JPH06216687A - 周波数可変方向性結合器 - Google Patents
周波数可変方向性結合器Info
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- JPH06216687A JPH06216687A JP585993A JP585993A JPH06216687A JP H06216687 A JPH06216687 A JP H06216687A JP 585993 A JP585993 A JP 585993A JP 585993 A JP585993 A JP 585993A JP H06216687 A JPH06216687 A JP H06216687A
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- JP
- Japan
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- directional coupler
- capacitance
- frequency
- circuit
- terminal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 モノリシックマイクロ波集積回路に好適な方
向性結合器に関し、使用する中心周波数を変化させるこ
とのできる方向性結合器の実現を目的とする。 【構成】 ４本の、４分の１波長より短い伝送線路を、
方形状に接続して、その４箇所の接続点のそれぞれと接
地間に可変容量素子を接続し、上記各接続点を右回りに
第１、第２、第３、第４の端子とするとき、第１の端子
を信号入力端子として、第２および第３の端子を信号出
力端子として、第４の端子をアイソレーション端子とし
て用いるように構成する。
向性結合器に関し、使用する中心周波数を変化させるこ
とのできる方向性結合器の実現を目的とする。 【構成】 ４本の、４分の１波長より短い伝送線路を、
方形状に接続して、その４箇所の接続点のそれぞれと接
地間に可変容量素子を接続し、上記各接続点を右回りに
第１、第２、第３、第４の端子とするとき、第１の端子
を信号入力端子として、第２および第３の端子を信号出
力端子として、第４の端子をアイソレーション端子とし
て用いるように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、モノリシックマイクロ
波集積回路等に用いる方向性結合器に関し、特に中心周
波数を変化させることのできる方向性結合器に係る。
波集積回路等に用いる方向性結合器に関し、特に中心周
波数を変化させることのできる方向性結合器に係る。
【０００２】
【従来の技術】従来のブランチライン型方向性結合器の
第１の例を図４に示す。同図において１は入力端子、
２，３は出力端子、４はアイソレーション端子、１７，
１９は特性インピーダンス３５Ω電気長λ／４の伝送線
路、１８，２０は特性インピーダンス５０Ω電気長λ／
４の伝送線路である。λ／４の伝送線路１７〜２０によ
って構成される回路は、いわゆるブランチライン型の９
０度ハイブリッドである。
第１の例を図４に示す。同図において１は入力端子、
２，３は出力端子、４はアイソレーション端子、１７，
１９は特性インピーダンス３５Ω電気長λ／４の伝送線
路、１８，２０は特性インピーダンス５０Ω電気長λ／
４の伝送線路である。λ／４の伝送線路１７〜２０によ
って構成される回路は、いわゆるブランチライン型の９
０度ハイブリッドである。
【０００３】従来の方向性結合器の第２の例を図５に示
す。同図において、１〜４は図１と同じ端子であり、
５，７は特性インピーダンスＺ、電気長θ2 の伝送線
路、６，８は特性インピーダンスＺ，電気長θ1 の伝送
線路、２１〜２４は装荷容量（シャントキャパシタン
ス）を表している。前記第１の例のようにλ／４伝送線
路を回路に使用することはモノリシックマイクロ波集積
回路の場合、回路が大型化するため好ましくない。例え
ば、λ／４伝送線路の長さは１ＧＨｚにおいて、約３０
ｍｍであり、１０ＧＨｚでも、約３ｍｍである。とく
に、能動素子を同時に基板内につくりこむモノリシック
マイクロ波集積回路の場合、回路に使用する能動素子の
大きさは、０．５ｍｍ角以下であり、λ／４は相対的に
非常に大きくなってしまう。このため、回路を小型化す
る工夫が必要である。
す。同図において、１〜４は図１と同じ端子であり、
５，７は特性インピーダンスＺ、電気長θ2 の伝送線
路、６，８は特性インピーダンスＺ，電気長θ1 の伝送
線路、２１〜２４は装荷容量（シャントキャパシタン
ス）を表している。前記第１の例のようにλ／４伝送線
路を回路に使用することはモノリシックマイクロ波集積
回路の場合、回路が大型化するため好ましくない。例え
ば、λ／４伝送線路の長さは１ＧＨｚにおいて、約３０
ｍｍであり、１０ＧＨｚでも、約３ｍｍである。とく
に、能動素子を同時に基板内につくりこむモノリシック
マイクロ波集積回路の場合、回路に使用する能動素子の
大きさは、０．５ｍｍ角以下であり、λ／４は相対的に
非常に大きくなってしまう。このため、回路を小型化す
る工夫が必要である。
【０００４】一般に、特性インピーダンスＺ0 のλ／４
の伝送線路は両端にシャントキャパシタンスＣを装荷し
た電気長θ（０＜θ＜９０）、特性インピーダンスＺの
伝送線路で置き換えることが可能であり、このとき、容
量と伝送線路の長さ、特性インピーダンスには、”数
１”、”数２”のような関係がある。
の伝送線路は両端にシャントキャパシタンスＣを装荷し
た電気長θ（０＜θ＜９０）、特性インピーダンスＺの
伝送線路で置き換えることが可能であり、このとき、容
量と伝送線路の長さ、特性インピーダンスには、”数
１”、”数２”のような関係がある。
【０００５】
【数１】
【０００６】
【数２】
【０００７】これらの関係式は、λ／４より短い伝送線
路と一端を接地した２つのキャパシタとから構成される
回路の四端子パラメータと、９０度の電気長の伝送線路
の四端子パラメータとが等しくなる条件を求めて決定し
ている。図５は特性インピーダンスＺ0 のλ／４の伝送
線路は両端にシャントキャパシタンスＣを装荷した電気
長θ（０＜θ＜９０）、特性インピーダンスＺの伝送線
路で置き換えを行ったものである。
路と一端を接地した２つのキャパシタとから構成される
回路の四端子パラメータと、９０度の電気長の伝送線路
の四端子パラメータとが等しくなる条件を求めて決定し
ている。図５は特性インピーダンスＺ0 のλ／４の伝送
線路は両端にシャントキャパシタンスＣを装荷した電気
長θ（０＜θ＜９０）、特性インピーダンスＺの伝送線
路で置き換えを行ったものである。
【０００８】具体的には、特性インピーダンス３５Ωの
λ／４伝送線路は、特性インピーダンスＺ、電気長θ1
の伝送線路とシャントキャパシタンスに、特性インピー
ダンス５０Ωのλ／４伝送線路は、特性インピーダンス
Ｚ、電気長θ2 の伝送線路とシャントキャパシタンス
に、置き換えられており、これによって、ハイブリッド
の小型化が可能となる。これらの各要素の間には”数
３”〜”数６”の関係が成り立つ。なお、”数５”、”
数６”の、Ｚ0 ＝５０である。
λ／４伝送線路は、特性インピーダンスＺ、電気長θ1
の伝送線路とシャントキャパシタンスに、特性インピー
ダンス５０Ωのλ／４伝送線路は、特性インピーダンス
Ｚ、電気長θ2 の伝送線路とシャントキャパシタンス
に、置き換えられており、これによって、ハイブリッド
の小型化が可能となる。これらの各要素の間には”数
３”〜”数６”の関係が成り立つ。なお、”数５”、”
数６”の、Ｚ0 ＝５０である。
【０００９】
【数３】
【００１０】
【数４】
【００１１】
【数５】
【００１２】
【数６】
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】図４および図５に基づ
いて説明した従来の方向性結合器は、その回路を構成す
る上で伝送線路を用いている。このため設計より高い周
波数で用いたときには、線路の電気長はλ／４より長く
みえるし、また、低い周波数で用いたときには、線路の
電気長はλ／４より短く見えることになる。従って、中
心周波数のみでしか方向性結合器として機能しない。
いて説明した従来の方向性結合器は、その回路を構成す
る上で伝送線路を用いている。このため設計より高い周
波数で用いたときには、線路の電気長はλ／４より長く
みえるし、また、低い周波数で用いたときには、線路の
電気長はλ／４より短く見えることになる。従って、中
心周波数のみでしか方向性結合器として機能しない。
【００１４】そのため、従来の方向性結合器は特定の周
波数でしか使用できないという問題点があった。本発明
は、小型であって、かつ、中心周波数を変化させること
が可能であり、これによって種々の周波数で使用するこ
とのできる方向性結合器を実現することを目的としてい
る。
波数でしか使用できないという問題点があった。本発明
は、小型であって、かつ、中心周波数を変化させること
が可能であり、これによって種々の周波数で使用するこ
とのできる方向性結合器を実現することを目的としてい
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば上述の問
題点は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成さ
れる。
題点は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成さ
れる。
【００１６】すなわち、請求項１の発明は４本の、４分
の１波長より短い伝送線路を方形状に接続して、その４
箇所の接続点のそれぞれと接地間に可変容量素子を接続
し、上記各接続点を右回りに第１、第２、第３、第４の
端子とするとき、第１の端子を信号入力端子として、第
２および第３の端子を信号出力端子として、第４の端子
をアイソレーション端子として用いるように構成した周
波数可変方向性結合器である。
の１波長より短い伝送線路を方形状に接続して、その４
箇所の接続点のそれぞれと接地間に可変容量素子を接続
し、上記各接続点を右回りに第１、第２、第３、第４の
端子とするとき、第１の端子を信号入力端子として、第
２および第３の端子を信号出力端子として、第４の端子
をアイソレーション端子として用いるように構成した周
波数可変方向性結合器である。
【００１７】また、請求項２の発明は、請求項１の構成
の可変容量素子に並列にキャパシタを接続したものであ
る。
の可変容量素子に並列にキャパシタを接続したものであ
る。
【００１８】
【作用】本発明によれば、各端子に可変容量素子を装荷
することによって方向性結合器の大きさを小型化するこ
とができると共に、該可変容量素子の値を変えることに
よって、伝送線路の実効長を変化させ、方向性結合器の
中心周波数を変化させることができる。このように、本
発明によれば従来の構成と比較して小型で広い周波数に
わたって使用可能な方向性結合器を実現することができ
る。
することによって方向性結合器の大きさを小型化するこ
とができると共に、該可変容量素子の値を変えることに
よって、伝送線路の実効長を変化させ、方向性結合器の
中心周波数を変化させることができる。このように、本
発明によれば従来の構成と比較して小型で広い周波数に
わたって使用可能な方向性結合器を実現することができ
る。
【００１９】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例を示す図であ
る。同図において、数字符号１〜８は図５の場合と同様
であり、９〜１２は、それぞれ、可変容量素子を表して
いる。この実施例の構成は、前述した図５の従来の構成
に対してシャントキャパシタンスが可変容量素子（バラ
クタ）に置換されているところが相違する。
る。同図において、数字符号１〜８は図５の場合と同様
であり、９〜１２は、それぞれ、可変容量素子を表して
いる。この実施例の構成は、前述した図５の従来の構成
に対してシャントキャパシタンスが可変容量素子（バラ
クタ）に置換されているところが相違する。
【００２０】図１の回路では、図５の例で計算されるキ
ャパシタの容量値（Ｃ）が、バラクタの容量（Ｃｖ）の
最大容量値（Ｃｍａｘ）と最小容量値（Ｃｍｉｎ）の中
間の値となるように選んでいる。ここで、Ｃｖ＝Ｃのと
きは、方向性結合器としての効果は図５の例と等しくな
る。前記”数６”をωで微分すれば、”数７”となり、
これから、ある周波数ω0 からΔω（ω0 ＞＞Δω）だ
け離れた場合の容量変化量は”数８”で表される。
ャパシタの容量値（Ｃ）が、バラクタの容量（Ｃｖ）の
最大容量値（Ｃｍａｘ）と最小容量値（Ｃｍｉｎ）の中
間の値となるように選んでいる。ここで、Ｃｖ＝Ｃのと
きは、方向性結合器としての効果は図５の例と等しくな
る。前記”数６”をωで微分すれば、”数７”となり、
これから、ある周波数ω0 からΔω（ω0 ＞＞Δω）だ
け離れた場合の容量変化量は”数８”で表される。
【００２１】
【数７】
【００２２】
【数８】
【００２３】この結果から、設計中心周波数より周波数
が低いときに図１の回路を方向性結合器として動作させ
るためには、伝送線路の電気長が長く見えるようにすれ
ばよいので、装荷容量を大きくすればよく、周波数が高
いときに方向性結合器として動作させるためには、伝送
線路の電気長が短く見えるようにすればよいので、装荷
容量を小さくすればよいことがわかる。
が低いときに図１の回路を方向性結合器として動作させ
るためには、伝送線路の電気長が長く見えるようにすれ
ばよいので、装荷容量を大きくすればよく、周波数が高
いときに方向性結合器として動作させるためには、伝送
線路の電気長が短く見えるようにすればよいので、装荷
容量を小さくすればよいことがわかる。
【００２４】図３に第１の実施例のシミュレーションに
よる特性を示す。この例では、１１ＧＨｚが中心周波数
である。設計周波数である１１ＧＨｚでの装荷容量をＣ
ｏとする。（ａ）は装荷容量がＣｏより大きい場合であ
り、中心周波数は１．７ＧＨｚ低いほうに移動してい
る。（ｂ）は装荷容量がＣｏの場合であり、中心周波数
は１１ＧＨｚである。（ｃ）は装荷容量がＣｏより小さ
い場合であり、中心周波数は２．５ＧＨｚ高いほうに移
動している。これらの図のうち（ｂ）は、図５で示した
従来の例と同じ特性である。（ａ）、（ｃ）ともに実用
上問題のない、リターンロス２０ｄＢ、２つの出力端子
間の出力の差０．５ｄＢ以内、位相差９０±１度の範囲
に入っている。
よる特性を示す。この例では、１１ＧＨｚが中心周波数
である。設計周波数である１１ＧＨｚでの装荷容量をＣ
ｏとする。（ａ）は装荷容量がＣｏより大きい場合であ
り、中心周波数は１．７ＧＨｚ低いほうに移動してい
る。（ｂ）は装荷容量がＣｏの場合であり、中心周波数
は１１ＧＨｚである。（ｃ）は装荷容量がＣｏより小さ
い場合であり、中心周波数は２．５ＧＨｚ高いほうに移
動している。これらの図のうち（ｂ）は、図５で示した
従来の例と同じ特性である。（ａ）、（ｃ）ともに実用
上問題のない、リターンロス２０ｄＢ、２つの出力端子
間の出力の差０．５ｄＢ以内、位相差９０±１度の範囲
に入っている。
【００２５】図１の回路が（ａ）から（ｃ）までの間の
特性を保つことができ、帯域幅が４．２ＧＨｚであるの
に対し、従来の回路の帯域幅は０．９ＧＨｚであって、
図１の回路において中心周波数を可変にしたことによっ
て約４．７倍の広範囲にわたり方向性結合器の特性が得
られていることがわかる。
特性を保つことができ、帯域幅が４．２ＧＨｚであるの
に対し、従来の回路の帯域幅は０．９ＧＨｚであって、
図１の回路において中心周波数を可変にしたことによっ
て約４．７倍の広範囲にわたり方向性結合器の特性が得
られていることがわかる。
【００２６】図２は本発明の第２の実施例を示す図であ
る。この構成では、図１の構成と比較しシャントキャパ
シタンス１３〜１６を回路に接続している点に相違があ
る。図２の回路では、図５の例で計算されるキャパシタ
の容量値が、バラクタの最大値とバラクタに並列に接続
した容量の値の和と、バラクタの最小値とバラクタに並
列に接続した容量の値の和との中間の値となるように選
んでいる。これは小さなバラクタをもちいても、不足す
る容量分をシャントキャパシタンスによって補うこと
で、図１の構成と同様な回路を実現することが可能であ
ることを示したものであり、動作原理は図１で示した第
１の実施例の場合と同じである。
る。この構成では、図１の構成と比較しシャントキャパ
シタンス１３〜１６を回路に接続している点に相違があ
る。図２の回路では、図５の例で計算されるキャパシタ
の容量値が、バラクタの最大値とバラクタに並列に接続
した容量の値の和と、バラクタの最小値とバラクタに並
列に接続した容量の値の和との中間の値となるように選
んでいる。これは小さなバラクタをもちいても、不足す
る容量分をシャントキャパシタンスによって補うこと
で、図１の構成と同様な回路を実現することが可能であ
ることを示したものであり、動作原理は図１で示した第
１の実施例の場合と同じである。
【００２７】以上示したように、上記図１、図２に示す
構成によって、方向性結合器の大きさを小型化すること
が可能であり、かつ、中心周波数が制御可能な方向性結
合器を実現することができる。
構成によって、方向性結合器の大きさを小型化すること
が可能であり、かつ、中心周波数が制御可能な方向性結
合器を実現することができる。
【００２８】さらに、これまでの説明では、第１の実施
および第２の実施例の回路を方向性結合器と呼び、電力
分配に使用する例について説明したが、これらは、第
２、第３の端子を入力端子とし、第１の端子を出力端子
とし、第４の端子をアイソレーション端子として電力合
成に使用することも可能である。
および第２の実施例の回路を方向性結合器と呼び、電力
分配に使用する例について説明したが、これらは、第
２、第３の端子を入力端子とし、第１の端子を出力端子
とし、第４の端子をアイソレーション端子として電力合
成に使用することも可能である。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように、本説明によれば、
各端子に可変容量素子を装荷する事によって方向性結合
器の大きさを小型化し、かつ、中心周波数が制御可能な
方向性結合器を実現することができる。この方向性結合
器を用いれば、位相偏差の少ない広帯域直交変調器や可
変バンドパスフィルタが構成できる。
各端子に可変容量素子を装荷する事によって方向性結合
器の大きさを小型化し、かつ、中心周波数が制御可能な
方向性結合器を実現することができる。この方向性結合
器を用いれば、位相偏差の少ない広帯域直交変調器や可
変バンドパスフィルタが構成できる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図３】可変容量素子の値と方向性結合器の特性の関係
を示す図である。
を示す図である。
【図４】従来の方向性結合器の第１の例を示す図であ
る。
る。
【図５】従来の方向性結合器の第２の例を示す図であ
る。
る。
１ 方向性結合器の入力端子 ２，３ 方向性結合器の出力端子 ４ 方向性結合器のアイソレーション端子 ５，７ 特性インピーダンスＺ、電気長θ2 の伝送線路 ６，８ 特性インピーダンスＺ、電気長θ1 の伝送線路 ９，１０，１１，１２ 可変容量素子 １３，１４，１５，１６ シャントキャパシタンス １７，１９ ３５Ω λ／４伝送線路 １８，２０ ５０Ω λ／４伝送線路 ２１，２２，２３，２４ 装荷容量
Claims (2)
- 【請求項１】 ４本の、４分の１波長より短い伝送線路
を、方形状に接続して、 その４箇所の接続点のそれぞれと接地間に可変容量素子
を接続し、 上記各接続点を右回りに第１、第２、第３、第４の端子
とするとき、 第１の端子を信号入力端子として、 第２および第３の端子を信号出力端子として、 第４の端子をアイソレーション端子として用いることを
特徴とする周波数可変方向性結合器。 - 【請求項２】 それぞれの可変容量素子に並列にキャパ
シタを接続した請求項１記載の周波数可変方向性結合
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP585993A JPH06216687A (ja) | 1993-01-18 | 1993-01-18 | 周波数可変方向性結合器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP585993A JPH06216687A (ja) | 1993-01-18 | 1993-01-18 | 周波数可変方向性結合器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06216687A true JPH06216687A (ja) | 1994-08-05 |
Family
ID=11622704
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP585993A Pending JPH06216687A (ja) | 1993-01-18 | 1993-01-18 | 周波数可変方向性結合器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06216687A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100533907B1 (ko) * | 2002-09-18 | 2005-12-06 | 강인호 | λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로 |
| EP1713144A1 (en) * | 2005-04-11 | 2006-10-18 | NTT DoCoMo, Inc. | Quadrature hybrid circuit |
| KR100726329B1 (ko) * | 2005-03-07 | 2007-06-08 | 강인호 | λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터 |
| WO2010135186A3 (en) * | 2009-05-20 | 2011-03-24 | The Regents Of The University Of California | Diplexer synthesis using composite right/left-handed phase-advance/delay lines |
| JP2012124635A (ja) * | 2010-12-07 | 2012-06-28 | Institute Of National Colleges Of Technology Japan | 高周波帯域等分配回路 |
| EP2244332B1 (de) * | 2009-04-22 | 2014-07-23 | Lukas W. Mayer | Hochfrequenz-Richtkoppler |
| CN113013569A (zh) * | 2021-02-26 | 2021-06-22 | 电子科技大学 | 一种输出相位差连续可调的双频带微带混合电桥 |
-
1993
- 1993-01-18 JP JP585993A patent/JPH06216687A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100533907B1 (ko) * | 2002-09-18 | 2005-12-06 | 강인호 | λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로 |
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| KR100763469B1 (ko) * | 2005-04-11 | 2007-10-04 | 가부시키가이샤 엔.티.티.도코모 | 90도 하이브리드 회로 |
| US7538635B2 (en) | 2005-04-11 | 2009-05-26 | Ntt Docomo, Inc. | Quadrature hybrid circuit having variable reactances at the four ports thereof |
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| WO2010135186A3 (en) * | 2009-05-20 | 2011-03-24 | The Regents Of The University Of California | Diplexer synthesis using composite right/left-handed phase-advance/delay lines |
| US8405470B2 (en) | 2009-05-20 | 2013-03-26 | The Regents Of The University Of California | Diplexer synthesis using composite right/left-handed phase-advance/delay lines |
| JP2012124635A (ja) * | 2010-12-07 | 2012-06-28 | Institute Of National Colleges Of Technology Japan | 高周波帯域等分配回路 |
| CN113013569A (zh) * | 2021-02-26 | 2021-06-22 | 电子科技大学 | 一种输出相位差连续可调的双频带微带混合电桥 |
| CN113013569B (zh) * | 2021-02-26 | 2022-08-05 | 电子科技大学 | 一种输出相位差连续可调的双频带微带混合电桥 |
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