JP3472877B2 - 電子制御式機械時計およびその制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、ゼンマイが開放する時の機械エネルギを発
電機で電気エネルギに変換し、その電気エネルギにより
回転制御手段を作動させて発電機の回転周期を制御する
ことにより、輪列に固定される指針を正確に駆動する電
子制御式機械時計およびその制御方法に関する。

背景技術 ゼンマイが開放する時の機械エネルギを発電機で電気
エネルギに変換し、その電気エネルギにより回転制御手
段を作動させて発電機のコイルに流れる電流値を制御す
ることにより、輪列に固定される指針を正確に駆動して
正確に時刻を表示する電子制御式機械時計として、特公
平７−119812号公報に記載されたものが知られている。

この電子制御式機械時計では、発電機のロータの回転
に基づく信号をカウンタに入力し、一方で水晶発振器か
らの信号もカウンタに入力し、これらの各カウンタの値
を比較し、その差に基づいて発電機を制御することでそ
の回転速度を制御していた。このカウンタは、基準クロ
ックパルス（Refパルス）と、発電機回転周期パルス
（Ｇパルス）の位相差を比較してＧパルスが進みであれ
ばU/Dカウンタをダウンカウントし、遅れであればアッ
プカウントしており、いわゆる積分カウンタで構成され
ていた。

そして、Refパルスの１周期間の時間を測定して得ら
れた値と、積分カウンタで得られた値が一致した時点か
ら発電機にブレーキがかかり、Refパルスの１周期間の
時間測定が終了するまでブレーキが持続されていた。従
って、積分カウンタの値は、ブレーキ開放時間を設定し
ていることになる。つまり、積分カウンタの値には、目
標速度（Refパルス）に対して、Ｇパルスの平均速度が
一致するような、ブレーキ開放時間Ｎが積算されてい
た。すなわち、このシステムでは、積分制御を採用して
いた。

しかしながら、このような積分制御方式は、１周期毎
に出力される信号をカウンタでカウントしながら比較す
るため、十分に長い時間にわたるロータの平均速度は設
定された時間に調速することができ、平均的な調速運針
が可能である反面、即座にはロータの回転速度を調整す
ることができず、応答性が低いという問題があった。そ
の上、ゼンマイの力とブレーキ制動力の力関係が目標の
周波数に整定するまで、いくらかの位相偏差が生じてし
まうという問題もあった。

すなわち、積分制御は、図20のブロック線図で表すこ
とができる。一般に発電機／電動機に使われる伝達関数
は、1/s（sT＋１）となることが知られている。これ
は、図20に示すように、1/（sT＋１）の１次遅れの伝達
関数101と、1/sの積分項102によって構成されている。
従って、制御対象である発電機自身に積分要素が含まれ
ていることになる。この制御対象に積分制御のみを行っ
た場合を想定したボード線図を図21,22に示す。

これらのボード線図において、回転制御が安定する条
件としては、位相余裕つまり利得0db（ゲイン交点）時
の位相が−180゜よりも進みであることと、ゲイン余裕
つまり位相−180゜（位相交点）時の利得が0db以下であ
ることが必要である。

しかしながら、積分制御だけの場合、図21に示すよう
に、制御対象で−90゜、積分制御によってさらに−90゜
位相が遅れるため、−180゜近辺の位相特性となってい
る。このため、積分制御だけでは、位相余裕やゲイン余
裕が取れないため、安定した制御が難しくなる。このた
め、特公平７−119812号公報の時計では、かなり低い周
波数で制御しなければならず、0.016Hz以下程度の応答
性となってしまう。

また、仮に、積分カウンタのゲインを100倍にした場
合を図22に示す。この場合も、位相余裕は−180゜より
遅れとなり、安定した制御は期待できない。

以上のデータからも明らかなように、従来の積分制御
のみでの制御では、平均した調速は可能であるが、位相
偏差が解消されないという問題点があった。

また、制御の応答性が遅いため、腕時計において腕を
振って加速度が発生した場合のような急激な外乱に対し
てほとんど対応できないという問題もあった。

本発明の目的は、位相偏差も解消でき、かつ制御シス
テムの応答性が速い電子制御式機械時計およびその制御
方法を提供することにある。

発明の開示 本発明の電子制御式機械時計は、機械的エネルギ源
と、輪列を介して連結される前記機械的エネルギ源によ
って駆動されて誘起電力を発生して電気的エネルギを供
給する発電機と、この発電機にブレーキを掛けるブレー
キ回路と、前記輪列に結合された指針と、前記ブレーキ
回路を制御して前記発電機の回転周期を制御する回転制
御手段とを備える電子制御式機械時計において、前記回
転制御手段は、前記発電機の回転信号を発生する回転検
出手段と、目標回転数に対応した目標信号を発生する目
標信号発生手段と、前記回転検出手段より出力される回
転信号と前記目標信号発生手段より出力される目標信号
との位相差を検出して前記ブレーキ回路のブレーキ制御
信号となる位相差補償信号を出力する位相差補償手段
と、を備えたことを特徴とするものである。

本発明の電子制御式機械時計は、指針及び発電機をゼ
ンマイ等の機械的エネルギ源で駆動し、発電機にブレー
キをかけることでロータつまりは指針の回転数を調速す
る。この際、発電機の回転信号と、時計の時間標準信号
等の目標信号との位相を比較し、その位相差に基づいて
発電機のブレーキ回路にブレーキ制御信号を入力してい
るので、いわゆる位相同期回転制御（PLL制御）を電子
制御式機械時計において実現できる。このため、１周期
毎の発電波形を比較してブレーキレベルを設定できるた
め、一旦ロックレンジに引き込めば、発電波形が瞬時に
大きく変動することがない限り、応答性の速い安定した
制御システムを実現することができる上、位相偏差も無
くすことができる。

この際、前記発電機およびブレーキ回路により電圧制
御発振器（VCO）が構成され、前記位相差補償手段は、
前記回転信号および目標信号の位相を比較する位相比較
回路と、この位相比較回路の出力に基づいて前記ブレー
キ回路を制御する位相差補償信号を前記電圧制御発振器
に入力するブレーキ制御手段とを備えて構成されている
ことが好ましい。

この際、前記回転制御手段は、前記電圧制御発振器の
出力波形を矩形波パルスに変換して前記位相比較回路に
出力する波形整形回路を備えていることが好ましい。

電圧制御発振器における出力波形は、その制御方式な
どに応じて変化するが、前記波形整形回路を備えていれ
ば、その出力波形の相違部分を吸収でき、位相比較回路
には電圧制御発振器における出力波形に関係無く、時間
標準信号と比較可能な矩形波パルスを出力できるため、
位相比較回路等を共通化することができ、部品コストを
低減できる。

また、前記回転制御手段は、前記電圧制御発振器の出
力信号の周波数を速度に変換する周波数／速度変換器を
備え、前記ブレーキ制御回路は、前記位相比較回路の出
力および前記周波数／速度変換器の出力に基づいて前記
ブレーキ回路を制御する信号を出力可能に構成されてい
ることが好ましい。

周波数／速度変換器を設ければ、制御回路における時
定数を小さくすることができ、応答性をより向上するこ
とができる。

さらに、前記位相差補償手段は、位相差検出手段と、
この位相差検出手段の出力を受ける補償信号発生手段と
を含み、前記回転信号と目標信号は繰り返しパルス波形
であり、前記位相差検出手段は、各信号の立ち上がり、
または、立ち下がりの数を積算するカウンタを備えて構
成され、このカウンタは、前記目標信号の立ち上がり、
または、立ち下がりで加算または減算され、前記回転信
号の立ち上がり、または、立ち下がりで減算または加算
され、かつカウンタの出力を位相差信号として前記補償
信号発生手段に出力することを特徴とするものであるこ
とが好ましい。

位相差検出手段をカウンタで構成すれば、回路構成を
簡単にでき、コストも低減できる。さらに、複数のカウ
ンタ値を保持可能なカウンタを用いることができるの
で、広い範囲で位相差を検出でき、位相差が累積された
場合でもその累積値を保持することができるため、累積
の位相差に応じた制御を行うことができ、より正確な調
速制御を行うことができる。

この際、前記位相差検出手段は、回転信号および目標
信号の位相偏差時間の積算値をカウントする積分カウン
タと、位相偏差時間をカウントする比例カウンタと、目
標信号に対する回転信号の位相偏差の進みまたは遅れに
応じて各カウンタ値を加算または減算する加算器とを含
むことが好ましい。

本発明の電子制御式機械時計の制御方法は、機械的エ
ネルギ源と、輪列を介して連結される前記機械的エネル
ギ源によって駆動されて誘起電力を発生して電気的エネ
ルギを供給する発電機と、この発電機にブレーキを掛け
るブレーキ回路と、前記輪列に結合された指針と、前記
ブレーキ回路を制御して前記発電機の回転周期を制御す
る回転制御手段とを備える電子制御式機械時計の制御方
法であって、前記発電機の回転信号と、目標回転数に対
応して発生する目標信号とを比較してその位相差を検出
し、この位相差に応じた位相差補償信号によって前記ブ
レーキ回路を制御することを特徴とするものである。

本発明においては、電子制御式機械時計を位相同期回
路制御（PLL制御）で制御できるため、位相偏差を無く
すことができ、かつ応答性の速い安定した制御システム
を実現することができる。

この際、前記回転信号および目標信号の位相偏差時間
の積算値を積分カウンタでカウントするとともに、位相
偏差時間を比例カウンタでカウントし、目標信号に対す
る回転信号の位相偏差の進みまたは遅れを判断し、その
結果に応じて各カウンタ値を加算または減算してブレー
キ時間を設定する位相差補償信号を算出し、この位相差
補償信号で前記ブレーキ回路を制御することが好まし
い。なお、ブレーキ時間の設定には、ブレーキを掛ける
時間を直接設定する場合だけでなく、所定周期における
ブレーキを掛けないブレーキ開放時間を設定して間接的
にブレーキを掛ける時間を設定する場合も含む。

図面の簡単な説明 図１は、本発明の第１実施形態における電子制御式機
械時計の要部を示す平面図である。

図２は、図１の要部を示す断面図である。

図３は、図１の要部を示す断面図である。

図４は、本実施形態の機能を示すブロック図である。

図５は、本実施形態の構成を示すブロック図である。

図６は、本実施形態のチョッパ充電回路を示す回路図
である。

図７は、本実施形態の波形整形回路の一例を示す図で
ある。

図８は、本実施形態の波形整形回路の他の例を示す図
である。

図９は、本実施形態の回路における波形図である。

図10は、本実施形態のブレーキ制御回路のコンパレー
タの処理を示す図である。

図11は、本発明の第２実施形態の要部の構成を示すブ
ロック図である。

図12は、第２実施形態の制御方法を示すフローチャー
トである。

図13は、図12のフローチャートの制御の続きを示すフ
ローチャートである。

図14は、図12のＩ値算出フローを示すフローチャート
である。

図15は、図12のＰ値算出フローを示すフローチャート
である。

図16は、第２実施形態におけるボード線図である。

図17は、本発明の変形例の構成を示すブロック図であ
る。

図18は、本発明のチョッパ充電回路の変形例を示す回
路図である。

図19は、本発明の波形整形回路の変形例を示す図であ
る。

図20は、本発明の従来例の構成を示すブロック図であ
る。

図21は、従来例におけるボード線図である。

図22は、従来例におけるボード線図である。

発明を実施するための最良の形態 本発明をより詳細に説明するために、添付の図面に従
ってこれを説明する。

図１は、本発明の第１実施形態の電子制御式機械時計
の要部を示す平面図であり、図２及び図３はその断面図
である。

電子制御式機械時計は、ゼンマイ1a、香箱歯車1b、香
箱真1c及び香箱蓋1dからなる香箱車１を備えている。ゼ
ンマイ1aは、外端が香箱歯車1b、内端が香箱真1cに固定
される。香箱真1cは、地板２と輪列受３に支持され、角
穴車４と一体で回転するように角穴ネジ５により固定さ
れている。

角穴車４は、時計方向には回転するが反時計方向には
回転しないように、こはぜ６と噛み合っている。なお、
角穴車４を時計方向に回転しゼンマイ1aを巻く方法は、
機械時計の自動巻または手巻機構と同様であるため、説
明を省略する。香箱歯車1bの回転は、７倍に増速されて
二番車７へ、順次6.4倍増速されて三番車８へ、9.375倍
増速されて四番車９へ、３倍増速されて五番車10へ、10
倍増速されて六番車11へ、10倍増速されてロータ12へ
と、合計126,000倍に増速されている。

二番車７には筒かな7aが、筒かな7aには分針13が、四
番車９には秒針14がそれぞれ固定されている。従って、
二番車７を1rphで、四番車９を1rpmで回転させるために
は、ロータ12は5rpsで回転するように制御すればよい。
このときの香箱歯車1bは、1/7rphとなる。

この電子制御式機械時計は、ロータ12、ステータ15、
コイルブロック16から構成される発電機20を備えてい
る。ロータ12は、ロータ磁石12a、ロータかな12b、ロー
タ慣性円板12cから構成される。ロータ慣性円板12cは、
香箱車１からの駆動トルク変動に対しロータ12の回転数
変動を少なくするためのものである。ステータ15は、ス
テータ体15aに４万ターンのステータコイル15bを巻線し
たものである。

コイルブロック16は、磁心16aに11万ターンのコイル1
6bを巻線したものである。ここで、ステータ体15aと磁
心16aはPCパーマロイ等で構成されている。また、ステ
ータコイル15bとコイル16bは、各々の発電電圧を加えた
出力電圧がでるように直列に接続されている。

次に、電子制御式機械時計の制御回路について、図４
〜９を参照して説明する。

図４には、本実施形態の機能を示すブロック図が示さ
れている。

発電機20からの交流出力は、昇圧整流、全波整流、半
波整流、トランジスタ整流等からなる整流回路21を通し
て昇圧、整流される。整流回路21には、回転制御手段等
の制御用ICや水晶振動子等の負荷22が接続されている。
なお、図４では説明の便宜上、IC内に構成される各機能
回路を負荷22とは別に記載している。

発電機20には、制動抵抗23AおよびNchやPchのトラン
ジスタ23Bが直列に接続されて構成されたブレーキ回路2
3が接続されている。この発電機20およびブレーキ回路2
3によってVCO（電圧制御発振器）25が構成されている。
なお、ブレーキ回路23には、制動抵抗23Aのほかにダイ
オードを適宜挿入してもよい。

このVCO25には、回転制御手段50が接続されている。

回転制御手段50は、発振回路51、分周回路52、ロータ
12の回転検出回路53、位相比較回路（PC）54、ローパス
フィルタ（低域フィルタ:LPF）55、ブレーキ制御回路56
によって構成されている。

発振回路51は水晶振動子51Aによる発振信号を出力
し、この発振信号は分周回路52によってある一定周期ま
で分周される。この分周信号は、例えば10Hzの時間標準
信号（基準周期信号）fsとして位相比較回路54に出力さ
れている。この時間標準信号（基準周期信号）fsは、発
電機20の目標回転数となるため、発振回路51および分周
回路52により目標回転数に対応した目標信号（時間標準
信号fs）を発生する目標信号発生手段が構成されてい
る。

回転検出回路53は、VCO25の出力波形を発電機20側に
影響しないようにハイインピーダンスで受け、この出力
を矩形波パルスfrに波形処理して位相比較回路54に出力
する。従って、この回転検出回路53により、発電機20の
回転に同期した回転信号を発生する回転検出手段が構成
されている。

位相比較回路54は、分周回路52からの時間標準信号fs
と、回転検出回路53からの矩形波パルスfrとの位相を比
較し、その差信号を出力する。この差信号はLPF55で高
周波成分が除去された後、ブレーキ制御手段であるブレ
ーキ制御回路56に入力される。

ブレーキ制御回路56は、この信号に基づいてブレーキ
回路23の制御信号をVCO25に入力する。これにより位相
同期制御が実現されている。

従って、位相比較回路54、LPF55、ブレーキ制御回路5
6により、回転検出手段より出力される回転信号と前記
目標信号発生手段より出力される目標信号との位相差を
検出して前記ブレーキ回路23のブレーキ制御信号となる
位相差補償信号を出力する位相差補償手段が構成されて
いる。

次に、本実施形態のより具体的な構成を図５に示す。

図に示すように、本実施形態では、ブレーキ回路23と
してチョッパ充電回路60を用いている。チョッパ充電回
路60は、図６に示すように、発電機20のコイル15b,16b
に接続された２つのコンパレータ61,62と、これらのコ
ンパレータ61,62に比較基準電圧Vrefを供給する電源63
と、コンパレータ61,62の出力と、前記ブレーキ制御回
路56側からのクロック出力（制御信号）との論理和を出
力するオア回路64,65と、前記コイル15b,16bに接続され
るとともに、オア回路64,65の出力がゲートに接続され
た電界効果型トランジスタ（FET）66,67と、前記コイル
15b,16bに接続されて前記整流回路21に設けられたコン
デンサ21Aに接続されたダイオード68,69とを備えて構成
されている。なお、FET66,67には寄生ダイオード66A,67
Aが設けられている。

また、コンデンサ21Aの＋側は電圧VDDとされ、−側は
VTKN（V/TANK/Negativ:電池の−側）とされている。同
様に、電源63の−側やトランジスタ66,67のソース側もV
TKNとされている。従って、このチョッパ充電回路60で
は、トランジスタ66,67を制御することで、発電機20を
一旦VTKN側に短絡させ、開放時にVDDの電圧以上になる
ようにチョッパ昇圧している。このため、コンパレータ
61,62は、昇圧された起電圧と、VDDおよびVTKN間の任意
の設定電圧Vrefとを比較するようになっている。

チョッパ充電回路60において、各コンパレータ61,62
の出力は、波形整形回路70にも出力されている。従っ
て、チョッパ充電回路60および波形整形回路70によって
回転検出回路53が構成されている。

なお、波形整形回路70としては、図７に示すようなコ
ンデンサ72および抵抗73で構成された単安定マルチバイ
ブレータ（ワンショットタイプ）71や、図８に示すよう
なカウンタ74、ラッチ75を用いたタイプのものなどが利
用できる。

位相比較回路54は、アナログ位相比較器、ディジタル
位相比較器等で構成され、例えば、CMOSICを用いたCMOS
タイプ位相比較器等が利用できる。そして、分周回路52
からの10Hzの時間標準信号fsと、波形整形回路70からの
矩形波パルスfrとの位相差を検出して差信号を出力して
いる。

この差信号は、チャージポンプ（CP）80に入力されて
電圧レベルに変換され、抵抗82およびコンデンサ83から
なるループフィルタ81によって高周波成分が除去され
る。従って、チャージポンプ80およびループフィルタ81
によって、前記LPF55が構成されている。

ループフィルタ81から出力されるレベル信号ａは、コ
ンパレータ90に入力される。このコンパレータ90には、
発振回路51からの信号を50Hz〜10KHzに分周する分周回
路91および積分器等を用いた三角波発生回路92を通して
変換された三角波信号ｂが入力されている。そして、コ
ンパレータ90は、ループフィルタ81からのレベル信号ａ
と三角波信号ｂとから矩形波パルス信号ｃを出力してい
る。従って、コンパレータ90、分周回路91、三角波発生
回路92により、前記ブレーキ制御回路56が構成されてい
る。

そして、コンパレータ90から出力された矩形波パルス
信号ｃは、前述のとおり、チョッパ充電回路60にクロッ
ク信号CLKとして入力されている。

次に、本実施形態の動作について、図9,10の波形図を
も参照して説明する。

ゼンマイ1aにより発電機20のロータ12が回転すると、
各コイル15b,16bからは磁束の変化に応じた交流波形が
出力される。この波形は、各コンパレータ61,62に入力
される。そして、各コンパレータ61,62においては、電
源63からの電圧Vrefと比較される。このコンパレータ6
1,62での比較によりトランジスタ66,67をONさせる極性
のタイミングを検出している。

すなわち、コンデンサ21Aへの昇圧充電および発電機2
0のチョッパブレーキ動作を行うには、クロック信号CLK
をトランジスタ66,67のゲートに入力するだけでも行え
る。しかし、クロック信号だけで制御した場合には、ク
ロック信号がHiになると、各トランジスタ66,67が同時
にONして短絡し、クロック信号がLoになると、各寄生ダ
イオード66A,67Aの一方とダイオード68,69の一方とを通
過してコンデンサ21Aに充電する。具体的には、AG1が＋
の時は、寄生ダイオード67Aからコイル15b,16bを通して
ダイオード68の経路で充電し、AG2が＋の時は、寄生ダ
イオード66Aからコイル15b,16bを通してダイオード69の
経路で充電する。

この場合、充電経路にダイオードが２つ直列に接続さ
れ、各ダイオードの立ち上がり電圧VFを加えた分の電圧
降下が発生する。従って、充電電圧は、コンデンサ21A
の電位に前記電圧降下分を加えた以上の電圧でなけれ
ば、コンデンサ21Aに充電させることができない。これ
は、電子制御式機械時計のように、発電電圧の小さな発
電機の場合、充電効率を低下させる大きな要因となる。

そこで、本実施形態では、トランジスタ66,67を同時
にON、OFFせずに、そのタイミングを調整することで充
電効率を向上させている。

すなわち、AG1がVTKNからみて＋となり、電圧Vrefを
越えるとコンパレータ62はHiレベル信号を出力し、この
ため、オア回路65は、クロック信号CLKに関係なくHiレ
ベル信号を出し続け、これによりトランジスタ67のゲー
トに電圧が加わり、トランジスタ67はON状態となる。

一方、AG2側に接続されたコンパレータ61は、AG2＜電
圧Vrefであるため、Loレベル信号を出力し、オア回路64
からはクロック信号に同期した信号が出力され、トラン
ジスタ66はON/OFF動作を繰り返し、AG1端子はチョッパ
昇圧される。

このときの充電経路は、トランジスタ66が一旦ONして
OFFされた時に、AG1−ダイオード68−コンデンサ21A−V
TKN−トランジスタ67（ソースからドレイン）−AG2とな
り、寄生ダイオード67Aが経路から外れるため、電圧降
下が小さくなり、充電効率が向上する。

なお、電圧Vrefのレベルは、発電機20の発電電圧をチ
ョッパ昇圧してコンデンサ21Aに充電可能となる起電圧
レベルを選択することが好ましく、通常、VTKNを数百mV
越えたレベルに設定すればよい。この電圧Vrefの設定レ
ベルが高いと、コンパレータ61,62が動作するまでの期
間が長くなり、この間は前述したダイオード２つが直列
接続された充電経路になるため、発電効率がその分低下
する。

なお、トランジスタ66をONしたときには、トランジス
タ67もONされていることから発電機20は短絡されて、シ
ョートブレーキがかかり、その分発電量が低下するが、
このVTKN側に短絡させていることにより、トランジスタ
66の開放時にVDD以上の電圧に昇圧できるため、ON/OFF
するチョッパリングのサイクルを所定周期以上にすれ
ば、ショートブレーキ時の発電量低下を補うことがで
き、発電電力を一定以上に保ちながら制動トルクを増加
することができる。

そして、発電機20からの出力がAG2側になった場合
も、各コンパレータ61,62、トランジスタ66,67の動作が
入れ替わるだけで、前述と同様の動作が行われる。

また、チョッパ充電回路60の各コンパレータ61,62の
出力は、波形整形回路70に入力されて矩形波パルスfrに
変換される。

例えば、図７の単安定マルチバイブレータ71は、１つ
の極性検出（コンパレータ62の出力）だけから波形整形
している。具体的には、コンパレータ62の出力の立ち上
がりで、単安定マルチバイブレータ71にトリガをかけ、
CRで設定した長さのパルスを出力する。CRの時定数はク
ロック信号CLKの１周期に対して約1.5倍以上に設定して
いるため、CRで設定されたパルス時間内に、次のコンパ
レータ62の出力の立ち上がりが入力され、単安定マルチ
バイブレータ71はリトリガされる。このため、マルチバ
イブレータ71からは、CRで設定した1.5T時間内にコンパ
レータ62の出力の立ち上がりが発生しなくなるまで、Hi
レベル信号を出力し続け、これにより発電機20の出力信
号に対応した矩形波パルスfrが出力される。但し、パル
スfrの立ち下がり時間は、CRの設定時間−極検出パルス
のHiレベルの時間だけ遅くなり、図９に示すように、CR
が1.5Tの場合、1.5T−0.5T＝1Tだけ遅れが生じる。

一方、図８に示す波形整形回路70も、１つの極性検出
（コンパレータ61または62の一方の出力）だけから波形
整形している。具体的には、クロック信号を2T時間だけ
カウントしてクリアするカウンタ74と、カウンタ74の出
力でラッチをかけるラッチ手段75によって構成され、カ
ウンタ74とラッチ手段75はコンパレータ61または62のい
ずれかの出力によってクリアされるように設定されてい
る。例えば、図９に示すように、コンパレータ62の出力
が発生している場合には、ラッチ手段75、カウンタ74は
クリアされており、出力frはLoレベル信号を出力する。
そして、コンパレータ62の出力が発生しなくなると、カ
ウンタ74によって出力frはHiレベルにラッチされる。

そして、再度コンパレータ62の出力が発生すると、ラ
ッチ信号はクリアされ、出力frはLoレベルとなり矩形波
パルスを得ることができる。なお、カウンタの設定時間
内（2T）にコンパレータ62の出力が発生すると、ラッチ
動作は行われない。ただし、この場合も、図９に示すよ
うに、カウンタ74の設定時間（2T）だけ、矩形波パルス
frのHiの立ち上がりが遅くなる。

図7,8の各波形整形回路70は、コンパレータ62の出力
に遅れを生じさせて矩形波パルスに変換させている。こ
れは、システムの起動時等にコンパレータ62からの出力
が必ずしもクロック信号の周期に同期した信号として得
られず、いわゆるパルス抜けのような出力となるため、
そのまま矩形波パルスへ変換させるとパルス割れを生じ
るため、CR設定時間、あるいはカウンタの設定時間によ
ってパルス割れを防止するためである。なお、CR設定時
間やカウンタ時間はパルス抜けの程度によって設定すれ
ばよく、周期1.5〜5T程度に設定すればよい。なお、制
御上は、このような遅れはほどんど影響しない。

このようにして整形された矩形波パルスfrは、位相比
較回路54において分周回路52の時間標準信号fsと比較さ
れ、その差信号がチャージポンプ80およびループフィル
タ81を通してレベル信号ａに変換される。

コンパレータ90では、図10にも示すように、レベル信
号ａおよび三角波発生回路92からの三角波信号ｂによ
り、矩形波パルス信号ｃを出力する。前記レベル信号ａ
は、ロータ12の回転に基づく矩形波パルスfrが時間標準
信号fsよりも進んでいる場合には、標準レベルよりも低
くなり、遅れている場合には高くなるように設定されて
いる。

このため、矩形波パルスfrが時間標準信号fsよりも進
んでいる場合には、矩形波パルス信号ｃのＨレベルの状
態が長くなり、その分、チョッパ充電回路60での各チョ
ッパサイクル内におけるショートブレーキ時間が長くな
ってブレーキ量が増えて発電機20のロータ12は減速され
る。逆に、矩形波パルスfrが時間標準信号fsよりも遅れ
ている場合には、矩形波ｃのＬレベルの状態が長くな
り、その分、チョッパ充電回路60での各チョッパサイク
ル内におけるショートブレーキ時間が短くなってブレー
キ量が減って発電機20のロータ12は増速される。これに
より、矩形波パルスfrが時間標準信号fsに合うように制
御される。

このような本実施形態によれば、次のような効果があ
る。

発電機20、ブレーキ回路23からなるVCO25と、位相比
較回路54、ブレーキ制御回路56からなる位相差補償手段
とを設けたので、PLL制御により発電機20の回転を制御
できる。このため、１周期毎の発電波形を比較してブレ
ーキ回路23におけるブレーキレベルを設定できるため、
一旦ロックレンジに引き込めば、発電波形が瞬時に大き
く変動することがない限り、応答性の速い安定した制御
を行うことができる上、位相差も無くすことができる。

ブレーキ回路23をチョッパ充電回路60で構成し、ブレ
ーキ制御をチョッパリングを利用して実現しているの
で、発電電力を一定以上に保ちながら、制動トルクを増
加できる。このため、システムの安定性を維持しなが
ら、効率的なブレーキ制御を行うことができる。

チョッパ充電回路60を用いたことで、ブレーキ制御だ
けではなく、整流回路21のコンデンサ21Aへの充電（発
電処理）と、発電機20のロータ12の回転検出をもチョッ
パ充電回路60で実現することができ、これらの各機能を
別々の回路で実現する場合に比べて、回路構成を簡略化
でき、部品点数も少なくできてコストを低減でき、かつ
製造効率も向上することができる。

チョッパ充電回路60において、各トランジスタ66,67
のオン、オフ制御のタイミングを調整し、トランジスタ
66,67の一方をオンし続けた状態で、他方をオン、オフ
しているので、充電経路における電圧降下を少なくで
き、発電効率を向上することができる。このため、特に
電子制御式機械時計のように、小さな発電機20を用いな
ければならない場合に、その発電効率を向上できるた
め、非常に有効である。

波形整形回路70を設けたので、仮にチョッパ充電回路
60等の回路構成が変わって、VCO25からの出力波形が異
なる場合でも、その出力波形の相違部分を波形整形回路
70で吸収できる。このため、チョッパ充電回路60の回路
構成が相違しても、回転制御手段50を共通して利用する
ことができ、部品コストを低減することができる。

波形整形回路70として、ローパスフィルタ（LPF）と
コンパレータとを組み合わせた一般的な回路を用いる
と、チョッパ昇圧した起電圧の一部を、例えば１次遅れ
のCRフィルタ等からなるLPFに充電させることになり、
コンデンサ21Aへの充電効率を低下させる要因となる
が、本実施形態の各波形整形回路70は、デジタル的に処
理を行うため、消費電流を低く抑えることができ、コン
デンサ21Aへの充電効率も向上することができる。

次に、本発明の第２実施形態について説明する。な
お、本実施形態において、前述の実施形態と同一もしく
は同様の構成部分には、同一符号を付し、説明を省略あ
るいは簡略する。

本実施形態の電子制御式機械時計は、回転制御手段の
具体的な構成が前記実施形態と異なるものである。すな
わち、図11に示すように、本実施形態の回転制御手段
は、発振回路（水晶発振器）51と、分周器52と、位相差
補償手段200と、発電機20と、回転検出回路53とを備え
ている。その他の電子制御式機械時計として必要な構成
は前記第１実施形態と同様である。

分周器52は、第１の基準クロックパルス（Ref1パル
ス）と、第２の基準クロックパルス（Ref2パルス）とを
出力している。なお、Ref2パルスの周波数は、Ref1パル
スの周波数に比べて非常に高くされている。

位相差補償手段200は、位相差検出手段210と、位相差
補償手段であるブレーキ信号生成手段（ブレーキ制御手
段）220とを備えている。位相差検出手段210は、積分カ
ウンタ211と、比例カウンタ212と、加算器213とを備え
て構成されている。

このような本実施形態における発電機20の制御方法に
関して、図12〜15を参照して説明する。

まず、回転検出回路53からの発電機回転周期パルス
（Ｇパルス）と、分周器52からの第１の基準クロックパ
ルス（Ref1パルス）との位相差を比較する（ステップ
１、以下ステップをＳと略す）。

次に、積分カウンタ211でＩ値を求めるとともに（S
2）、比例カウンタ212でＰ値を求める（S3）。

なお、積分カウンタ211でのＩ値の求め方は、図14に
示すＩ値算出フローで行われる。すなわち、まず、Ref1
パルスとＧパルスとの１周期内の位相差を比較してＧパ
ルスが進みであるか否かを判定する（S21）。

ここでＧパルスが進みであれば、進み時間を積分ゲイ
ンパルスCiによってカウントして進み量を計測し（S2
2）、積分カウンタ（U/Dカウンタ）211をアップカウン
トする（S23）。一方、Ｇパルスが遅れであれば、遅れ
時間を積分ゲインパルスCiによってカウントして遅れ量
を計測し（S24）、積分カウンタ（U/Dカウンタ）211を
ダウンカウントする（S25）。従って、積分カウンタ211
のカウンタ値は、積分ゲインパルスCiによって計測され
た位相偏差時間の積算値となり、これをＩ値としている
（S26）。

一方、比例カウンタ212でのＰ値の求め方は、図15に
示すＰ値算出フローで行われる。すなわち、まず、Ｇパ
ルスの進みあるいは遅れの位相偏差に対して、比例ゲイ
ンパルスCpによってカウントし、位相偏差時間を比例カ
ウンタで計測する（S31）。そして、例えば、位相差が
出ている時間だけカウンタに入力される測定パネル（比
例ゲインパルスCp）の入力が無くなったかを検出するこ
とで、位相偏差量計測が終了したかを判断し（S32）、
計測が終了したら比例カウンタ値をＰ値とする（S3
3）。この際、具体的には、比例カウンタ値をＰ値とし
てレジスタに記憶させ、その後比例カウンタをリセット
しておく。

そして、進み偏差（進み位相）であるかを判断し（S
4）、進み偏差であれば「Ｎ＝Ｉ＋Ｐ」の演算が実行さ
れ（S5）、遅れ偏差であれば「Ｎ＝Ｉ−Ｐ」の演算が実
行されてＮ値が求められる。ここで、Ｎ値は後述するよ
うに、発電機20の１周期間でのブレーキ時間を設定して
おり、発電機20の回転周期パルスが基準クロックパルス
よりも進んでいる場合には、Ｎ値は「Ｉ＋Ｐ」で大きく
なるためにブレーキ時間がさらに長くなる。一方で、発
電機20の回転周期パルスが基準クロックパルスよりも遅
れている場合には、Ｎ値は「Ｉ−Ｐ」で小さくなるため
にブレーキ時間がより短くなる。従って、Ｎ値は、位相
差補償信号ともなっている。

なお、積分ゲインパルスCiと、比例ゲインパルスCpと
は、各周波数がCi〈〈Cpの関係にあり、腕時計として利
用している場合に腕の動きによってロータ12などに加速
度が発生した場合のように、急激な外乱等による位相偏
差に対してはＰ値が積極的に抑制し、ゼンマイ1aの開放
による穏やかな変動に対してはＩ値が対処する構成とな
っている。

一方、ブレーキ信号生成手段220には、第２の基準ク
ロックパルス（Ref2パルス）を計測するRef2カウンタが
設けられ、位相差検出手段210でＮ値を算出している
間、このRef2カウンタでのRef2パルスのカウントが開始
されると同時に（S7）、ブレーキ信号生成手段220によ
ってブレーキが掛けられる（S8）。

そして、Ref2カウンタの値と、算出されたＮ値とが等
しいかを判断し（S9）、これらの値が一致した時点から
発電機20のブレーキが開放される（S10）。

続いて、Ref2カウンタがカウントアップしたか否かを
検出することなどで、ブレーキ制御用に設定された所定
の１周期が終了したかを判断し（S11）、所定周期が終
了した場合にはRef2カウンタを停止してリセットし（S1
2）、Ref2カウンタでのRef2パルスのカウントを再び開
始する（S7）。

より具体的に説明すれば、Ref2カウンタは、例えば、
０から15までカウントすると再び０からカウントを繰り
返す４ビットのリップルカウンタで構成される。そし
て、Ref2カウンタが０になると（S7）、ブレーキ状態に
なり（S8）、算出されたＮ値とRef2カウンタ値が等しく
なるまでブレーキが掛け続けられる（S9）。Ｎ値とRef2
カウンタ値とが等しくなると（S9）、ブレーキが開放さ
れ（S10）、Ref2カウンタ値が４ビットのフルカウント
つまり15になるまでブレーキ開放状態が維持される（S1
1）。そして、Ref2カウンタ値が15から０に戻ると（S1
2）、再びブレーキ状態になる（S7,S8）。

従って、Ｎ値は、発電機20の１周期間でのブレーキ時
間を設定していることになる。これにより、発電機20
は、周波数や位相が第１の基準クロックパルスに近づい
て同期し、指針は正確な時刻を表示することができる。

なお、本実施形態では、第２の基準クロックパルス
（Ref2パルス）は各周波数がRef1パルス〈〈Ref2パルス
の関係となるものを用いている。このRef1パルスに比べ
て周波数が非常に高いRef2パルスを用いることで、Ref2
パルスによって前記第１実施形態のようなチョッパ充電
回路を制御することもできる。

このように第１実施形態と同様に、積分制御および比
例制御を組み合わせた本実施形態のボード線図を図16に
示す。この図によれば、位相余裕が約40度とれ、ゲイン
余裕も−40db以上とれており、応答周波数も0.16Hzとな
って応答速度が図21,22に示す従来技術の約10倍にでき
た。

このような本実施形態においても、前記第１実施形態
と同様にPI制御を用いているので、前記〜と同様の
作用効果を奏することができる。

さらに、高周波数の第２の基準クロックパルス（Re
f2パルス）を用いているので、チョッパ充電回路の制御
フローとしても容易に利用することができる。

なお、本発明は各実施形態に限定されるものではな
く、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等
は、本発明に含まれるものである。

例えば、図17に示すように、回転制御手段50に、波形
整形回路70の出力周波数を速度情報に変換するF/V（周
波数／速度）変換器100を設けてもよい。このF/V変換器
100を設けることで、発電機20の回転速度情報が得ら
れ、制御回路における時定数を小さくすることができる
ため、応答性をより向上することができ、発電機20の回
転速度を設定速度つまり時間標準信号により迅速に近づ
けるように制御できる。このため、仮に発電波形が瞬時
に大きく変動してロックレンジを外れた場合でも、迅速
に応答することができて制御を維持することができ、よ
り安定したシステムを構成することができる。

また、チョッパ充電回路60としては、前記実施形態の
ものに限らず、例えば、図18に示すように、ロータ12の
極検出用の１つのコンパレータ111と、トランジスタ66,
67のチョッパリング用のダイオード112、抵抗113を設け
たチョッパ充電回路110を用いたものでもよい。

前記実施形態の場合、極性検出にコンパレータ61,62
を用いているため、この比較基準電圧Vref用の電源63が
必要であるが、本実施形態ではその電源を不要にするこ
とができる。ただし、チョッパ充電回路110の場合、ト
ランジスタ66,67を発電コイルの極性に対して導通制御
させるために、コイル端電圧からダイオード112を通じ
て駆動している。このため、コイル端電圧を、トランジ
スタ66,67を駆動可能な電圧（しきい値）Vth＋ダイオー
ド112の立ち上がり電圧Vfよりも大きくしなければなら
ない。例えば、Vth＝0.5Vで、ダイオードVf＝0.3Vとす
ると、それだけで0.8V必要となり、発電機20としては、
1.0〜1.6V程度の発電能力が必要となる。このため、ダ
イオードを介さずにトランジスタ66,67を駆動する前記
実施形態のチョッパ充電回路60のほうが、発電機20の小
さな起電圧からより効率の良いチョッパ充電動作ができ
る点で好ましい。

さらに、チョッパ充電回路としては、図６のチョッパ
充電回路60のトランジスタ66,67をPchタイプに変更し、
さらにダイオード68,69と入れ替え、コンデンサ21Aの＋
（VDD）側に短絡させてトランジスタ66,67の開放時にVT
KNの電圧以下になるように昇圧するように構成してもよ
い。なお、この場合、コンパレータ61,62とクロック信
号CLKとの出力は、アンド回路で論理合成されて各トラ
ンジスタ66,67のゲートに入力されることになる。

さらに、回転検出回路53、LPF55、ブレーキ制御回路5
6の構成も前記実施形態にように、波形整形回路70、チ
ャージポンプ80およびループフィルタ81、コンパレータ
90、分周回路91および三角波発生回路92からなるものに
限らず、実施にあたって適宜設定すればよい。

例えば、波形整形回路70としては、図19に示すよう
な、ラッチ手段120を用いたものでもよい。前記各波形
整形回路70は、図９にも示すように、一方のコンパレー
タ61,62の出力のみで矩形波パルスfrを整形していた
が、図13の波形整形回路70は、図９にも示すように、AG
1の極検出（コンパレータ62）の出力の立ち上がりでラ
ッチ手段120にラッチをかけ、AG2のコンパレータ61の出
力でリセットさせるものである。この場合、２つの出力
を用いる必要があるが、時間の遅れが生じず、正確な検
出ができる利点がある。なお、AG1の出力でラッチがか
かれば、AG1の出力がパルス抜けを起こしても無視され
るため、矩形波パルスfrへの影響も防止できる。

また、ブレーキ回路23は、チョッパリングを用いたも
のに限らず、VCOによってコイル15b,16bに流れる電流量
を可変することでブレーキするものなどでもよく、実施
にあたって適宜設定すればよい。

以上に述べたように、本発明によれば、電子制御式機
械時計においてPLL制御を実現できるため、位相偏差も
解消でき、制御システムの応答性を速くすることができ
る。

また、本発明は、腕時計に限らず、ゼンマイ駆動の置
き時計、掛け時計等に適用してもよい。

産業上の利用可能性 以上のように、本発明にかかる電子制御式機械時計お
よびその制御方法は、ゼンマイが開放する時の機械エネ
ルギを発電機で電気エネルギに変換し、その電気エネル
ギにより回転制御手段を作動させて発電機の回転周期を
制御する各種の電子制御式機械時計に有用であり、特に
腕時計として用いられる小型の電子制御式機械時計に用
いるのに適している。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−182305（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−101284（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−36072（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−119812（ＪＰ，Ａ) 特開 昭49−84680（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−168398（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G04B 17/00 G04C 10/00 G04B 1/10 G04C 3/00 H02J 7/00 H02K 7/18 H02P 9/00

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】機械的エネルギ源と、輪列を介して連結さ
   れる前記機械的エネルギ源によって駆動されて誘起電力
   を発生して電気的エネルギを供給する発電機と、この発
   電機にブレーキを掛けるブレーキ回路と、前記輪列に結
   合された指針と、前記ブレーキ回路を制御して前記発電
   機の回転周期を制御する回転制御手段とを備える電子制
   御式機械時計において、 前記回転制御手段は、前記発電機の回転信号を発生する
   回転検出手段と、目標回転数に対応した目標信号を発生
   する目標信号発生手段と、前記回転検出手段より出力さ
   れる回転信号と前記目標信号発生手段より出力される目
   標信号との位相差を検出して前記ブレーキ回路のブレー
   キ制御信号となる位相差補償信号を出力する位相差補償
   手段と、を備えたことを特徴とする電子制御式機械時
   計。
2. 【請求項２】請求項１に記載の電子制御式機械時計にお
   いて、前記発電機およびブレーキ回路により電圧制御発
   振器が構成され、前記位相差補償手段は、前記回転信号
   および目標信号の位相を比較する位相比較回路と、この
   位相比較回路の出力に基づいて前記ブレーキ回路を制御
   する位相差補償信号を前記電圧制御発振器に入力するブ
   レーキ制御手段とを備えて構成されていることを特徴と
   する電子制御式機械時計。
3. 【請求項３】請求項２に記載の電子制御式機械時計にお
   いて、前記回転制御手段は、前記電圧制御発振器の出力
   波形を矩形波パルスに変換し、回転信号として前記位相
   比較回路に出力する波形整形回路を備えていることを特
   徴とする電子制御式機械時計。
4. 【請求項４】請求項２または３に記載の電子制御式機械
   時計において、前記回転制御手段は、前記電圧制御発振
   器の出力信号の周波数を速度に変換する周波数／速度変
   換器を備え、前記ブレーキ制御手段は、前記位相比較回
   路の出力および前記周波数／速度変換器の出力に基づい
   て前記ブレーキ回路を制御する信号を出力可能に構成さ
   れていることを特徴とする電子制御式機械時計。
5. 【請求項５】請求項１に記載の電子制御式機械時計にお
   いて、前記位相差補償手段は、位相差検出手段と、この
   位相差検出手段の出力を受ける補償信号発生手段とを含
   み、 前記回転信号と目標信号は繰り返しパルス波形であり、 前記位相差検出手段は、各信号の立ち上がり、または、
   立ち下がりの数を積算するカウンタを備えて構成され、 このカウンタは、前記目標信号の立ち上がり、または、
   立ち下がりで加算または減算され、前記回転信号の立ち
   上がり、または、立ち下がりで減算または加算され、か
   つカウンタの出力を位相差信号として前記補償信号発生
   手段に出力することを特徴とする電子制御式機械時計。
6. 【請求項６】請求項５に記載の電子制御式機械時計にお
   いて、前記位相差検出手段は、回転信号および目標信号
   の位相偏差時間の積算値をカウントする積分カウンタ
   と、位相偏差時間をカウントする比例カウンタと、目標
   信号に対する回転信号の位相偏差の進みまたは遅れに応
   じて各カウンタ値を加算または減算する加算器とを含む
   ことを特徴とする電子制御式機械時計。
7. 【請求項７】機械的エネルギ源と、輪列を介して連結さ
   れる前記機械的エネルギ源によって駆動されて誘起電力
   を発生して電気的エネルギを供給する発電機と、この発
   電機にブレーキを掛けるブレーキ回路と、前記輪列に結
   合された指針と、前記ブレーキ回路を制御して前記発電
   機の回転周期を制御する回転制御手段とを備える電子制
   御式機械時計の制御方法であって、 前記発電機の回転信号と、目標回転数に対応して発生す
   る目標信号とを比較してその位相差を検出し、この位相
   差に応じた位相差補償信号によって前記ブレーキ回路を
   制御することを特徴とする電子制御式機械時計の制御方
   法。
8. 【請求項８】請求項７に記載の電子制御式機械時計の制
   御方法において、前記回転信号および目標信号の位相偏
   差時間の積算値を積分カウンタでカウントするととも
   に、位相偏差時間を比例カウンタでカウントし、目標信
   号に対する回転信号の位相偏差の進みまたは遅れを判断
   し、その結果に応じて各カウンタ値を加算または減算し
   てブレーキ時間を設定する位相差補償信号を算出し、こ
   の位相差補償信号で前記ブレーキ回路を制御することを
   特徴とする電子制御式機械時計の制御方法。