KR100533907B1 - λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로 - Google Patents

λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로 Download PDF

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Abstract

본 발명은 인덕터를 사용하지 않는 λ/4(90°) 전송선로에 관한 것으로서, 특히 λ/4 전송선로를 분기된 캐패시터를 갖는 끝부분이 단락된 소형화된 병렬 결합 전송선로로 구현함으로써 전송선로를 줄이면서도 높은 특성 임피던스에서 동작할 수 있도록 하기위한, λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로를 제공하는데 그 목적이 있다. 이를 위한 본 발명은 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로에 있어서, 상기 소형화 시킨 전송선로는, 제1측이 입력 또는 출력측 단자에 접속되고, 제2측은 접지되는 2개의 상호 분리된 전송선로(병렬 결합 전송선로)로 구성되며, 상기 제1측은 캐패시터를 통해 접지되는 것을 특징으로 한다.

Description

λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로{A Transmission-Line miniaturizing λ/4 Transmission-Line}
본 발명은 인덕터를 사용하지 않는 λ/4(90°) 전송선로에 관한 것으로서, 특히 그 크기를 소형화 시킨 전송선로에 관한 것이다.
초고주파 회로에서 λ/4 전송 선로를 최소화 하는 종래의 기술로는, λ/4 전송선로를 집중소자의 형태로 사용하는 방법 등이 이용되었으나, 집중소자내의 인덕터 성분의 선택도 인자(Quality Factor) Q(= ωL/R)(이하, 간단히 "Q"라 함) 값이 너무 작아(대략 초고주파 회로에서 인덕터 설계시 Q=10 전후이며, 이것은 손실이 매우 크다는 것을 의미함) 사용상 어려움이 제기 되었다.
따라서, 인덕터(L)를 사용하지 않고 전송 선로나 캐패시터(C)만을 사용해서 λ/4 전송선로를 소형화하는 방법이 설계되었는데(참조논문 : "Reduced-Size Branch-Line and Rat-Race Hybrids for Uniplanar MMICs" IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Vol. MTT-38, Mar. 1990. pp.270-275) 그 방법을 도 1 내지 도 4 를 참조하여 간단히 설명하겠다.
도 1a 및 도 1b 는 일반적인 λ/4 전송 선로의 등가회로를 나타낸 일예시도로서, 도 1a 의 λ/4 전송 선로를 ABCD 매트릭스(matrix)로 표현하면 아래의 [수학식1]과 같이 표현할 수 있다.
다음으로, 도 1b 는 도 1a 에 도시된 λ/4 전송 선로의 등가 회로로서, 축소된 전송선로와 두개의 분기된(Shunt) 캐패시터(C)의 결합으로 표현할 수 있는데 그 표현식은 [수학식 2]로 나타낼 수 있다.
또한, [수학식 1]과 [수학식 2]를 등가적으로 나타내기 위해서 임피던스(Z) 및 ωC는 [수학식 3]과 같이 표현할 수 있다.
도 2a 및 도 2b 는 종래의 방향성 결합기의 일예시도이다.
특히, 도 2b 는 도 2a 에 도시된 방향성 결합기를 변형시킨 것으로서, 도 2a 에 도시된 방향성 결합기 내 각각의 λ/4 전송선로를 도 1b 에 도시된 축소된 전송선로로 구현한 것이다.
즉, 도 2b 에 도시된 방향성 결합기는, 도 2a 에 도시된 35Ω과 50Ω의 λ/4 전송선로로 구성된 방향성 결합기를, 도 1a 및 도 1b 의 등가회로 관계에 의해 70Ω의 전송선로를 갖는 길이가 각각 λ/8(45°)와 λ/12(30°)로 소형화된 전송선로로 구현한 방향성 결합기를 나타낸 것이다.
이때, 도 2b 에 구현된 방향성 결합기는 도 2a 에서 구현된 방향성 결합기 보다 그 전체적인 크기가 20% 이하로 줄어들었음을 알 수 있다.
도 3 은 종래 기술에 있어서의 전송선로의 길이와 특성 임피던스간의 관계를 나타낸 일실시예 도표로서, 상기에서 설명된 종래 기술에 의할 경우 λ/4 전송선로의 길이를 줄이면 줄일수록 전송선로의 특성 임피던스가 커지며, 도면에 도시된 바와 같이 전송선로의 길이를 어느 정도 이하(가령 20°이하)로 줄이게 되면 특성 임피던스가 급격히 증가한다는 것을 알 수 있다.
도 4 는 종래 기술에 있어서의 전송선로의 폭과 삽입손실과의 관계를 나타낸 일실시예 도표이다. 도 4 를 통해, 특성성임피던스가 100Ω이상으로 증가하면 전송선로로 구현하기가 어려울 정도로 선로의 폭이 급격하게 줄어들게 될 뿐만 아니라, 줄어든 폭으로 인하여 선로의 삽입 손실도 증가하게 된다는 문제점이 발생하는 것을 알 수 있다.
따라서, 상기에서 설명된 방법에 의하는 경우 λ/4 전송로로부터 각각 λ/8와 λ/12 로 줄어든 전송선로는 더 이상 줄이기 어렵다는 것을 알 수 있다.
즉, 상기에서 설명된 종래의 방법은 인덕터를 사용하지 않고 λ/4 전송선로의 크기를 줄일 수 있는 방법을 제시하고는 있지만, 소형화 및 IC화 되어가는 방향성 결합기의 최근 추세로 볼 때 만족스러울 만큼의 소형화를 이루어내고 있지 못하다는 문제점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, λ/4 전송선로를 분기된 캐패시터를 갖는 끝부분이 단락된 소형화된 병렬 결합 전송선로로 구현함으로써 전송선로를 줄이면서도 높은 특성 임피던스에서 동작할 수 있도록 하기위한, λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로를 제공하는데 그 목적이 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로에 있어서, 상기 소형화 시킨 전송선로는, 제1측이 입력 또는 출력측 단자에 접속되고, 제2측은 접지되는 2개의 상호 분리된 전송선로(병렬 결합 전송선로)로 구성되며, 상기 제1측은 캐패시터를 통해 접지되는 것을 특징으로 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.
도 5a 내지 도 5c 는 높은 특성 임피던스를 갖는 전송 선로의 등가회로로서, 높은 특성 임피던스를 갖는 도 5b 와 같은 전송선로는 도 5a 에 도시된 바와 같이 끝부분이 단락된 병렬 결합(Parallel Coupled) 전송선로로 대치될 수 있다.
여기서, 도 5b 에 도시된 short stub는 도 5c 와 같이 인덕터로 표현할 수 있으며, 도 5c 에 표현된 회로의 특성 임피던스는 아주 높다고 할 수 있다. 따라서, 도 5c 는 도 5a 의 또 다른 등가회로라고 할 수 있다.
이때, 도 5c 에서 인덕턴스(L)(이하, 간단히 "L"이라 함) 값은 아래의 [수학식 4]로 표현될 수 있다.
도 6a 내지 도 6c 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 등가회로들이다.
즉, 도 6a 가 상기 종래 기술에서 설명된 방법에 의해 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 아주 높은 특성 임피던스(가령 200Ω)를 갖는 회로라고 했을 때, 이것은 도 5c 에 도시된 회로를 결합하여 도 6b 와 같이 표현할 수 있다(여기서, Co 와 Lo 는 중심 주파수에서 공진한다고 가정함으로써, 도 6a 와 도 6b 는 등가회로를 이루게 됨).
또한, 도 6b 의 사각형 점선 부분은 다시 도 5a 에 도시된 병렬 결합(parallel coupled) 전송선로로 표현될 수 있으며, 결국 도 6a 에 도시된 아주 높은 임피던스를 갖는 소형화된 전송선로는 도 6c 에 도시된 바와 같이 분기된(Shunt) 캐패시터를 갖는 끝부분이 단락된 병렬 결합(parallel coupled) 전송선로로 구성될 수 있다.
즉, 도 6c 에 도시된 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로는, 제1측이 입력 또는 출력측 단자에 접속되고, 제2측은 접지되는 2개의 상호 분리된 전송선로(병렬 결합 전송선로)로 구성되어 있으며, 상기 제1측은 캐패시터를 통해 접지되어 있다. 또한, 도 6c 에 도시된 소형화된 전송선로는 높은 특성 임피던스를 갖고 있으며 인덕터를 사용하고 있지 않음을 알 수 있다.
이때, 등가 관계가 성립하기 위해서는 아래의 [수학식 5]를 만족해야 한다.
도 7a 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로로 구현한 방향성 결합기의 일예시도로서, 상기 도 5 및 도 6 에서 설명된 방법에 의해 구현된 방향성 결합기를 도시한 것이다. 또한, 도 7b 는 도 7a 에 도시된 방향성 결합기에서의 주파수와 전달계수 및 반사계수간의 관계를 나타낸 일실시예 도표이다.
이때, 도 7a 에 도시된 바와 같이, 방향성 결합기의 특성 임피던스(Zc)를 200Ω으로 구성하기 위하여 직렬 부분(E1)(35.4Ω=>200Ω)의 길이를 10.2°로 한 경우 캐패시턴스 값은 4.4pF이며, 병렬부분(E2)(50Ω=>200Ω)의 길이를 14.48°로 한 경우 캐패시턴스 값은 3.1pF이다.
즉, 일반적인 방법으로는 200Ω의 특성임피던스를 갖는 회로를 구현하기는 힘들지만, 도면에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 병렬 결합(parallel coupled) 전송선로로 구현하면 Zoe=64Ω이고 Zoo=39Ω이 되며 이 값은 쉽게 구현될 수 있는 값이므로 실제회로 구현이 가능하다.
이 경우, 길이가 10.2° 일 때 이고 이 되며(f=1GHz 로 가정), 길이가 14.48°일 때 Lo=2.6nH, Co=7.7pF이 된다.
결과적으로 상기에서 설명한 본 발명에 의하여 방향성 결합기를 구성하는 경우, 도 7b 에서 보는 바와 같이 중심 주파수 1GHz에서 전달계수(각각 3dB)와 반사계수(중심주파수에서 무한대)의 특성이 우수해지는 것을 알 수 있다.
이하에서는 또 다른 접근법을 통해, 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로를 도출해 내는 방법을 설명해 보겠다.
도 8a 내지 도 8c 는 높은 특성 임피던스를 갖는 전송 선로의 또 다른 등가회로들로서, 도 8a 에 도시된 끝부분이 단락된 병렬 결합(Paralled Coupled) 전송선로는 도 8b 에 도시된 회로로 등가적으로 고칠 수 있으며, 다시 도 8b 의 회로는 도 8c 의 등가회로로 고칠 수 있다.
한편, 도 8c 에 도시된 인덕턴스(X1, X2 및 X3)의 값은 아래의 [수학식 6]과 같은 값으로 나타낼 수 있다.
도 9a 내지 도 9d 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 또 다른 등가회로들로서, 도 9a 에 도시된 λ/4(90°) 전송선로는 도 9b 에 도시된 등가회로로 나타낼 수 있으며, 이때 도 9b 에서 XL=jZo 이며, Bc=Y o(=1/Zo)이다. 또한, 도 9c 에 도시된 회로는 도 9b 회로의 등가 회로로서, 도 9b 의 회로에 점선 부분의 회로를 추가하여 등가회로로 만든것이다.
한편, 도 9c 의 점선 사각형 내의 회로와 도 8c 에 도시된 회로 중 XL = X2 라면 도 9c 는 도 9d 와 같이 간단히 표현될 수 있다.
상기한 바와 같이 도 9d 는 분기된(Shunt) 캐패시터를 갖는 끝부분이 단락된 병렬 결합(Paralled Coupled ) 전송선로로서, 도 9c 에 도시된 회로와 등가관계에 있는 회로도이며, 상기 첫번째 실시예에서 설명된 결과인 도 6c 와 동일한 형태임을 알 수 있다.
즉, 도 9d 에 도시된 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로는, 제1측이 입력 또는 출력측 단자에 접속되고, 제2측은 접지되는 2개의 상호 분리된 전송선로(병렬 결합 전송선로)로 구성되어 있으며, 상기 제1측은 캐패시터를 통해 접지되어 있다. 또한, 도 9d 에 도시된 소형화된 전송선로는 높은 특성 임피던스를 갖고 있으며 인덕터를 사용하고 있지 않음을 알 수 있다.
한편, 높은 특성 임피던스를 갖는 서로다른 두개의 전송 선로(도 5b 및 도 8b)로 부터 각기 다른 전개 방식에 의해 도출해낸 도 6c 및 도 9d 의 회로는 동일한 회로임을 알 수 있으며, 따라서 도 9d 에 도시된 회로역시 높은 임피던스 상에서도 전송선로를 대폭적으로 줄일 수 있는 회로임을 알 수 있다. 또한, 도 6c 및 도 9d 는 동일한 회로라 할 수 있으므로, 도 9d 의 회로역시 도 7a 도시된 방향성 결합기의 회로를 구성하게 된다.
이하에서는, 도 8 및 도 9 에 도시된 회로에 적용되는 수학식을 바탕으로 도 9d 의 회로가 높은 임피던스 상에서도 전송선로를 대폭적으로 줄일 수 있음을 설명하겠다.
먼저, 도 9c 회로 내의 각 소자들에 대한 수학식은 아래의 [수학식 7]에 나타내었으며, [수학식 7]을 통해 도 9d 의 C 값은 [수학식 8]과 같이 나타낼 수 있다.
또한, 도 8c 의 X2 와 도 9c 의 XL 이 XL=X2 이기 위해서는 아래의 [수학식 9]가 성립되어야 한다.
상기 [수학식 9]에서 라 놓을 수 있으며, θ가 작으면 작을수록 Z0'는 커지는 것을 알 수 있다.
즉, θ= 10°라면, cotθ= 5.67이며, 이므로, 높은 임피던스 상황에서도 λ/4전송선로가 10°정도의 길이로 1/9이 감소되었음을 알 수 있다.
또 다른 예로서, θ= 5°라면, cotθ= 11.4 이며, 이므로, 상기 예와 마찬가지로 높은 임피던스 상황(571.5)에서도 λ/4전송선로가 5°정도의 길이로 1/18이 감소되었음을 알 수 있다.
도 10a 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 일실시예 단면도이다. 즉, 도면에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로는, 두 개의 형성면을 갖는 유전체 기판 및 상기 유전체 기판의 한쪽면에 위치하며 S의 폭을 사이에 두고 길이 L, 폭 W 의 고주파 신호가 전파되는 두 개의 스트립 도체 패턴(주 선로, 부 선로)과 상기 유전체기판의 또 다른 한쪽면에 위치하는 지도체 패턴(ground conductorc)으로 구성되어 있다. 한편, 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로는 도 10a 에 도시된 형태의 기판으로만 제작될 수 있는 것은 아니며, 다양한 형태의 기판으로 제작되어질 수 있다.
도 10b 는 도 10a 에 도시된 전송선로 내에서 각각의 임피던스 ()별로 측정된 Zoe, Zoo, C, W, S 값을 나타낸 일실시예 도표로서, 도면에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로는 높은 임피던스를 갖으면서도 그 크기를 최소화 할 수 있음을 알 수 있다.
즉, 상기에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로는, 종래의 소형화된 전송로와 마찬가지로 인덕터를 사용하지 않으면서도 그 크기를 더 줄일 수 있을 뿐만 아니라, 높은 임피던스에서도 동작이 가능함을 알 수 있다.
한편, 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로는, 상기에서 설명한 바와 같이 무선통신 네트워크 또는 시스템에서 마이크로 고주파 신호를 분리하거나 결합하는 특성을 갖는 소자인 방향성 결합기 내에서, λ/4 전송선로를 대체하여 이용될 뿐만 아니라 아래에서 설명될 다양한 전자 회로에 이용될 수 있다.
즉, 각종 통신 시스템에 사용되는 전력 분배기/결합기(power divider /combiner) 및 래트 레이스형 결합기(rat race coupler)에도 사용이 가능하며, 무선 주파수에서 동작하는 집적 회로 내에서 비평형 신호 소스로부터의 비평형 신호를 평형 입력단 쌍으로의 접속을 위한 평형 신호로 변환하기 위한 발룬(balun)에도 이용될 수 있다.
또한, 90도 변압기(transformer), 반사형 위상 변환기, 반사형 감쇄기 및 이동 무선통신의 변복조기(I&Q modulator/Demodulator), 각종 수신장치에 사용되는 평형형 혼합기(balanced mixer), 이동 통신 시스템에 사용할 수 있는 평형증폭기(balanced amplifier) 등에도 이용될 수 있다.
즉, 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로는, 상기와 같은 각종 회로내에서 λ/4 전송선로를 대체할 수 있는 소형화된 전송선로로서 이용될 수 있다.
이상의 본 발명은 상기에 기술된 실시예들에 의해 한정되지 않고, 당업자들에 의해 다양한 변형 및 변경을 가져올 수 있으며, 이는 첨부된 청구항에서 정의되는 본 발명의 취지와 범위에 포함된다.
상기와 같은 본 발명은 끝부분이 단락된 병렬 결합(Paralled Coupled) 전송선로로 λ/4 전송선로를 재구성함으로써, 높은 임피던스 상에서도 최소화된 전송선로를 구성할 수 있다는 우수한 효과가 있다.
또한, 본 발명은 각종 통신 시스템에 사용되는 전력 분배기/결합기(power divider /combiner), 래트 레이스형 결합기(rat race coupler), 무선 주파수에서 동작하는 집적 회로 내에서 비평형 신호 소스로부터의 비평형 신호를 평형 입력단 쌍으로의 접속을 위한 평형 신호로 변환하기 위한 발룬(balun), 90도 변압기(transformer), 반사형 위상 변환기, 반사형 감쇄기, 이동 무선통신의 변복조기(I&Q modulator /Demodulator), 각종 수신장치에 사용되는 평형형 혼합기(balanced mixer), 이동 통신 시스템에 사용할 수 있는 평형증폭기(balanced amplifier) 등의 각종 전자회로에서 인덕터를 사용하지 않고 λ/4 전송선로를 재구성함으로써, 소형화 및 IC화 되어가는 각종 전자회로의 크기를 최소화 할 수 있다는 우수한 효과가 있다.
도 1a 및 도 1b 는 일반적인 λ/4 전송 선로의 등가회로를 나타낸 일예시도.
도 2a 및 도 2b 는 종래의 방향성 결합기의 일예시도.
도 3 은 종래 기술에 있어서의 전송선로의 길이와 특성 임피던스간의 관계를 나타낸 일실시예 도표.
도 4 는 종래 기술에 있어서의 전송선로의 폭과 삽입손실과의 관계를 나타낸 일실시예 도표.
도 5a 내지 도 5c 는 높은 특성 임피던스를 갖는 전송 선로의 등가회로.
도 6a 내지 도 6c 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 등가회로.
도 7a 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로로 구현한 방향성 결합기의 일예시도.
도 7b 는 도 7a 에 도시된 방향성 결합기에서의 주파수와 전달계수 및 반사계수간의 관계를 나타낸 일실시예 도표.
도 8a 내지 도 8c 는 높은 특성 임피던스를 갖는 전송 선로의 또 다른 등가회로.
도 9a 내지 도 9d 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 또 다른 등가회로.
도 10a 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 일실시예 단면도.
도 10b 는 도 10a 에 도시된 전송선로 내에서 각각의 임피던스별로 측정된 Zoe, Zoo, C, W, S 값을 나타낸 일실시예 도표.

Claims (4)

  1. λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로에 있어서,
    상기 소형화 시킨 전송선로는, 제1측이 입력 또는 출력측 단자에 접속되고, 제2측은 접지되는 2개의 상호 분리된 전송선로(병렬 결합 전송선로)로 구성되고, 상기 제1측은 캐패시터를 통해 접지되며,
    상기 소형화 시킨 전송선로는, 200Ω이상의 높은 특성 임피던스 상에서도 그 크기를 줄여서 구성할 수 있는 것
    을 특징으로 하는 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 소형화 시킨 전송선로는,
    방향성 결합기, 각종 통신 시스템에 사용되는 전력 분배기/결합기(power divider /combiner), 래트 레이스형 결합기(rat race coupler), 무선 주파수에서 동작하는 집적 회로 내에서 비평형 신호 소스로부터의 비평형 신호를 평형 입력단 쌍으로의 접속을 위한 평형 신호로 변환하기 위한 발룬(balun), 90도 변압기(transformer), 반사형 위상 변환기, 반사형 감쇄기, 이동 무선통신의 변복조기(I&Q modulator /Demodulator), 각종 수신장치에 사용되는 평형형 혼합기(balanced mixer), 이동 통신 시스템에 사용할 수 있는 평형증폭기(balanced amplifier) 중 적어도 어느 하나에 사용되는 것을 특징으로 하는 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로.
  4. 제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
    상기 소형화 시킨 전송선로는,
    두 개의 형성면을 갖는 유전체 기판;
    상기 유전체 기판의 한쪽면에 위치하며 고주파 신호가 전파되는 주 선로 및 부 선로의 기능을 수행하는 두 개의 스트립 도체 패턴; 및
    상기 유전체기판의 또 다른 한쪽면에 위치하여 접지(ground) 기능을 수행하는 지도체 패턴
    을 포함하는 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로.
KR10-2002-0056967A 2002-09-18 2002-09-18 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로 KR100533907B1 (ko)

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