンス手段１０〜１３としてスイッチ素子５０,５２,５４,５６と周波数２ＧＨｚにおける電気長が約１３５度の分布定数線路１７２とからなる可変リアクタンス手段１０〜１３が接続されている。

各可変リアクタンス手段１０〜１３の各スイッチ素子５０,５２,５４,５６が非導通の時、動作周波数は２ＧＨｚである。この時、各ポート１〜４に接続される分布定数線路１６０〜１６３の特性インピーダンスはポートインピーダンスと等しいため、整合が取れている。
次に動作周波数を１.０ＧＨｚに変化させる目的で、可変リアクタンス手段１０〜１３の各スイッチ素子５０,５２,５４,５６を導通させて電気長約１３５度の分布定数線路１７２をそれぞれのポート１〜４に接続させる。このときの各端子の振幅の周波数特性を図１７（ａ）に示す。

１.０ＧＨｚにおける分布定数線路１６０の他端に入力した信号が分布定数線路１６の
他端に伝わる割合を示すＳ_２１が約−３.５ｄＢと目標の−３.０ｄＢからずれている。又反射量を意味するＳ_１１と分布定数線路１６３の他端に信号が伝達する割合を示すＳ_４１は共に、約−１５ｄＢ（約３％）と、今まで説明して来た例と比較すると約３０倍程度悪化しており、９０度ハイブリッド回路としては使用できない特性になっている。
又、図１７（ａ）では周波数が約２.３ＧＨｚにおいてＳ_２１とＳ_３１が約−３ｄＢであり、反射量を示すＳ_１１とＳ_４１が−３０ｄＢ以下の小さな値を示している。これは可変リアクタンス手段１０〜１３を分布定数線路で構成している為に、その周期性から偶々そのような値を示しているだけで、設計狙い値では無いのでここでは関係ないものとして無視する。

このように可変リアクタンス手段１０〜１３に比較的大きな値のリアクタンス値を持って来ると、整合条件が狂い満足な特性が得られなくなる。整合が取れていないこの状態を図１７（ｂ）のスミスチャートに示す。スミスチャートは良く知られているように、インピーダンスと反射係数との関係を図表化したものであり、回路のインピーダンスマッチングの状態を簡単に見極めることが出来るものである。
スミスチャートにおいて整合条件が成り立っていると、その回路の使用周波数におけるインピーダンス値がインピーダンスの実数部を表す図１７（ｂ）の円の中心線横軸の１.０と表記された点に重なる。１.０は正規化されたインピーダンスでありポートインピーダンスを５０Ωとすると、１.０の点が特性インピーダンス５０Ωと言うことになる。

先ほどの可変リアクタンス手段１０〜１３のスイッチ素子５０,５２,５４,５６だけを導通させ、分布定数線路１６０の他端からポート１側を見たインピーダンスの周波数０．５ＧＨｚ〜３ＧＨｚにおける軌跡を示したものが図１７（ｂ）である。
周波数が０.５ＧＨｚにおいては、インピーダンスが実部の０.１５付近にあり、その後、周波数の上昇に伴い時計方向に回転する軌跡を示し、設計狙いである周波数１.０ＧＨｚにおけるインピーダンスは実部の約０.７の点に重なっている。整合が取れている状態である１.０の点から０.３ずれており整合が取れていないことが分かる。

そこで、９０度ハイブリッド回路としての新たな入出力端子に接続されるスイッチ素子１６４〜１６７を導通させ電気長が３９度の分布定数線路１６８〜１７１を接続させる。
その状態での先ほどの図１７（ｂ）と対応するスミスチャートを図１８（ａ）に示す。周波数０.５ＧＨｚにおけるインピーダンスは、約０.２８＋ｊ０．３５の値を示し、そこから周波数の上昇に伴って時計周りの軌跡を描き、周波数１.０ＧＨｚにおいて１.０の点に重なっている。

これは周波数１.０ＧＨｚにおいて分布定数線路１６８〜１７１の他端から各ポート１〜４側を見たインピーダンスがポートインピーダンス５０Ωに整合していることを意味する。このように各入出力端子にリアクタンス素子を接続することで、整合条件を満たすことが可能である。
この時の各端子の振幅の周波数特性を図１８（ｂ）に示す。１.０ＧＨｚにおける分布定数線路１６０の他端に入力した信号が分布定数線路１６１の他端に伝わる割合を示すＳ_２１と、分布定数線路１６２の他端に伝わる割合を示すＳ_３１が共に約−３.０ｄＢの値を示し、反射量を意味するＳ_１１と分布定数線路１６３の他端に信号が伝達する割合を示すＳ_４１も共に、−３０ｄＢ以下の値を示していて、９０度ハイブリッッド回路として使用可能な特性を示している。又、図１７（ａ）の周波数２.３ＧＨｚ付近にあった反射が少なくなる点は、図１７（ｂ）において消失していて、設計の狙い値である周波数１ＧＨｚにおいてのみ有効な特性を示している。

このように可変リアクタンス手段１０〜１３のリアクタンス値を大きくした際に、整合条件が崩れてしまうのを９０度ハイブリッド回路の各ポートに９０度ハイブリッド回路のポートインピーダンスと等しい特性インピーダンスの分布定数線路と、その分布定数線路の他端に接続される整合用可変リアクタンス手段とを設けることで防止することが可能である。
また、図１６の説明においては、可変リアクタンス手段１０〜１３の取り得るリアクタンス値を１種、整合用可変リアクタンス手段１７３〜１７６のとり得るリアクタンス値も１種である例を説明したが、それぞれ複数有っても良い。

また、図１６に示した実施例は、基本的な構成は実施例２（図５）で説明した９０度ハイブリッド回路の各ポート１〜４に整合回路を付加する形であったが、今までに説明して来た全ての実施例に対して有効なものである。
〔第２実施形態〕
これまでの説明では、分布定数線路がリング状に接続された９０度ハイブリッド回路の各ポートに可変リアクタンス手段を接続する構成でこの発明を説明して来た。しかし、複数の集中定数素子が接続された回路を４つリング状に接続して９０度ハイブリッド回路を構成し、その各ポートに可変リアクタンス手段を接続するようにしても良い。

分布定数線路は、式（１）と式（２）に示した関係のアドミタンス値になる集中定数素子で構成されたπ型回路に置き換えることが出来る。図１９にその例を示す。
図１９（ａ）は４つのインダクタ２００，２０１，２０２，２０３がリング状に接続され、各インダクタ２００，２０１，２０２，２０３の両端に一端が接地されたキャパシタ２０４，２０５が接続されている。すなわちインダクタ２００とキャパシタ２０４とによるπ型回路２２０は分布定数線路１８０に相当し、インダクタ２０１とキャパシタ２０５によるπ型回路２３０が分布定数線路１８１に対応し、同様にインダクタ２０２及び２０３をそれぞれ含むπ型回路２４０及び２５０が分布定数線路１８２及び１８３と対応している。

この実施例１０においても、これらリング状に接続されたπ型回路２２０〜２５０の各接続点に、可変リアクタンス手段１０〜１３がそれぞれ接続される。これら可変リアクタンス手段１０〜１３は、それぞれ先に説明した各種のものと対応するものが用いられる。
例えば、結合度Ｃを−３ｄＢに設定する目的で分布定数線路１８０の特性インピーダンスＺ_ａは、分布定数線路１８１の特性インピーダンスＺ_ｂの１/√２に設定されるので、インダクタ２００のインダクタンス値をインダクタ２０１のインダクタンス値Ｚ_ｂ/ωの１/√２の値に設定すれば良い。キャパシタ２０４も同様にキャパシタ２０５のキャパシンタンス値１/（Ｚ_ｂω）の１/√２の値に設定すれば、電気長がほぼ４分の１の分布定数線路と等価にすることが出来る。尚、説明の都合から各インダクタの参照符号を変えて表記したが、今までの説明から明らかなように、インダクタ２００と２０１、インダクタ２０１と２０３は同一のインダクタンス値である。

図１９（ｂ）に他の例を示す。図１９（ｂ）は４つのキャパシタ２０６〜２０９がリング状に接続され、各キャパシタ２０６，２０７，２０８，２０９の両端に一端が接地されたインダクタ２１０，２１１が接続されている。このように図１９（ａ）のインダクタとキャパシタの位置関係が逆転した構成のπ型回路でも置き換えが可能である。
要するに式（１）と式（２）に示したアドミタンスの関係になるようにすれば集中定数素子で構成した９０度ハイブリッド回路に対してこの発明を適用しても、複数の周波数帯において動作が可能な９０度ハイブリッド回路が実現出来る。

実施例９に９０度ハイブリッド回路の各ポート１〜４にポートインピーダンスと等しい分布定数線路と可変リアクタンス手段とによる整合回路を付加した例を示したが、この整合回路についても前述したような集中定数素子で構成しても良い。
図２０に９０度ハイブリッド回路の各ポート１〜４に例えば集中定数素子によって構成された周波数可変整合回路を接続した実施例を示す。各ポート１〜４に周波数可変整合回路３００〜３０３の一端が接続され、周波数可変整合回路３００〜３０３の他端が新たな９０度ハイブリッド回路の入出力端子となっている。

可変リアクタンス手段１０〜１３のリアクタンス値が変更され９０度ハイブリッド回路の動作周波数が可変され、各ポートインピーダンスが変化した場合でも、各ポート１〜４に接続された周波数可変整合回路３００〜３０３の特性インピーダンスをそのインピーダンスの変化に合わせて整合条件が満足できる値に設計しておく。そうすることで、動作周波数を変化させた場合でも効率よく動作する９０度ハイブリッド回路を実現することが可能である。
以上述べてきたようにこの発明による９０度ハイブリッド回路によれば、大きな回路面積を必要とする分布定数線路若しくは複数の集中定数リアクタンス素子からなる回路の４つが方形状に接続された部分を、共通に利用して複数の周波数帯に対応することが可能となる。したがって、動作周波数の数が多いほど回路面積が小型にできる９０度ハイブリッド回路を提供することが可能となる。

この発明による９０度ハイブリッド回路の基本構成を示す図である。この発明の実施例１を示す図である。図２の振幅及び位相の周波数特性を示す図である。図２の振幅及び位相の周波数特性を示す図である。この発明の実施例２を示す図である。具体的なスイッチ素子を用いて実施例２を構成した一例を示す図である。この発明の実施例３を示す図である。図７の周波数−振幅特性を示す図である。この発明の実施例４を示す図である。図９の周波数−振幅特性を示す図である。この発明の実施例５を示す図である。図１１の振幅及び位相の周波数特性を示す図である。この発明の実施例６を示す図である。この発明の実施例７を示す図である。この発明の実施例８を示す図である。この発明の実施例９を示す図である。図１６の特性を示す図である。図１６の特性を示す図である。分布定数線路を集中定数素子に置き換えた実施例１０，１１を示す図である。この発明の実施例１２を示す図である。従来のブランチライン型９０度ハイブリッド回路を示す図である。特許文献１に示された直交変調器を示す図である。

Claims

分布定数線路若しくは複数の集中定数リアクタンス素子からなる回路の４つがリング状に接続され、その各４つの接続点を端子とし、１つの端子に入力された高周波信号が、他の２つの端子から同一レベルで互いに９０度の位相差を持って出力されるブランチライン型９０度ハイブリッド回路において、
上記各端子にそれぞれ一端を接続するスイッチ素子と、
上記スイッチ素子の他端に一端が接続される分布定数線路と具備したことを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。
請求項１において、
上記リング状の分布定数線路からなるリアクタンス素子と、ＭＭＩＣで形成された上記スイッチ素子と、そのスイッチ素子の他端に一端が接続される分布定数線路とが同一基板に形成されていることを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。
請求項１又は２において、
上記分布定数線路の他端を接地する容量性素子が該他端に接続されていることを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。
請求項１又は２において、
上記スイッチ素子の他端に一端が接続される分布定数線路は、複数の分布定数線路とスイッチ素子とが交互に順次直列に接続されて構成されていることを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。
請求項１又は２において、
上記スイッチ素子の他端に一端が接続される分布定数線路は、複数の分布定数線路が直列に接続され、それぞれの分布定数線路間の接続部に高周波信号を接地することが出来る接地スイッチ手段が接続されていることを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。
分布定数線路若しくは複数の集中定数リアクタンス素子からなる回路の４つがリング状に接続され、その各４つの接続点を端子とし、１つの端子に入力された高周波信号が、他の２つの端子から同一レベルで互いに９０度の位相差を持って出力されるブランチライン型９０度ハイブリッド回路において、
上記端子にそれぞれ一端が接続される複数のスイッチ素子と、
上記スイッチ素子それぞれの他端に一端が接続される複数の分布定数線路とを具備することを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。
請求項６において、
上記スイッチ素子に接続された分布定数線路のそれぞれの他端にそれぞれこれを接地する容量性素子が接続されていることを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。
請求項４において、
上記直列に接続され分布定数線路の末端は、高周波信号を接地することが出来る接地スイッチ手段が接続されていることを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。
請求項１乃至８のいずれかにおいて、
上記端子のそれぞれに、一端が接続され、上記ブランチライン型９０度ハイブリッド回路のポートインピーダンスと等しい特性インピーダンスの分布定数線路と、
上記分布定数線路の他端に一端が接続されたスイッチ素子と、
上記スイッチ素子の他端に接続された分布伝送線路とを具備することを特徴とするブランチライン型９０度ハイブリッド回路。