JP2007300159A - 回路ユニット、電源バイアス回路、ｌｎｂ、およびトランスミッタ - Google Patents

Abstract

【課題】通常のバイパスコンデンサでは抑制しきれない特定の周波数で基板が発振することを抑制できる回路ユニット、電源バイアス回路、ＬＮＢ、およびトランスミッタを提供する。
【解決手段】バイパスコンデンサＣ２は回路基板５０の主面の端部に配置される。より具体的に特定すれば、バイパスコンデンサＣ２は、回路基板５０の主面の端部において、導線パターン５１がアースパターン５２よりも回路基板５０の端部に近い場所に配置される。この場所ではアースパターンおよびスルーホール電極が電源ラインの外側を囲っていない。この場所にバイパスコンデンサＣ２を配置することによって、特に、基板の共振端面からの輻射ノイズを抑制することができる。
【選択図】図４

Description

本発明は、衛星放送や衛星通信、固定無線における送受信機に用いられる回路ユニット、電源バイアス回路、ＬＮＢ(Low Noise Block down-converter)、およびトランスミッタに関する。

ＬＮＢ（低雑音ダウンコンバータ：Low Noise Block Down Converter）およびトランスミッタは、双方向衛星送受信システムのアウトドアユニットと呼ばれるアンテナに取り付けられるものである。ＬＮＢは、衛星からの微弱電波であるＲＦ（Radio Frequency）信号をアンテナを介して受信し、受信したＲＦ信号を低雑音増幅し、かつ中間周波数（ＩＦ（Intermediate Frequency）周波数）に周波数変換する。そしてＬＮＢは、低雑音でかつ十分なレベルのＩＦ信号をインドアユニットに出力する。トランスミッタは、インドアユニットから受けた信号を周波数変換してＲＦ信号を生成し、かつ増幅する。そしてトランスミッタは、増幅したＲＦ信号をアンテナを介して衛星に送信する。

この双方向衛星送受信システムにより、ユーザは、インドアユニットに接続されたテレビやコンピュータ等の端末を利用して、衛星放送やインターネット接続サービスといった双方向通信のサービスを受けることができる。

ＬＮＢやトランスミッタにおいて、増幅回路やミキサ、局部発振回路等はアクティブ回路と呼ばれ、半導体素子に適切な電力を供給することで駆動する。上述の半導体素子には、バイアス回路を通じて電源回路から電力が供給される。バイアス回路はチップ抵抗やチップコンデンサやチップインダクタ等の集中定数回路と、導体パターンにより形成された分布定数回路とにより構成される。

バイアス回路の設計においては、バイアス回路により駆動される半導体素子が処理する信号の周波数帯域で、バイアス回路を開放状態とする必要がある。開放状態となったバイアス回路は半導体素子から見るとその周波数帯域において存在しないものと等価となる。したがって信号の損失を抑制したり、半導体素子の出力側からの信号がバイアス回路を通じて入力側に戻ることにより起こる不要な発振を抑制したりすることができる。

バイアス回路への高周波信号の入力を遮断する方法として、配線パターンとアースパターンとの間にバイパスコンデンサを接続する方法がある。

図１１は、回路基板に実装されるバイパスコンデンサを説明する図である。
図１１を参照して、誘電体基板である回路基板１５０の一方の面には導線パターン１５１とアースパターン１５２とが形成される。回路基板１５０の他方の面にはグランド層１５４が形成される。アースパターン１５２は回路基板１５０の誘電体層１５０Ａを貫通するスルーホール電極１５３を介してグランド層１５４に接続される。導線パターン１５１とアースパターン１５２との間にはバイパスコンデンサＣ１が接続される。バイパスコンデンサＣ１はたとえばチップコンデンサである。

コンデンサは直流電流を通さずに交流電流を通すという特性を有する。図１１に示すように、信号源１５５から出た輻射信号Ｓ１はバイパスコンデンサＣ１を通過する。バイパスコンデンサＣ１を通過した輻射信号Ｓ１はアースパターン１５２、スルーホール電極１５３を通り、グランド層１５４に流れ込む。これにより不要な信号をグランド層１５４に逃がすことができる。なお輻射信号Ｓ１はグランド層１５４からスルーホール電極１５３を介して信号源１５５に再び戻る。

図１１に示すように、基本的にはバイパスコンデンサＣ１は信号源１５５にできるだけ近く配置される。その理由は不要な信号を速やかに信号源に戻すためである。また別の理由としては、導線パターン１５１およびグランド層１５４がアンテナとして動作することによりノイズが空間に放射されるという問題を防ぐためである。

バイパスコンデンサを用いた高周波回路の例として、たとえば特開２０００−３４９４４３号公報（特許文献１）は、不要輻射の発生を低減させることができる多層プリント基板を開示する。この多層プリント基板は電源層とグランド層との間にわたってバイパスコンデンサが電気的に接続されるように信号配線層に設けられた第１接続部と、電源層とグランド層との間にインダクタンス素子を介してバイパスコンデンサが電気的に接続されるように、第１接続部に近接して信号配線層に設けられた第２接続部とを備える。この多層プリント基板では、バイパスコンデンサが第１および第２接続部のいずれか一方に選択的に接続されるよう構成されているので、搭載されるＩＣ等による高調波成分の共振周波数を容易に変更することができ、不要輻射の発生を低減することができる。

別の例として、たとえば特開２００１−２４３３４号公報（特許文献２）は、放射ノイズの発生を低減することが可能な多層プリント基板を開示する。この多層プリント基板は電源層とグランド層と信号層とがそれぞれ絶縁層を介して積層され、表面層に各種集積回路素子が実装される。この多層プリント基板において電源層とグランド層との間にバイパスコンデンサが配置される。バイパスコンデンサは電源層とグランド層とが互いに対向する領域を同一形状かつ同一面積で均等に分割した「均等分割領域」のそれぞれに配置される。この多層プリント基板によれば、少ない個数のバイパスコンデンサを用いながら、共振による電源系の放射ノイズのピーク周波数をより高域にシフトさせることができる。

別の例として、たとえば特開平８−２０４４７２号公報（特許文献３）は、ＭＣＩＣ（Ｍｕｌｔｉｃｈｉｐ ＩＣ）やＭＭＩＣ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ＩＣ）等のデバイス設計を容易にし得る高周波増幅回路を開示する。この高周波増幅回路は、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子のドレイン端子とドレイン電源との間に誘導性素子と容量性素子とからなる並列共振回路を設けるとともに、ゲート端子とゲート電源との間にも同様の構成を有する並列共振回路を設ける。この高周波増幅回路は、大型の回路素子を用いることなく、バイアス回路の高インピーダンス化や定インピーダンス化を可能にする。

別の例として、たとえば特開平９−２８９４２１号公報（特許文献４）は、電界効果トランジスタを用いて成る高周波用電力増幅器を開示する。この高周波用電力増幅器において、電源効果トランジスタのドレインバイアス回路はマイクロストリップ線路とコンデンサとからなる並列共振回路を用いて構成される。これによりこの高周波用電力増幅器は小型化が可能になる。
特開２０００−３４９４４３号公報 特開２００１−２４３３４号公報 特開平８−２０４４７２号公報 特開平９−２８９４２１号公報

ＬＮＢあるいはトランスミッタには、一般的に１０００ｐＦ以上の容量値を有する高誘電率のコンデンサがバイパスコンデンサとして使用される。

図１２は、コンデンサのインピーダンスの周波数特性を示す図である。
図１２を参照して、容量値が１ｐＦ，１０ｐＦ，１００ｐＦ，１００ｐＦのコンデンサの周波数に対するインピーダンスの変化を示す。インピーダンスが最小となる周波数がコンデンサの自己共振周波数である。

コンデンサは自己共振周波数で誘導性となり、その他の周波数では容量性となる。自己共振周波数よりも低周波側では周波数の低下に応じてインピーダンス値が増加する。一方、自己共振周波数よりも高周波側では周波数の増加に応じてインピーダンス値が増加する。

１０００ｐＦ以上の容量値を有する高誘電率コンデンサは自己共振周波数が１５０ＭＨｚよりも低く、１ＧＨｚ以上の信号を処理する高周波回路においてはバイパスコンデンサとして有効に機能する。

しかしながら不要輻射は導体パターンだけでなく回路基板の端面からも生じる。
図１３は、回路基板の端面からの輻射を説明する図である。

図１３を参照して、回路基板１５０においてアースパターン１５２およびグランド層１５４で挟まれた領域では放射ノイズが生じない。しかし回路基板において信号源１５５から出力される信号の周波数が配線間の寄生容量あるいは寄生インダクタンス等からなるＬＣ共振回路の共振周波数に近くなると、端面１５０Ｂ，１５０Ｃから輻射信号Ｓ２Ａ，Ｓ３Ａがそれぞれ空間に放出される。輻射信号Ｓ２Ａ，Ｓ３Ａはさまざまな経路から再び基板内部や他の半導体素子に戻りノイズを生じさせたり、不要な発振を起こしたりする。なお信号源１５５で発生した信号の周波数が基板自身の共振周波数に等しくない場合、輻射信号Ｓ２Ｂ，Ｓ３Ｂは基板端面で反射して誘電体層１５０Ａの内部にとどまる。

図１４は、回路基板の端面からの輻射を防ぐ方法を示す図である。
図１４を参照して、アースパターン１５２とグランド層１５４とは回路基板１５０の端部に設けられるスルーホール電極１５３により接続される。なお、図１４には示していないが、回路基板１５０の表面ではアースパターン１５２は回路基板１５０の周辺を囲むように設けられる。これにより基板の端面１５０Ｂ，１５０Ｃにおける輻射を防ぐことができる。また輻射信号Ｓ２Ｃ，Ｓ３Ｃは基板の端面１５０Ｂ，１５０Ｃでそれぞれ反射して基板の内部にとどまる。このように回路基板の周辺をアースパターンで囲み、かつ、スルーホール電極によってアースパターンとグランド層とを接続する方法が基板の端面からの輻射を防ぐために従来から用いられる。

しかしながら基板レイアウトの制約からスルーホールを基板の周囲に配置するのが困難な場合が起こり得る。この場合には導体パターンの様々な箇所にバイパスコンデンサを配置することで不要な輻射を対処することができる。ただし、輻射を抑制する効果の大小はバイパスコンデンサの位置や個数に依存する。バイパスコンデンサだけで基板の端部からの輻射を抑制できない場合には発振等の問題が起こる。

本発明の目的は、通常のバイパスコンデンサでは抑制しきれない特定の周波数で基板が発振することを抑制できる回路ユニット、電源バイアス回路、ＬＮＢ、およびトランスミッタを提供することである。

本発明は要約すれば、回路ユニットであって、主面に導線パターンとアースパターンとが形成される回路基板と、導線パターンとアースパターンとの間に接続される第１のコンデンサとを備える。第１のコンデンサの自己共振周波数は、回路基板の電気的な振動の共振周波数帯域に含まれるように定められる。

好ましくは、第１のコンデンサは、主面における端部に配置される。
より好ましくは、第１のコンデンサは、主面の端部において、導線パターンがアースパターンよりも主面の端部に近い場所に配置される。

本発明の他の局面に従うと、電源バイアス回路であって、上述の回路ユニットを備える。電源バイアス回路は、導線パターンに印加される直流電圧に応じて電源供給を行なう。

好ましくは、電源バイアス回路は、導線パターンとアースパターンとの間に接続される第２のコンデンサをさらに備える。第１のコンデンサの容量値は、第２のコンデンサの容量値よりも小さい。

本発明のさらに他の局面に従うと、ＬＮＢであって、上述の電源バイアス回路を備える。

本発明のさらに他の局面に従うと、トランスミッタであって、上述の電源バイアス回路を備える。

本発明によれば、特定の周波数における回路基板の発振を抑制することが可能になる。

以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、本実施の形態に係る回路ユニット、電源バイアス回路、ＬＮＢ、およびトランスミッタを備える双方向衛星送受信システムの構成を示す図である。

図１を参照して、双方向衛星送受信システムは、双方向人工衛星１と、パラボラアンテナ２と、フィードホーン３と、ＯＭＴ（Orthogonal Mode Transfer）４と、ＬＮＢ（Low Noise Block down converter）５と、受信用同軸ケーブル６と、インドアユニット７と、送信用同軸ケーブル８と、トランスミッタ９とを含む。

双方向人工衛星１から送信されたＲＦ信号は、パラボラアンテナ２によって集束される。なお、パラボラアンテナ２は、インドアユニット７に対して「アウトドアユニット」とも呼ばれる。パラボラアンテナ２によって集束されたＲＦ信号は、フィードホーン３によってさらに集束され、ＯＭＴ４へと送られる。ＯＭＴ４は、フィードホーン３から送られてきたＲＦ信号を直交偏波の方向に応じて分波する。ＬＮＢ５は、フィードホーン３からＯＭＴ４を経て送られてきたＲＦ信号を、低雑音でかつ十分なレベルのＩＦ（Intermediate Frequency）信号に変換する。ＬＮＢ５から出力された信号は、受信用同軸ケーブル６を通って、インドアユニット（ＩＤＵ）７へと送られる。

一方、インドアユニット７から出力された信号は、送信用同軸ケーブル８を通って、トランスミッタ９へと送られる。トランスミッタ９は、送信用同軸ケーブル８を通って送られてきたＩＦ信号を、十分なレベルのＲＦ信号に変換する。トランスミッタ９から出力されたＲＦ信号は、ＯＭＴ４、フィードホーン３およびパラボラアンテナ２を経て、双方向人工衛星１に向けて送信される。

この双方向衛星送受信システムにより、ユーザは、インドアユニット７に接続された図示しないテレビやコンピュータ等の端末を利用して、衛星放送やインターネット接続サービスといった双方向通信のサービスを受けることができる。

図２は、図１のＬＮＢ５の機能ブロック図である。
図２を参照して、ＬＮＢ５は、２入力１出力構成を有し、入力導波管３０と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）３１と、ＢＰＦ（Band Pass Filter）３２と、ミキサ３３と、ＤＲＯ３４と、ＤＲＯ３５と、ＩＦアンプ３６と、電源制御回路３９と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）４１と、バイパスコンデンサＣ１，Ｃ２とを含む。

ＬＮＡ３１は、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）３１Ｖ、ＨＥＭＴ３１ＨおよびＨＥＭＴ３１Ａを含む。ＬＰＦ４１は、インダクタ３７と、コンデンサ３８とを含む。

入力導波管３０に入力された周波数１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚの入力信号は、入力導波管３０内に設置されたＶ偏波反射棒３０Ｒにより、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号とに分けられる。Ｖ偏波信号は、入力導波管３０内におけるアンテナプローブ３０Ｖによって受信され、ＬＮＡ３１におけるＨＥＭＴ３１Ｖに送られる。Ｈ偏波信号は、入力導波管３０内におけるアンテナプローブ３０Ｈによって受信され、ＬＮＡ３１におけるＨＥＭＴ３１Ｈに送られる。

ＬＮＡ３１は、電源制御回路３９の制御にもとづいて、Ｖ偏波信号およびＨ偏波信号のいずれか一方を低雑音増幅し、ＢＰＦ３２へ出力する。すなわち、ＬＮＡ３１におけるＨＥＭＴ３１Ｖは、Ｖ偏波信号受信時には電源制御回路３９から電源供給を受けて、Ｖ偏波信号を低雑音増幅し、出力する。一方、Ｈ偏波信号受信時には電源制御回路３９からの電源供給が停止されるため、前述の処理を行なわない。また、ＬＮＡ３１におけるＨＥＭＴ３１Ｈは、Ｈ偏波信号受信時には電源制御回路３９から電源供給を受けて、Ｈ偏波信号を低雑音増幅し、出力する。一方、Ｖ偏波信号受信時には電源制御回路３９からの電源供給が停止されるため、前述の処理を行なわない。

ＢＰＦ３２は、入力された信号のうち、所望の周波数帯域のみを通過させ、イメージ周波数帯域の信号を除去する。ＢＰＦ３２を通過した信号は、ミキサ３３に入力される。

ＤＲＯ３４は、Ｌｏｗバンド用の周波数９．７５ＧＨｚの発振信号を生成し、ミキサ３３へ出力する。また、ＤＲＯ３５は、Ｈｉｇｈバンド用の周波数１０．６ＧＨｚの発振信号を生成し、ミキサ３３へ出力する。

電源制御回路３９は、Ｌｏｗバンド信号受信時にＤＲＯ３４への電源供給を行ない、ＤＲＯ３５への電源供給を停止する。また、電源制御回路３９は、Ｈｉｇｈバンド信号受信時にＤＲＯ３５への電源供給を行ない、ＤＲＯ３４への電源供給を停止する。これにより、ＬｏｗバンドおよびＨｉｇｈバンドの切替に応じて、ＤＲＯ３４またはＤＲＯ３５のいずれか一方からのみ発振信号が出力される。

ミキサ３３は、ＤＲＯ３４またはＤＲＯ３５から発振信号を受けて、ＢＰＦ３２から受けた信号を、Ｌｏｗバンド信号受信選択時は周波数９５０ＭＨｚ〜１９５０ＭＨｚのＩＦ信号に周波数変換する。また、ミキサ３３は、Ｈｉｇｈバンド信号受信選択時は周波数１１００ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚのＩＦ信号に周波数変換する。

ＩＦアンプ３６は、適切な雑音特性と利得特性を有しており、ミキサ３３から受けたＩＦ信号を増幅して出力端子４０へ出力する。

また、出力端子４０に、レシーバとしてテレビジョン受像機を接続することにより、ＬｏｗバンドおよびＨｉｇｈバンドの放送番組を受信することができる。

電源制御回路３９は、ＬＰＦ４１を介して直流バイアスの供給および切替信号を受ける。また、電源制御回路３９は、レシーバからの切替信号にもとづいて、Ｖ偏波信号またはＨ偏波信号を選択し、前述のように、ＨＥＭＴ３１ＶおよびＨＥＭＴ３１Ｈへの電源供給制御を行なう。また、電源制御回路３９は、レシーバからの切替信号にもとづいて、Ｌｏｗバンド信号またはＨｉｇｈバンド信号を選択し、前述のように、ＤＲＯ３４およびＤＲＯ３５への電源供給制御を行なう。

ここで、レシーバからの切替信号は、Ｖ偏波信号を表わす場合に切替信号の直流電圧が１３Ｖとなり、Ｈ偏波信号を表わす場合に切替信号の直流電圧が１７Ｖとなる。また、レシーバからの切替信号は、Ｈｉｇｈバンド信号を表わす場合には、２２ｋＨｚのパルス信号となり、Ｌｏｗバンド信号を表わす場合には、直流成分のみの信号となる。さらに、電源制御回路３９は、ＨＥＭＴ３１Ａ、ミキサ３３およびＩＦアンプ３６への電源供給を行なう。電源制御回路３９は本発明の「電源バイアス回路」に対応する。

なお、ＬＰＦ４１は、低い周波数帯の信号のみを通過させるため、電源制御回路３９はＩＦアンプ３６が出力するＩＦ信号を受けない。

バイパスコンデンサＣ１，Ｃ２は電源制御回路３９に直流バイアスを供給する電源ラインと接地ノードとの間に並列に接続される。

図３は、図２のバイパスコンデンサＣ１，Ｃ２の回路基板における配置を概略的に示す図である。

図３を参照して、回路基板５０は誘電体基板であり、主面に導線パターン５１とアースパターン５２とが形成される。なお、図３には示していないが回路基板５０の主面と反対側の面にはグランド層が形成され、アースパターン５２とグランド層とはスルーホール電極によって接続される。

導線パターン５１は図２の回路図における電源制御回路３９に直流バイアスを供給する電源ラインに対応する。またアースパターン５２は図２の回路図における接地ノードに対応する。

バイパスコンデンサＣ１，Ｃ２は導線パターン５１とアースパターン５２との間に並列に接続される。バイパスコンデンサＣ２の容量はバイパスコンデンサＣ１の容量よりも小さい。具体例を示すとバイパスコンデンサＣ２の容量は約１．５ｐＦでありバイパスコンデンサＣ１の容量は約１０００ｐＦである。なお回路基板５０とバイパスコンデンサＣ２とは本発明における「回路ユニット」を構成する。

図３に示すように、バイパスコンデンサＣ１はバイパスコンデンサＣ２よりも回路素子５５に近づけて配置される。この理由は、回路素子（電源制御回路３９）が電源供給源から離れているため回路素子５５に供給される電源電圧を安定化させる（低周波のノイズを除去する）ためである。

図３に示す回路素子５５は、図２の電源制御回路３９を構成する半導体素子である。ただし回路素子は図２のＨＥＭＴ３１Ｖ，３１Ｈ，３１ＡやＩＦアンプ３６を構成する半導体素子等でもよい。上述した増幅回路の能動素子の電源ラインとアースパターンとの間にバイパスコンデンサＣ２を配置することで回路基板の電気的な共振に伴って生じる基板端面からの輻射ノイズを抑制する効果が発揮される。

図４は、回路基板におけるバイパスコンデンサＣ２の配置をより具体的に示す図である。

図４を参照して、バイパスコンデンサＣ２は回路基板５０の主面の端部に配置される。より具体的に特定すれば、バイパスコンデンサＣ２は、回路基板５０の主面の端部において、導線パターン５１がアースパターン５２よりも回路基板５０の端部に近い場所に配置される。この場所ではアースパターンおよびスルーホール電極が電源ラインの外側を囲っていない。この場所にバイパスコンデンサＣ２を配置することによって、特に、基板の共振端面からの輻射ノイズを抑制することができる。

図１３に示したように、従来であれば基板主面をアースパターンで囲み、かつスルーホール電極によりアースパターンとグランド層とを接続することで基板端面の輻射を防ぐことができる。しかしながら製品のコストダウン、あるいはサイズダウン、あるいは軽量化等の要請によって回路素子を実装する基板のサイズを可能な限り小さくする必要がある。よって回路基板のレイアウトを設計するに際し、電源ラインの周囲をアースパターンで囲うことができなくなることが生じ得る。このようにレイアウトされた回路基板において、端部付近で共振が生じると電源ラインはその共振によるノイズを拾う可能性が高くなる。

バイパスコンデンサＣ２の自己共振周波数は回路基板の電気的な振動の共振周波数帯域に含まれるように設定される。図１２で示すように自己共振周波数付近の周波数ではコンデンサのインピーダンスは最も低くなる。よって回路基板端部における電気的振動の周波数がバイパスコンデンサＣ２の自己共振周波数付近になると、バイパスコンデンサＣ２が接続されている部分がいわば低インピーダンス回路になる。つまり、回路基板端部にバイパスコンデンサＣ２を挿入することで回路基板の端部が終端されるので回路基板端部における共振を抑制することができる。

図５は、図２のＬＮＢ５においてバイパスコンデンサＣ１のみ備える場合の出力端子４０における出力リターンロスの特性を示す図である。

図２の出力端子４０では、ＩＦ信号帯域（９５０ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚ）において出力が効率よく行われる必要がある。よってリターンロスは負であるとともに絶対値が大きいほどよい。その他の帯域（ＬＮＢにおいてはＲＦ信号帯域（１０．７ＧＨｚ〜１２．７５ＧＨｚ)や局部信号（９．７５ＧＨｚあるいは１０．６ＧＨｚ）の帯域）の信号は出力されないようリターンロスの絶対値は小さいことが望ましい。

図５を参照して、横軸は周波数、縦軸はリターンロスを示す。３．９１ＧＨｚおよび４．６８ＧＨｚの周波数において出力リターンロスは正の値である。図４に示すバイパスコンデンサの配置において、バイパスコンデンサＣ２が設けられていない状態のときにこのような結果が生じやすい。図５の結果は出力端子４０からＬＰＦ４１を通じて電源制御回路３９に接続される電源ライン（図４の導線パターン５１）の一部が基板の端面近傍に配置されており、その外側がアースパターンで囲まれていないときに得られる結果である。このような状態では２つの周波数において基板の発振が生じていることを示す。

図６は、図２のＬＮＢにおいてバイパスコンデンサＣ１，Ｃ２を備える場合の出力端子４０における出力リターンロスの特性を示す図である。

図６を参照して、３．９１ＧＨｚ及び４．６８ＧＨｚにおける出力リターンロスが負の値になっていることが分かる。これはバイパスコンデンサＣ２の追加により３．９１ＧＨｚおよび４．６８ＧＨｚの各周波数における基板の共振が生じていないことを示す。

図７は、図２のＬＮＢにおいてバイパスコンデンサＣ２を追加する前と追加した後とでの信号波形の変化を示す図である。

図７を参照して、バイパスコンデンサＣ２を追加する前にはＬＮＢの動作時に基板の共振が生じる。この共振がＨＥＭＴ等の増幅回路に逆流することにより図２のＬＮＢは２つの共振周波数（３．９１ＧＨｚおよび４．６８ＧＨｚ)において発振を起こす。なお９５０〜２１５０ＭＨｚの周波数範囲における信号波形は通常動作時にＬＮＢから出力されるＩＦ信号の波形である。

バイパスコンデンサＣ２を図２のＬＮＢに追加することにより上記の周波数における基板の発振は生じなくなる。図１２に示されるように、１ｐＦ〜１０ｐＦといった低容量のチップコンデンサにおける自己共振周波数は１．５〜５ＧＨｚ付近に存在する。１．５ｐＦのバイパスコンデンサＣ２は自己共振によりいわば基板の共振を打消している。

なお、図１のトランスミッタ９の電源ラインにも２つのバイパスコンデンサを配置することができる。これによりトランスミッタ９の回路基板における共振を抑制することができる。

図８は、図１のトランスミッタ９の機能ブロック図である。
図８を参照して、トランスミッタ９は、入力端子１１と、ＨＰＦ（High Pass Filter）１２と、ＩＦアンプ１３と、ＩＦアンプ１５と、減衰回路１４と、ＢＰＦ１６と、ＢＰＦ１８と、ＢＰＦ２０と、ＢＰＦ２２と、ＢＰＦ２４と、ミキサ１７と、ＤＲＯ２８と、ＲＦアンプ１９と、ＲＦアンプ２１と、ハイパワーアンプ２３と、出力端子２５と、インダクタ２７と、コンパレータ２６と、電源回路２９とを含む。

ローパスフィルタの機能を有するインダクタ２７は、入力端子１１から受けた信号のうち、１３Ｖ〜２６Ｖの直流バイアスのみを通過させる。

電源回路２９は、インダクタ２７を介して直流バイアスの供給を受けて、ＨＰＦ１２と、ＩＦアンプ１３と、ＩＦアンプ１５と、ミキサ１７と、ＤＲＯ２８と、ＲＦアンプ１９と、ＲＦアンプ２１と、ハイパワーアンプ２３とに対して、電源供給を行なう。電源回路２９は本発明の「電源バイアス回路」に対応する。

コンパレータ２６は、インダクタ２７を介して受けた直流バイアスが所定のしきい値電圧以下となった場合、例えば、１１Ｖ以下となった場合に、電源回路２９が行なう電源供給を停止させる制御を行なう。

ＨＰＦ１２は、入力端子１１から受けた、９５０ＭＨｚ〜１４５０ＭＨｚの帯域内の周波数成分を有する信号のうち、９５０ＭＨｚ以上の高域周波数の成分のみを通過させる。

ＩＦアンプ１３は、ＨＰＦ１２から受けた信号を増幅する。ＩＦアンプ１３によって増幅された信号は、減衰回路１４によって利得が調整され、ＩＦアンプ１５によって再び増幅される。

ＢＰＦ１６は、ＩＦアンプ１５から受けた信号のうち、ＩＦ帯域の周波数成分のみを通過させる。ＢＰＦ１６を通過した信号は、ミキサ１７に入力される。ＤＲＯ２８によって生成された周波数１３．０５ＧＨｚの発振信号もまた、ミキサ１７に入力される。

ミキサ１７は、ＢＰＦ１６から受けた信号およびＤＲＯ２８から受けた発振信号をミキシングし、周波数１４ＧＨｚ〜１４．５ＧＨｚの信号に周波数変換する。ＢＰＦ１８は、ミキサ１７によって周波数変換された信号のうち、ＲＦ帯域の周波数成分のみを通過させる。

ＲＦアンプ１９は、ＢＰＦ１８から受けた信号を増幅する。ＢＰＦ２０は、ＲＦアンプ１９によって増幅された信号のうち、ＲＦ帯域の周波数成分のみを通過させる。ＲＦアンプ２１およびＢＰＦ２２においても、ＲＦアンプ１９およびＢＰＦ２０と同様の処理がなされる。

ハイパワーアンプ２３は、ＢＰＦ２２から受けた信号を増幅する。ＢＰＦ２４は、ハイパワーアンプ２３によって増幅された信号のうち、ＲＦ帯域の周波数成分のみを通過させる。ＢＰＦ２４を通過した周波数１４ＧＨｚ〜１４．５ＧＨｚの信号は、出力端子２５から出力される。

インダクタ２７から電源回路２９に直流バイアスが供給される電源ラインとグランドとの間にバイパスコンデンサＣ１，Ｃ２が並列に接続される。なお、回路基板におけるバイパスコンデンサＣ１，Ｃ２の具体的な配置については図３あるいは図４に示す配置と同様である。

以上のように、本実施の形態によれば、自己共振周波数が回路基板の共振周波数の帯域に含まれるコンデンサを電源ラインとアースパターンとの間に接続する。本実施の形態では、自己共振周波数においてインピーダンスが下がるというコンデンサの性質を利用することで、特定の周波数で起こる基板の共振を抑制することができる。よって本実施の形態によれば高容量のバイパスコンデンサでは抑えきれない発振や不要輻射を抑制することができる。

なお、本実施の形態で示すバイパスコンデンサの容量値および基板上の位置は一例であって、バイパスコンデンサの容量値および基板上の位置は基板の共振周波数を考慮した上で最大の効果が得られる容量値および位置をそれぞれ選択することが好ましい。

なお、以下に基板の共振周波数を近似的に算出する方法について説明する。以下に示すように、基板の共振周波数は基板の大きさに基づいて近似的に算出できる。

図９は、共振周波数を算出するために用いられる基板のモデルを示す図である。
図９を参照して、基板の形状は長方形である。長方形の短辺の長さはａ（ｍｍ）であり、長方形の長辺の長さはｂ（ｍｍ）である。この基板において表側の面および裏側の面はともに導体に覆われている。基板の共振周波数ｆmnは以下の式（１）に従って近似的に求められる。

ここで、εｒは基板の誘電率を示し、Ｃは光の速度を示し、ｍ，ｎは０または正の整数を示す。

図１０は、近似式に従って算出した基板の共振周波数を表形式で示す図である。なお、図１０に示す共振周波数を算出するに際し、基板の短辺の長さａおよび長辺の長さｂはともに１００（ｍｍ）と設定し、基板の誘電率εｒを４．９と設定した。

図１０に示すように、ｍ，ｎの値の組合せに応じて基板の共振周波数fmnは変化する。なお表に示す共振周波数の単位はＧＨｚである。

式（１）に示されるように、基板の大きさが定まればｍ，ｎを適切に組合わせることにより基板の共振周波数ｆmnが求められる。

このように、基板の大きさは基板の共振周波数を定めるための基本要素となる。しかし、実際には信号源の位置や基板周辺のアースパターンの配置も基板の共振周波数を定める際に重要な要素となる。実際にはこれらの要素を総合して基板の共振周波数が定められる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本実施の形態に係る回路ユニット、電源バイアス回路、ＬＮＢ、およびトランスミッタを備える双方向衛星送受信システムの構成を示す図である。 図１のＬＮＢ５の機能ブロック図である。 図２のバイパスコンデンサＣ１，Ｃ２の回路基板における配置を概略的に示す図である。 回路基板におけるバイパスコンデンサＣ２の配置をより具体的に示す図である。 図２のＬＮＢ５においてバイパスコンデンサＣ１のみ備える場合の出力端子４０における出力リターンロスの特性を示す図である。 図２のＬＮＢにおいてバイパスコンデンサＣ１，Ｃ２を備える場合の出力端子４０における出力リターンロスの特性を示す図である。 図２のＬＮＢにおいてバイパスコンデンサＣ２を追加する前と追加した後とでの信号波形の変化を示す図である。 図１のトランスミッタ９の機能ブロック図である。 共振周波数を算出するために用いられる基板のモデルを示す図である。 近似式に従って算出した基板の共振周波数を表形式で示す図である。 回路基板に実装されるバイパスコンデンサを説明する図である。 コンデンサのインピーダンスの周波数特性を示す図である。 回路基板の端面からの輻射を説明する図である。 回路基板の端面からの輻射を防ぐ方法を示す図である。

符号の説明

１ 双方向人工衛星、２ パラボラアンテナ、３ フィードホーン、６ 受信用同軸ケーブル、７ インドアユニット、８ 送信用同軸ケーブル、９ トランスミッタ、１１ 入力端子、１２ ＨＰＦ、１３，１５，３６ ＩＦアンプ、１４ 減衰回路、１６，１８，２０，２２，２４，３２ ＢＰＦ、１７，３３ ミキサ、１９，２１ ＲＦアンプ、２３ ハイパワーアンプ、２５，４０ 出力端子、２６ コンパレータ、２７，３７ インダクタ、２８，３４，３５ ＤＲＯ、２９ 電源回路、３０Ｖ，３０Ｈ アンテナプローブ、３０Ｒ 偏波反射棒、３０ 入力導波管、３１ ＬＮＡ、３１Ｖ，３１Ｈ，３１Ａ ＨＥＭＴ、３８ コンデンサ、３９ 電源制御回路、４１ ＬＰＦ、５０，１５０ 回路基板、５１，１５１ 導線パターン、５２，１５２ アースパターン、５５ 回路素子、１５０Ｂ，１５０Ｃ 端面、１５０Ａ 誘電体層、１５３ スルーホール電極、１５４ グランド層、１５５ 信号源、Ｃ１，Ｃ２ バイパスコンデンサ。

Claims (7)

1. 主面に導線パターンとアースパターンとが形成される回路基板と、
   前記導線パターンと前記アースパターンとの間に接続される第１のコンデンサとを備え、
   前記第１のコンデンサの自己共振周波数は、前記回路基板の電気的な振動の共振周波数帯域に含まれるように定められる、回路ユニット。
2. 前記第１のコンデンサは、前記主面における端部に配置される、請求項１に記載の回路ユニット。
3. 前記第１のコンデンサは、前記主面の端部において、前記導線パターンが前記アースパターンよりも前記主面の端部に近い場所に配置される、請求項２に記載の回路ユニット。
4. 請求項１に記載の回路ユニットを備え、
   前記導線パターンに印加される直流電圧に応じて電源供給を行なう、電源バイアス回路。
5. 前記電源バイアス回路は、
   前記導線パターンと前記アースパターンとの間に接続される第２のコンデンサをさらに備え、
   前記第１のコンデンサの容量値は、前記第２のコンデンサの容量値よりも小さい、請求項４に記載の電源バイアス回路。
6. 請求項４に記載の電源バイアス回路を備える、ＬＮＢ。
7. 請求項４に記載の電源バイアス回路を備える、トランスミッタ。

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