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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft elektronisch gesteuerte, mechanische
Uhren, die exakt Zeiger, die an einer Räderwerkbrücke befestigt sind, unter Verwendung
eines Generators antreiben, der mechanische Energie im Entspannungsmodus
einer Feder in elektrische Energie umwandelt, und den Drehzyklus
des Generators durch Antreiben eines Drehkontrollmittels mit der
elektrischen Energie kontrollieren, und Kontrollverfahren dafür.
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Stand der
Technik
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Eine
elektronisch gesteuerte, mechanische Uhr, die in der Geprüften Japanischen
Patentschrift Nr. 7-119812 beschrieben ist, ist für die Anzeige
einer exakten Zeit bekannt, die Zeiger, die an einer Räderwerkbrücke befestigt
sind, unter Verwendung eines Generators exakt antreibt, der mechanische
Energie im Entspannungsmodus einer Feder in elektrische Energie
umwandelt, und zum Steuern eines Stroms, der in der Spule des Generators
fließt,
durch Antreiben eines Drehkontrollmittels mit der elektrischen Energie.
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In
der elektronisch gesteuerten mechanischen Uhr wird durch Eingabe
eines Signals, das auf der Drehung des Generators beruht, in den
Zähler, während ein
Signal von einem Quarzoszillator in den Zähler eingegeben wird, einen
Vergleich von Werten in dem Zähler,
und Steuern des Generators auf der Basis der Differenz die Drehgeschwindigkeit
kontrolliert. Der Zähler
vergleicht die Phasendifferenz von Referenztaktimpulsen (Ref-Impulsen)
und Generator-Drehzyklus-Impulsen
(G-Impulsen, und erhöht den
Wert eines Auf/Abwärtszählers, wenn
die G-Impulse voreilen, oder senkt den Wert, wenn die G-Impulse
nacheilen. Der Zähler
besteht aus einem sogenannten integralen Zähler.
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Wenn
ein Wert, der durch Messen der Zeit eines Zyklus der Ref-Impulse
erhalten wird, gleich einem Wert ist, der durch den integralen Zähler erhalten
wird, wird der Generator gebremst, und mit dem Bremsen wird kontinuierlich
fortgefahren, bis die Messung der Zeit eines Zyklus der Ref-Impulse endet. Daher
stellt der Wert des integralen Zählers
eine Bremslösungszeit
ein. Das heißt,
der wert des integralen Zählers
wird mit der Bremslösezeit
N multipliziert, zu der die durchschnittliche Geschwindigkeit der
G-Impulse gleich einer Zielgeschwindigkeit (ref-Impulse) ist. Mit
anderen Worten, in diesem System wird eine Integralsteuerung verwendet.
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Gemäß der Integralsteuerung
kann die durchschnittliche Geschwindigkeit eines Rotors über eine
ausreichende Dauer bei einer Geschwindigkeit in einer Sollzeit kontrolliert
werden, wodurch Zeiger exakt bei einer kontrollierten Geschwindigkeit
bewegt werden können,
da Signale, die in jedem Zyklus ausgegeben werden, verglichen werden,
während
die Signale gezählt
werden. Die Integralsteuerung weist jedoch das Problem auf, dass
die Drehgeschwindigkeit des Rotors nicht sofort eingestellt werden
kann, was zu einem geringen Ansprechvermögen führt. Die Integralsteuerung
hat auch das Problem, dass mehrere Phasenexkursionen erzeugt werden,
bis das Verhältnis
zwischen der Federkraft und der Bremskraft so eingestellt ist, dass
es einer Zielfrequenz entspricht.
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Die
Integralsteuerung kann in dem Blockdiagramm von 20 ausgedrückt werden.
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Allgemein
ist bekannt, dass eine Transferfunktion, die für einen Generator oder Motor
verwendet wird, 1/s(sT + 1) ist. Diese besteht aus einer Transferfunktion
einer Verzögerung
erster Ordnung 101 und einem Integralterm 102 von
1/s. Daher ist ein Integralfaktor in dem Generator als zu kontrollierendes
Objekt enthalten. Bode-Diagramme unter der Annahme, dass nur die
Integralsteuerung für
das Objekt ausgeführt
wird, sind in 21 und 22 dargestellt.
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In
den Bode-Diagrammen ist als Bedingung für eine stabile Drehkontrolle
erforderlich, dass eine Phasentoleranz, d.h., die Phase bei einer
Verstärkung
von Null db (Verstärkungsgrenzlinie)
vor –180° liegt, und
dass eine Verstärkungstoleranz,
d.h., die Verstärkung
bei einer Phase von –180° (Phasengrenzlinie)
nicht mehr als Null db beträgt.
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Wenn
jedoch nur die Integralsteuerung durchgeführt wird, tritt eine Phasenverzögerung von –90° in dem Objekt
auf, und einer weitere Phasenverzögerung von –90° tritt aufgrund der Integralsteuerung
auf, wie in 21 dargestellt ist, so dass
die Phase bei etwa –180° liegt. Somit
ist eine stabile Steuerung schwierig, da nur die Integralsteuerung keine
Phasentoleranz und Verstärkungstoleranz
erreichen kann. Daher muss die Uhr in der Geprüften Japanischen Patentschrift
Nr. 7-119812 eine Steuerung bei einer sehr niederen Frequenz ausführen, und
ihre Ansprechcharakteristik ist bei etwa 0,016 Hz oder weniger positioniert.
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Ein
Fall, in dem die Verstärkung
des integralen Zählers
hundertfach größer eingestellt
ist, ist in 22 dargestellt. Auch in diesem
Fall liegt die Phasentoleranz hinter –180° und es kann keine stabile Kontrolle
erwartet werden.
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Wie
aus den zuvor beschriebenen Daten hervorgeht, kann durch Ausführen einer
Kontrolle unter Verwendung nur der herkömmlichen Integralsteuerung
eine Durchschnittsgeschwindigkeitssteuerung ausgeführt werden,
aber es tritt das Problem auf, dass Phasenexkursionen nicht beseitigt
werden können.
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Zusätzlich verursacht
ein langsames Ansprechen der Steuerung das Problem, dass nahezu nichts
bei einer raschen Störung
gemacht werden kann, wie in dem Fall, wenn eine Beschleunigung in einer
Uhr durch Schwenken eines Arms verursacht wird.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine elektronisch gesteuerte,
mechanische Uhr bereitzustellen, die keine Phasenexkursionen aufweist
und über
ein rasches Ansprechvermögen des
Kontrollsystems verfügt,
sowie ein Kontrollverfahren für
diese.
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WO
97/09657 offenbart ein Werk einer Uhr, die eine Feder umfasst, die
eine Zeitanzeige und einen Generator über Zahnräder antreibt. Der Generator
wird durch eine Steuerschaltung reguliert, die eine Komparatorschaltung
umfasst, die ein Referenzsignal mit einem Generatorsignal von dem
Generator vergleicht. Die Komparatorschaltung enthält einen Zähler, dessen
Ablesung der Frequenzdifferenz zwischen dem Referenzsignal und dem
Generatorsignal entspricht. Eine Energiestreuungsschaltung ist über die
Generator-Anschlussklemmen angeschlossen und der Energieverbrauch
der Energiestreuungsschaltung wird durch die Zählerablesung gesteuert, um
das Werk der Uhr mit dem Referenzsignal zu synchronisieren.
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US 2927001 offenbart eine
elektronisch gesteuerte mechanische Uhr, die eine Antriebsfeder,
einen Generator, der von der Feder über ein Räderwerk angetrieben wird, eine
Bremsschaltung zum Bremsen des Generators, und eine Drehkontrollschaltung
zum Kontrollieren der Bremsschaltung umfasst. Die Drehkontrollschaltung
umfasst einen Oszillator, der eine Referenzfrequenz erzeugt, einen
Verstärker,
der eine Frequenz erzeugt, die der Drehung des Generators entspricht,
und einen Komparator zum Vergleichen der beiden Frequenzen, der
ein einfacher Phasenkomparator sein kann. Der Ausgang des Komparators
kontrolliert die Bremsschaltung.
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Offenbarung
der Erfindung
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird eine elektronisch gesteuerte, mechanische Uhr bereitgestellt,
umfassend: eine mechanische Energiequelle; einen Generator, der
von der mechanischen Energiequelle angetrieben wird, die über ein
Räderwerk
an den Generator angeschlossen ist, wobei der Generator zwei Anschlüsse aufweist
und induzierte elektrische Energie zur Zuleitung von elektrischer
Energie erzeugt; eine Bremsschaltung zum Bremsen des Generators;
Zeiger, die mit dem Räderwerk
verbunden sind; und ein Drehkontrollmittel zum Kontrollieren des
Drehzyklus des Generators durch Kontrollieren der Bremsschaltung;
wobei
das Drehkontrollmittel Folgendes enthält: ein Drehungserfassungsmittel
zum Erzeugen eines Drehungssignals des Generators; ein Sollwertsignalerzeugungsmittel
zum Erzeugen eines Sollwertsignals, das einer Sollzahl von Umdrehungen
entspricht; und ein Phasendifferenzkompensationsmittel zum Erfassen
der Phasendifferenz des Drehungssignals, das von dem Drehungserfassungsmittel
ausgegeben wird, und dem Sollwertsignal, das von dem Sollwertsignalerzeugungsmittel
ausgegeben wird, und zum Ausgeben eines Phasendifferenzkompensationssignals,
das als Bremskontrollsignal in der Bremsschaltung verwendet wird;
wobei
der Generator und die Bremsschaltung einen spannungskontrollierten
Oszillator bilden, und das Phasendifferenzkompensationsmittel Folgendes
enthält:
eine Phasenvergleichsschaltung zum Vergleichen der Phasen des Drehungssignals
und des Sollwertsignals; und ein Bremskontrollmittel zum Eingeben
des Phasendifferenzkompensationssignals zum Kontrollieren der Bremsschaltung,
das auf einem Ausgang von der Phasenvergleichsschaltung beruht, in
den spannungskontrollierten Oszillator; und
dadurch gekennzeichnet,
dass die Bremsschaltung eine Chopper-Ladungsschaltung zum Kurzschließen beider
Anschlüsse
des Generators umfasst, wobei das Tastverhältnis der Chopper-Ladungsschaltung durch
das Phasendifferenzkompensationssignal kontrolliert wird.
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Eine
elektronisch gesteuerte, mechanische Uhr der vorliegenden Erfindung
verwendet eine mechanische Energiequelle, wie eine Feder, zum Antreiben
von Zeigern und eines Generators, und steuert die Drehzahl eines
Rotors, d.h., der Zeiger, durch Bremsen des Generators. Zu diesem
Zeitpunkt vergleicht die elektronisch gesteuerte mechanische Uhr die
Phasen eines Drehungssignals des Generators und eines Sollwertsignals,
wie eines Standardsignals der Uhr, und gibt auf der Basis der Phasendifferenz ein
Bremskontrollsignal an die Bremsschaltung für den Generator aus, wodurch
eine sogenannte Phasensynchronisationsschaltungssteuerung (PLL-Steuerung)
in einer elektronisch gesteuerten, mechanischen Uhr erreicht wird.
Da ein Bremspegel durch einen Vergleich der Wellenformen der erzeugten
Energie in jedem Zyklus eingestellt werden kann, erreicht die Aktivierung
eines verriegelten Bereichs ein stabiles, rasch ansprechendes System
und ermöglicht
die Beseitigung von Phasenexkursionen, wenn sich Wellenformen der
erzeugten Energie nicht in einem Moment deutlich ändern.
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Unter
diesen Umständen
ist bevorzugt, dass das Drehkontrollmittel eine Wellenform-Formungsschaltung
enthält,
zum Umwandeln der vom spannungskontrollierten Oszillator ausgegebenen
Wellenform in Impulse mit rechteckiger Welle, sowie zum Ausgeben
derselben als Drehungssignal an die Phasenvergleichsschaltung.
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Die
ausgegebene Wellenform des spannungskontrollierten Oszillators ändert sich
in Übereinstimmung
mit einem Kontrollverfahren für
diesen. Durch Bereitstellung der Wellenform-Formungsschaltung kann
jedoch der unterschiedliche Teil der ausgegebenen Wellenform absorbiert
werden, und Impulse mit rechteckiger Welle, die mit einem Zeitstandardsignal
verglichen werden können,
können an
die Phasenvergleichsschaltung ausgegeben werden, unabhängig von
der ausgegebenen Wellenform des spannungskontrollierten Oszillators.
Somit kann die Phasenvergleichsschaltung usw. allgemein verwendet
werden, um eine Verringerung von Komponentenkosten zu ermöglichen.
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Zusätzlich ist
bevorzugt, dass das Drehkontrollmittel einen Frequenz-Geschwindigkeits-Wandler zum
Umwandeln der Frequenz eines Ausgangssignals von dem spannungskontrollierten
Oszillator in Geschwindigkeit enthält, und das Bremskontrollmittel imstande
ist, ein Signal auszugeben, das die Bremsschaltung auf der Basis
eines Ausgangs von der Phasenvergleichsschaltung und eines Ausgangs
von dem Frequenz-Geschwindigkeits-Wandler
kontrolliert.
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Durch
die Bereitstellung des Frequenz-Geschwindigkeits-Wandlers kann die Zeitkonstante einer
Steuerschaltung verringert werden, und das Ansprechvermögen kann
weiter verbessert werden.
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Ferner
ist bevorzugt, dass das Phasendifferenzkompensationsmittel ein Phasendifferenzerfassungsmittel
und ein Kompensationssignalerzeugungsmittel zum Empfangen eines
Ausgangs von dem Phasendifferenzerfassungsmittel enthält, dass das
Drehungssignal und das Sollwertsignal periodisch wiederkehrende
Impulse sind, dass das Phasendifferenzerfassungsmittel Zähler zum
Zählen
der Anzahl von Anstiegen oder Abfällen der entsprechenden Signale
enthält,
und dass ein Zähler
erhöht oder
gesenkt wird, wenn das Sollwertsignal steigt oder fällt, oder
erhöht
oder gesenkt wird, wenn das Drehungssignal steigt oder fällt, und
einen Ausgang des Zählers
als Phasendifferenzsignal an das Kompensationssignalerzeugungsmittel
ausgibt.
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Unter
Verwendung eines Zählers
zur Bildung des Phasendifferenzerfassungsmittels kann die Schaltungsanordnung
vereinfacht werden und es können
auch die Kosten reduziert werden. Zusätzlich kann ein Zähler, der
imstande ist, mehrere Zählungen zu
führen,
verwendet werden. Somit kann eine Phasendifferenz in einem weiteren
Bereich erfasst werden, und selbst wenn Phasendifferenzen summiert wird,
kann die Gesamtsumme gehalten wird. Daher kann eine Steuerung mit
einer Gesamtsumme der Phasendifferenzen ausgeführt werden und eine exaktere
geschwindigkeitskontrollierte Steuerung ausgeführt werden.
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Unter
diesen Umständen
ist bevorzugt, dass das Phasendifferenzerfassungsmittel Folgendes
enthält:
einen integralen Zähler
zum Messen einer Gesamtzahl der Phasenexkursionsperioden des Drehungssignals
und des Sollwertsignals; einen proportionalen Zähler zum Messen der Phasenexkursionsperioden;
und einen Addierer zum Erhöhen
oder Verringern des Wertes jedes Zählers in Übereinstimmung mit einem Voreilen
oder Nachlaufen der Phasenexkursion des Drehungssignals im Bezug
auf das Sollwertsignal.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Kontrollverfahren für eine elektronisch gesteuerte, mechanische
Uhr nach Anspruch 6 bereitgestellt.
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In
der vorliegenden Erfindung können
Phasenexkursionen beseitigt werden und ein stabiles, rasch ansprechendes
Kontrollsystem erreicht werden, da eine elektronisch gesteuerte,
mechanische Uhr durch eine Phasensynchronisationsschaltungssteuerung
(PLL-Steuerung) gesteuert werden kann.
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Unter
diesen Umständen
ist bevorzugt, dass das Kontrollverfahren Folgendes umfasst: die
Verwendung eines integralen Zählers
zum Messen einer Gesamtzahl der Phasenexkursionsperioden des Drehungssignals
und des Sollwertsignals; und die Verwendung eines proportionalen
Zählers
zum Messen der Phasenexkursionsperioden; das Bestimmen eines Voreilens
oder Nachlaufens der Phasenexkursion des Drehungssignals im Bezug
auf das Sollwertsignal; das Berechnen eines Phasendifferenzkompensationssignals
zum Einstellen einer Bremszeit durch Erhöhen oder Verringern des Wertes
jedes Zählers
gemäß dem bestimmten
Ergebnis; und das Verwenden des Phasendifferenzkompensationssignals
zum Kontrollieren der Bremsschaltung.
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Das
Einstellen der Bremszeit beinhaltet nicht nur den Fall, in dem eine
Bremszeit direkt eingestellt werden kann, sondern auch den Fall,
in dem eine indirekte Bremsung durch Einstellen einer Bremslösungszeit
ausgeführt,
in der in einem vorbestimmten Zyklus keine Bremsung ausgeführt wird.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
eine Draufsicht, die Hauptkomponenten einer elektronisch gesteuerten,
mechanischen Uhr gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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2 ist
eine Querschnittsansicht, die einen Hauptteil in 1 zeigt.
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3 ist
eine Querschnittsansicht, die einen Hauptteil in 1 zeigt.
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4 ist
ein Blockdiagramm, das Funktionen einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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5 ist
ein Blockdiagram, das die Konstruktion einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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6 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine Chopper-Ladungsschaltung gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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7 ist
ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer Wellenform-Formungsschaltung
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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8 ist
ein Blockdiagramm, das ein weiteres Beispiel einer Wellenform-Formungsschaltung gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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9 ist
ein Wellenformdiagramm gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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10 ist
eine Zeichnung, die eine Verarbeitung durch einen Komparator in
einer Bremskontrollschaltung gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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11 ist
ein Blockdiagramm, das Hauptkomponenten einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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12 ist
ein Flussdiagramm, das ein Kontrollverfahren gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt.
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13 ist
ein Flussdiagramm, das eine Fortsetzung der Steuerung in dem Flussdiagramm
von 12 zeigt.
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14 ist
ein Flussdiagramm, das den Ablauf zur I-Wert-Berechnung in 12 zeigt.
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15 ist
ein Flussdiagramm, das den Ablauf zur P-Wert-Berechnung in 12 zeigt.
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16 ist
ein Bode-Diagramm gemäß einer zweiten
Ausführungsform.
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17 ist
ein Blockdiagramm, das eine Modifizierung der vorliegenden Erfindung
zeigt.
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18 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine Modifizierung einer Chopper-Ladungsschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt.
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19 ist
ein Blockdiagramm, das eine Modifizierung einer Wellenform-Formungsschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt.
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20 ist
ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines herkömmlichen
Beispiels zeigt, das sich auf die vorliegende Erfindung bezieht.
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21 ist
ein Bode-Diagramm gemäß einem
herkömmlichen
Beispiel.
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22 ist
ein Bode-Diagramm gemäß einem
herkömmlichen
Beispiel.
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Beste Ausführungsform
der Erfindung
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Für eine ausführlichere
Beschreibung der vorliegenden Erfindung wird diese unter Bezugnahme
auf die beiliegenden Zeichnungen erklärt.
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1 ist
eine Draufsicht, die Hauptteile einer elektronisch gesteuerten,
mechanischen Uhr gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt, und 2 und 3 sind
Schnittansichten der Uhr.
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Die
elektronisch gesteuerte, mechanische Uhr enthält ein Federhaus 1,
das aus einer Feder 1a, einem Federzahnrad 1b,
einer Federwelle 1c und einer Federhausdeckel 1d besteht.
Ein äußeres Ende der
Feder 1a ist an dem Federzahnrad 1b befestigt, und
ein inneres Ende ist an der Federwelle 1c befestigt. Die
Federwelle 1c wird von einer Hauptplatine 2 und
einer Räderwerkbrücke 3 gehalten,
und ist an einer Sperrradhalterung 5 befestigt, so dass
sie gemeinsam mit einem Sperrrad 4 dreht.
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Das
Sperrrad 4 steht mit einer Vertiefung 6 in Eingriff,
so dass es im Uhrzeigersinn, aber nicht gegen den Uhrzeigersinn
dreht. Eine Beschreibung einer Technik zum Aufziehen der Feder 1a durch
Drehen des Sperrrades 4 im Uhrzeigersinn wird unterlassen,
da die Technik ähnlich
jener bei einem Selbstaufzieh- oder Handaufziehmechanismus einer mechanischen
Uhr ist. Die Drehung des Federzahnrades 1b wird auf ein
zentrales Rad 7 bei einer siebenfachen Geschwindigkeitserhöhung übertragen. Anschließend wird
sie auf ein drittes Rad 8 bei einer 6,4-fachen Geschwindigkeitserhöhung übertragen. Sie
wird auf ein zweites Rad 9 bei einer 9,375-fachen Geschwindigkeitserhöhung übertragen.
Sie wird auf ein fünftes
Rad 10 bei einer 3-fachen Geschwindigkeitserhöhung übertragen.
Sie wird auf ein sechstes Rad 11 bei einer 10-fachen Geschwindigkeitserhöhung übertragen.
Sie wird auf einen Rotor 12 bei einer 10-fachen Geschwindigkeitserhöhung übertragen.
Insgesamt wird die Drehzahl auf das 126 000-Fache erhöht.
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Ein
Viertelrohr 7a ist an dem zentralen Rad 7 befestigt.
Ein Minutenzeiger 13 ist an dem Viertelrohr 7a befestigt.
Ein Sekundenzeiger 14 ist an dem zweiten Rad 9 befestigt.
Damit das zentrale Rad 7 bei 1 U/h drehen kann und dass
zweite Rad 9 bei 1 U/min drehen kann, kann ein Rotor 12 so
kontrolliert werden, dass er bei 5 U/sec dreht. Zu diesem Zeitpunkt dreht
das Federzahnrad 1b bei 1/7 U/h.
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Die
elektronisch gesteuerte, mechanische Uhr enthält einen Generator 20,
der aus dem Rotor 12, einem Stator 15 und einem
Spulenblock 16 besteht. Der Rotor 12 besteht aus
einem Rotormagneten 12a, einem Rotorritzel 12b und
einer Rotor-Trägheitsscheibe 12c.
Die Rotor-Trägheitsscheibe 12c dient
zum Unterdrücken
einer Änderung
in der Umdrehung des Rotors 12 gegenüber einer Änderung in dem Antriebsmoment von
dem Federhaus 1. Der Stator 15 ist eine Statorbasis 15a,
um die vierzigtausend Wicklungen einer Statorspule 15b gewickelt sind.
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Der
Spulenblock 16 ist ein magnetischer Kern 16a,
um den elftausend Wicklungen einer Spule 16b gewickelt
sind. Die Statorbasis 15a und der Magnetkern 16a sind
aus PC-Permalloy oder dergleichen hergestellt. Die Statorspule 15b und
die Spule 16b sind in Serie verbunden, so dass eine Ausgangsspannung
als Summe der von ihnen erzeugten Spannungen erhalten wird.
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Anschließend wird
die Steuerschaltung der elektronisch gesteuerten, mechanischen Uhr
unter Bezugnahme auf 4 bis 9 beschrieben.
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In 4 ist
ein Blockdiagramm dargestellt, das die Funktionen dieser Ausführungsform
zeigt.
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Ein
Wechselstromausgang von dem Generator 20 wird in seiner
Spannung erhöht
und durch eine Gleichrichterschaltung 21 mit einer spannungserhöhenden Gleichrichtung,
Vollwellengleichrichtung, einer Halbwellengleichrichtung, Transistorgleichrichtung
usw. erhöht.
Eine Last 22, wie eine IC zur Steuerung eines Drehkontrollmittels
oder dergleichen, und ein Quarzoszillator oder dergleichen, ist
an die Gleichrichterschaltung 21 angeschlossen. In 4 wird
der einfacheren Erklärung
wegen jede funktionelle Schaltung, die in der IC enthalten ist,
separat von der Last 22 beschrieben.
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Eine
Bremsschaltung 23, die durch serielle Verbindung eines
Bremswiderstands 23A und eines N-Kanal- oder P-Kanal-Transistors 23B gebildet
wird, ist an den Generator 20 angeschlossen. Der Generator 20 und
die Bremsschaltung 23 bilden einen spannungskontrollierten
Oszillator ("voltagecontrolled
oscillator" – VCO) 25.
In der Bremsschaltung 23 kann anstelle des Bremswiderstands 23A eine
Diode eingesetzt werden, falls erforderlich.
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Ein
Drehkontrollmittel 50 ist an den VCO 25 angeschlossen.
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Das
Drehkontrollmittel 50 enthält eine Oszillatorschaltung 51,
eine Frequenzteilerschaltung 52, eine Drehungserfassungsschaltung 53 für den Rotor 12,
eine Phasenvergleichsschaltung (PC) 54, ein Tiefpassfilter
(LPF) 55 und eine Bremskontrollschaltung 56.
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Die
Oszillatorschaltung 51 verwendet einen Quarzoszillator 51a zur
Ausgabe eines oszillierenden Signals, und das oszillierende Signal
wird durch die Frequenzteilerschaltung 52 frequenzgeteilt,
so dass es einen konstanten Zyklus hat. Das frequenzgeteilte Signal
wird zum Beispiel als 10 Hz Zeitstandardsignal (Referenzzyklussignal)
fs an die Phasenvergleichsschaltung 54 ausgegeben. Das
Zeitstandardsignal (Referenzzyklussignal) fs wird als Sollumdrehung des
Generators 20 verwendet. Somit stellen die Oszillatorschaltung 51 und
die Frequenzteilerschaltung 52 ein Sollwertsignalerzeugungsmittel
zum Erzeugen eines Sollwertsignals (Zeitstandardsignals fs) dar, das
einer Sollumdrehung entspricht.
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Die
Drehungserfassungsschaltung 53 empfängt eine ausgegebene Wellenform
von dem VCO 25 bei hoher Impedanz, so dass der Generator 20 nicht
beeinflusst ist. Sie führt
die Wellenformverarbeitung des Ausgangs aus, um Impulse mit rechteckiger Welle
fr zu bilden, und gibt diese an die Phasenvergleichsschaltung 54 aus.
Daher wird unter Verwendung der Drehungserfassungsschaltung 53 ein
Drehungserfassungsmittel zum Erzeugen eines Drehungssignals gebildet,
das mit der Drehung des Generators 20 synchronisiert ist.
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Die
Phasenvergleichsschaltung 54 vergleicht die Phasen des
Zeitreferenzsignals fs von der Frequenzteilerschaltung 52 und
die Impulse mit der rechteckigen Welle fr von der Drehungserfassungsschaltung 53 und
gibt ein Differenzsignal aus. Das Differenzsignal wird von dem LPF 55 so
verarbeitet, dass seine Hochfrequenzkomponenten beseitigt werden,
bevor es in die Bremskontrollschaltung 56 als Bremskontrollmittel
eingegeben wird.
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Die
Bremskontrollschaltung 56 gibt auf der Basis des Signals
an den VCO 25 ein Kontrollsignal von der Bremsschaltung 23 aus.
Dadurch wird die Phasensynchronisierungssteuerung ausgeführt.
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Daher
bilden die Phasenvergleichsschaltung 54, das LPF 55 und
die Bremskontrollschaltung 56 ein Phasendifferenzkompensationsmittel
zum Erfassen der Phasendifferenz zwischen dem Drehungssignal, das
von dem Drehungserfassungsmittel ausgegeben wird, und dem Sollwertsignal,
das von dem Sollwertsignalerzeugungsmittel ausgegeben wird, und
zum Ausgeben eines Phasenkompensationssignals, das zum Bremskontrollsignal
in der Bremsschaltung 23 wird.
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Eine
ausführlichere
Konstruktion dieser Ausführungsform
ist in 5 und 6 dargestellt.
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Wie
in 5 und 6 dargestellt ist, wird in dieser
Ausführungsform
eine Chopper-Ladungsschaltung 60 als Bremsschaltung 23 verwendet.
Die Chopper-Ladungsschaltung 60 enthält: zwei Komparatoren 61 und 62,
die an die Spulen 15b und 16b in dem Generator 20 angeschlossen
sind; eine Stromzufuhr 63 zum Zuführen einer Vergleichsreferenzspannung
Vref zu den Komparatoren 61 und 62; ODER-Schaltungen 64 und 65 zum
Ausgeben der logischen Summen von Ausgängen von den Komparatoren 61 und 62,
und einen Taktausgang (Kontrollsignal) von der Bremskontrollschaltung 56;
Feldeffekttransistoren (FETs) 66 und 67, die an
die Spulen 15b und 16b angeschlossen sind, und
deren Gates an die Ausgänge
der ODER-Schaltungen 64 und 65 angeschlossen sind;
und Dioden 68 und 69, die an den Kondensator 21A angeschlossen
sind, der in der Gleichrichterschaltung 21 bereitgestellt
ist. Die FETs 66 und 67 sind mit parasitären Dioden 66A und 67A bereitgestellt.
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Der
Kondensator 21A hat eine positive Elektrode, die auf eine
Spannung VDD eingestellt ist, und eine negative Elektrode, die auf
VTKN (V/TANK/Negativ: negative Elektrode einer Batterie) gestellt
ist. Ebenso sind die negative Elektrode der Energiezufuhr 63 und
die Sourcen der Transistoren 66 und 67 auf VTKN
eingestellt. Daher werden in der Chopper-Ladungsschaltung 60 die
Transistoren 66 und 67 so kontrolliert, dass der
Generator 60 auf VTKN kurzgeschlossen wird, wodurch ein
Chopper-Boosten ausgeführt
wird, so dass, wenn der Generator 60 offen ist, er die
Spannung VDD oder mehr erhält.
Daher vergleichen die Komparatoren 61 und 62 eine
erhöhte
erzeugte Spannung und eine beliebig eingestellte Spannung Vref zwischen
VDD und VTKN.
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In
der Chopper-Ladungsschaltung 60 werden Ausgänge von
den entsprechenden Komparatoren 61 und 62 auch
zu einer Wellenform-Formungsschaltung 70 geleitet. Daher
bilden die Chopper-Ladungsschaltung 60 und die Wellenform-Formungsschaltung 70 die
Drehungserfassungsschaltung 53.
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Ein
monostabiler Multivibrator (vom Monofloptyp) 71, wie in 7 dargestellt
ist, einer Art, die einen Zähler 74 und
einen Latch 75 verwendet, wie in 8 usw. dargestellt
ist, werden als Wellenform-Formungsschaltung 70 verwendet.
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Die
Phasenvergleichsschaltung 54 enthält einen Analogphasenkomparator
und einen Digitalphasenkomparator. Als Beispiel können CMOS-benutzende,
CMOS-artige Phasenkompartoren usw. verwendet werden. Die Phasenvergleichsschaltung 54 erfasst
die Phasendifferenz zwischen dem 10 Hz Zeitstandardsignal fs von
der Frequenzteilerschaltung 52 und Impul sen mit rechteckiger
Welle fr von der Wellenform-Formungsschaltung 70 und gibt
ein Differenzsignal aus.
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Das
Differenzsignal wird in eine Ladepumpe ("charge pump" – CP) 80 eingegeben,
in der es zu einem Spannungspegel umgewandelt wird, und der Spannungspegel
wird von einem Schleifenfilter 81 verarbeitet, das aus
einem Widerstand 82 und einem Kondensator 83 besteht,
so dass seine Hochfrequenzkomponenten beseitigt werden. Daher bilden die
Ladepumpe 80 und das Schleifenfilter 81 das LPF 55.
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Ein
Pegelsignal als Ausgang von dem Schleifenfilter 81 wird
in einen Komparator 90 eingegeben. Dreieckige Wellen b,
die durch Umwandeln eines Signals durch eine Frequenzteilerschaltung 91 zur
Ausführung
einer Frequenzteilung auf 50 Hz bis 100 kHz und eine Dreieckswellenerzeugungsschaltung 92,
die einen Integrator usw. verwendet, erhalten werden, werden in
den Komparator 90 eingegeben. Der Komparator 90 gibt
ein rechteckiges Impulssignal c auf der Basis des Pegelsignals a
von dem Schleifenfilter 81 und des Dreieckswellensignals
b aus. Daher bilden der Komparator 90, die Frequenzteilerschaltung 91 und
die Dreieckswellenschaltung 92 die Bremskontrollschaltung 56.
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Das
rechteckige Impulssignal c, das von dem Komparator 90 ausgegeben
wird, wird als Taktsignal CLK in die Chopper-Ladungsschaltung 60 wie zuvor beschrieben
eingegeben.
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Anschließend wird
der Betrieb dieser Ausführungsform
unter Bezugnahme auf 9 und 10 beschrieben.
-
Wenn
der Rotor 12 des Generators 20 durch die Feder 1a dreht,
geben die entsprechenden Spulen 15b und 16b Wechselstromwellenformen
in Übereinstimmung
mit der Änderung
im Magnetfluss aus. Die Wellenformen werden den entsprechenden Komparatoren 61 und 62 eingegeben.
Jeder Komparator 61 oder 62 vergleicht den Eingang
mit der Spannung Vref von der Energiezufuhr 63. Die Vergleiche
durch die Komparatoren 61 und 62 erfassen die
Zeitpunkte einer Polarität
zum Umschalten der Transistoren 66 und 67.
-
Mit
anderen Worten, die spannungserhöhende
Ladung des Kondensators 21A und die Chopper-Bremsung des
Generators 20 können
nur durch Eingabe des Taktsignals CLK in die Gates der Transistoren 66 und 67 ausgeführt werden.
Wenn eine Steuerung nur unter Verwendung des Taktsignals ausgeführt wird,
werden die Transistoren 66 und 67 gleichzeitig
aktiviert, um einen Kurschluss zu erzeugen, wenn das Taktsignal
auf seinem Hi-Pegel ist, und wenn das Taktsignal auf seinem Lo-Pegel
ist, geht es durch eine der parasitären Dioden 66A und 67A und
eine der Dioden 68 und 69, um den Kondensator 21A zu
laden. Insbesondere, wenn AG1 positiv ist, wird eine Ladung unter
Verwendung eines Pfades von der parasitären Diode 67A zu der
Diode 68 über die
Spulen 15b und 16b ausgeführt, und wenn AG2 positiv ist,
wird eine Ladung unter Verwendung eines Pfades von der parasitären Diode 66A zu
der Diode 69 über
die Spulen 15b und 16b ausgeführt.
-
In
diesem Fall sind zwei Dioden in Serie in jedem Ladungspfad angeschlossen
und es wird ein Spannungsabfall für die Summe der Anstiegsspannungen
VF der entsprechenden Dioden erzeugt. Daher kann der Kondensator 21A nicht
geladen werden, wenn die Ladungsspannung nicht geringer als eine Spannung
ist, die durch Addieren des Spannungsabfalls zu dem Potenzial des
Kondensators 21A erhalten wird. Dies ist ein signifikanter
Faktor, der die Ladungseffizienz im Falle eines Generator, dessen
erzeugte Spannung gering ist, wie einer elektronisch gesteuerten,
mechanischen Uhr, senkt.
-
Daher
werden in dieser Ausführungsform
die Transistoren 66 und 67 nicht ein- oder ausgeschalten,
aber deren Zeitsteuerung kontrolliert, wodurch die Ladungseffizienz
erhöht
wird.
-
Mit
anderen Worten, wenn AG1 in Bezug auf VTKN positiv und höher als
die Spannung Vref ist, gibt der Komparator 62 ein Hi-Pegel
Signal aus. Somit gibt die ODER-Schaltung 65 kontinuierlich
das Hi-Pegel Signal aus, unabhängig
von dem Taktsignal CLK, wodurch eine Spannung an das Gate des Transistors 67 angelegt
und der Transistor 67 eingeschalten wird.
-
Zusätzlich gibt
der Komparator 61, der an die AG1-Seite angeschlossen ist,
ein Lo-Pegel Signal aus, da AG2 < Spannung
Vref. Die ODER-Schaltung 64 gibt ein Signal aus, das mit
dem Taktsignal synchronisiert ist. Der Transistor 66 führt kontinuierlich einen
EIN/AUS-Vorgang aus. Die Chopper-Spannung im Anschluss AG1 wird
erhöht.
-
Wenn
zu diesem Zeitpunkt der Transistor 66 nach dem Einschalten
ausgeschalten wird, wird ein Ladungspfad von AG1 zu der Diode 68 zu
dem Kondensator 21A zu VTKN zu dem Transistor 67 (dessen Source
zu Drain) zu AG2 gebildet, und der parasitäre Transistor 67A wird
außerhalb
des Pfades positioniert. Somit ist ein Spannungsabfall gering und
die Ladungseffizienz wird verbessert.
-
Bezüglich des
Pegels der Spannung Vref ist bevorzugt, einen erzeugten Spannungspegel
zu wählen,
der die Erhöhung
der Chopper-Spannung einer Spannung ausführt, die von dem Generator 20 erzeugt
wird, so dass der Kondensator 21A geladen werden kann.
Normalerweise kann der Spannungspegel bei einem Pegel eingestellt
werden, der mehrere hundert mV größer als VTKN ist. Wenn die
Spannung Vref bei einem hohen Pegel eingestellt ist, ist eine Periode,
bis die Komparatoren 61 und 62 arbeiten, lang,
und während
der Periode wird ein Ladungspfad gebildet, in dem zwei Dioden in
Serie geschalten sind, wie zuvor beschrieben, so dass die Energieerzeugungseffizienz
um dieses Maß abnimmt.
-
Wenn
der Transistor 66 eingeschalten wird, tritt ein Kurzschluss
in dem Generator 20 ein, so dass eine kurze Bremsung hervorgerufen
wird, da der Transistor 67 auch eingeschalten wird, und
das Ausmaß der
erzeugten Energie abnimmt. Durch Kurzschließen des Generators 20 an
der VTKN-Seite kann
jedoch eine Spannungserhöhung
auf eine Spannung von nicht weniger als VDD ausgeführt werden,
wenn der Transistor 66 offen ist. Somit kann durch Einstellen
des Chopping-Zyklus für
ein Ein/Ausschalten bei einem vorbestimmten Zyklus eine Abnahme
in der Energiemenge, die verursacht wird, wenn ein kurzer Bremsvorgang
ausgeführt
wird, kompensiert werden, und das Bremsmoment kann mit der erzeugten
Energie bei einem konstanten oder höheren Wert gehalten werden.
-
Auch
in dem Fall, in dem der Ausgang von dem Generator 20 zu
der AG2-Seite gelenkt wird, werden die Operationen der Komparatoren 61 und 62 und
der Transistoren 66 und 67 nur umgeschalten, und
Operationen ähnlich
jenen, die zuvor beschrieben sind, werden ausgeführt. Die Ausgänge der Komparatoren 61 und 62 in
der Chopper-Ladungsschaltung 60 werden der Wellenform-Formungsschaltung 70 eingegeben
und zu Impulsen mit rechteckiger Welle fr umgewandelt.
-
Zum
Beispiel führt
der monostabile Multivibrator 71 in 7 eine Wellenform-Formung
auf der Basis nur eines Polaritätserfassungsergebnisses (des
Ausgangs des Komparators 62) aus. Insbesondere wird nur
beim Anstieg des Ausgangs des Komparators 62 der monostabile
Multivibrator 71 getriggert, und Impulse mit einer Länge, die
von CR eingestellt wird, werden ausgegeben. Die CR Zeitkonstante
wird bei nicht weniger als etwa dem 1,5-Fachen eines Zyklus eines
Taktsignals CLK eingestellt. Innerhalb der Impulszeit, die vom CR
eingestellt ist, wird der Anstieg des nächsten Ausgangs des Komparators 62 in
den monostabilen Multivibrator 71 eingegeben, und erneut
getriggert. Daher gibt der monostabile Multivibrator 71 kontinuierlich
ein Hi-Pegel-Signal aus, bis der Anstieg des Ausgangs des Komparators 62 nicht
innerhalb der Zeit 1,5T erzeugt wird, die vom CR eingestellt ist,
wodurch Impulse mit rechteckiger Welle fr, die einem Ausgangssignal
des Generators 20 entsprechen, ausgegeben werden. Der Zeitanstieg
von Impulsen fr ist durch die Cr-Einstellzeit – die Hi-Pegel-Periode der
Polaritätserfassungsimpulse – verzögert, und
wie in 9 dargestellt ist, wenn CR 1,5T ist, wird eine
Verzögerung
m 1,5T – 0,5T
= 1T erzeugt.
-
Ebenso
führt die
Wellenform-Formungsschaltung 70, die in 8 dargestellt
ist, eine Wellenform-Formung nur auf der Basis des Polaritätserfassungsergebnisses
(dem Ausgang entweder des Komparators 61 oder 62)
aus. Insbesondere enthält die
Wellenform-Formungsschaltung 70 einen Zähler 74 zum Zählen der
Taktsignale für
die Zeit 2T und Löschen
der Zählung,
und ein Latch-Mittel 75 zur Ausführung eines Latch-Vorganges
mit einem Ausgang von dem Zähler 74.
Der Zähler 74 und
das Latch-Mittel 75 werden von dem Ausgang entweder des
Komparators 61 oder 62 zurückgestellt. Wenn zum Beispiel
ein Ausgang von dem Komparator 62 erzeugt wird, wie in 9 dargestellt
ist, werden das Latch-Mittel 75 und
der Zähler 74 zurückgestellt,
und der Ausgang fr wird als Lo-Pegel Signal ausgegeben. wenn kein
Ausgang vom Komparator 62 erzeugt wird, wird der Ausgang
fr bei seinem Hi-Pegel verriegelt.
-
Wenn
der Ausgang von dem Komparator 62 wieder erzeugt wird,
wird das Latch-Signal gelöscht und
der Ausgang fr ist bei seinem Lo-Pegel, so dass Impulse mit rechteckiger
Welle erhalten werden können.
Wenn der Ausgang von dem Komparator 62 innerhalb der Sollzeit
des Zählers
(2T) erzeugt wird, wird kein Latch-Vorgang ausgeführt. Auch
in diesem Fall ist der Anstieg des Hi-Pegels der Impulse mit rechteckiger
welle fr, wie in 9 dargestellt ist, um die Sollzeit
(2T) des Zählers 74 verzögert.
-
Die
Wellenform-Formungsschaltungen 70 in 7 und 8 führen eine
Umwandlung in Impulse mit rechteckiger Welle aus, indem der Ausgang
von dem Komparator 62 verzögert wird. Dies verhindert eine
Impulsverformung unter Verwendung der CR-Sollzeit und der Zähler-Sollzeit,
weil, da der Ausgang von dem Komparator 62 nicht immer
als Signal erhalten werden kann, das mit dem Zyklus des Taktsignals
synchronisiert ist, sondern als sogenannter Impuls-Fehlausgang,
eine direkte Umwandlung zu Impulsen mit rechteckiger Welle eine
Impulsverformung bewirkt. Die CR-Sollzeit und die Zähler-Sollzeit können abhängig von
dem Ausmaß der
Impulsverformung bestimmt werden und können bei einem ungefähren Zyklus
von 1,5 bis 5T eingestellt werden. Bezüglich der Kontrolle verursacht
eine solche Verzögerung
keine nachteiligen Auswirkungen.
-
Impulse
mit rechteckiger Welle fr, die wie zuvor beschrieben geformt sind,
werden durch die Phasendifferenzvergleichsschaltung 54 mit
dem Zeitstandardsignal fs der Frequenzteilerschaltung 54 verglichen,
und das Differenzsignal wird durch die Ladepumpe 80 und
das Schleifenfilter 81 zu einem Pegelsignal a umgewandelt.
-
Der
Komparator 90 gibt ein Impulssignal rechteckiger Welle
c unter Verwendung des Pegelsignals a und des dreieckigen Signals
b von der Dreieckswellenerzeugungsschaltung 92 aus, wie
in 10 dargestellt ist. Das Pegelsignal a wird so
eingestellt, dass es niedriger als ein Standardpegel ist, wenn die
Impulse mit rechteckiger Welle fr, die auf der Drehung des Rotors 12 beruhen,
dem Zeitstandardsignal fs vorauseilen, und so, dass es höher als der
Standardpegel ist, wenn die Impulse mit rechteckiger Welle fr dem
Zeitstandardsignal fs nachlaufen.
-
Wenn
daher die Impulse mit rechteckiger Welle fr dem Zeitstandardsignal
fs vorauseilen, dauert der H-Pegelzustand des Impulssignals mit
rechteckiger Welle c lange, und die kurze Bremszeit jedes Chopper-Zyklus
in der Chopper-Ladungsschaltung 60 nimmt durch den verlängerten
Zustand zu, so dass die Bremsung verstärkt wird, um die Geschwindigkeit
des Rotors 12 des Generators 20 zu verringern.
Wenn im Gegensatz dazu die Impulse mit rechteckiger Welle fr hinter
dem Zeitstandardsignal fs liegen, dauert der L-Pegelzustand des
Impulssignals mit rechteckiger Welle c lange, und die kurze Bremszeit
jedes Chopper-Zyklus in der Chopper-Ladungsschaltung 60 nimmt
durch den verlängerten
Zustand ab, so dass die Bremsung geschwächt wird, um die Geschwindigkeit
des Rotors 12 des Generators 20 zu erhöhen. Dadurch
wird die Steuerung für
eine Übereinstimmung
der Impulse mit rechteckiger Welle fr mit dem Zeitstandardsignal
fs ausgeführt.
-
Gemäß der zuvor
beschriebenen Ausführungsform
werden die folgenden Effekte erhalten.
- (1)
Durch Bereitstellung des VCO 25, der aus dem Generator 20 und
der Bremsschaltung 23 besteht, und dem Phasendifferenzkompensationsmittel, das
aus der Phasenvergleichsschaltung 54 und der Bremskontrollschaltung 56 besteht,
wird die PLL-Steuerung zur Steuerung der Drehung des Generators 20 verwendet.
Da der Bremspegel in der Bremsschaltung 23 durch einen
Vergleich der Wellenform der erzeugten Energie für jeden Zyklus eingestellt
werden kann, ermöglicht
die Aktivierung eines verriegelten Bereichs eine stabile, rasch
ansprechende Kontrolle und die Beseitigung einer Phasendifferenz,
wenn sich nicht die Wellenform der erzeugten Energie in einem Moment
deutlich ändert.
- (2) Die Bremsschaltung 23 wird unter Verwendung der
Chopper-Ladungsschaltung 60 gebildet und die Verwendung
des Chopper-Vorgangs ermöglicht
eine Bremskontrolle, wodurch ein Bremsmoment erhöht werden kann, während die erzeugte
Energie bei einem konstanten Wert oder höher gehalten wird.
- Während
die Systemstabilität
aufrechterhalten wird, kann dadurch eine effiziente Bremskontrolle ausgeführt werden.
- (3) Durch Verwendung der Chopper-Ladungsschaltung 60 wird
nicht nur eine Bremskontrolle, sondern auch ein Laden des Kondensators 21A in der
Gleichrichterschaltung 21 und ein Erfassen der Drehung
des Rotors 12 des Generators 20 durch die Chopper-Ladungsschaltung 60 erreicht. Im
Vergleich zu dem Fall, in dem die entsprechenden Funktionen unter
Verwendung separater Schaltungen erreicht werden, kann die Schaltungsanordnung
vereinfacht werden, um die Anzahl von Komponenten zu verringern
und die Kosten zu senken, und die Produktionseffizienz kann verbessert
werden.
- (4) In der Chopper-Ladungsschaltung 60 wird die Zeitsteuerung
zur Kontrolle des Umschaltens jedes Transistors 66 oder 67 eingestellt,
und während
ein Transistor 66 oder 67 eingeschalten ist, ist
der andere ein- oder ausgeschalten, wodurch ein Spannungsabfall
in dem Ladungspfad verringert werden kann, um die Energieerzeugungseffizienz
zu verbessern. Dies ist deshalb effektiv, weil in dem Fall, wenn
der kleine Generator 20 verwendet muss, wie insbesondere
in einer elektronisch gesteuerten, mechanischen Uhr, die Energieerzeugungseffizienz
verbessert werden kann.
- (5) Da die Wellenform-Formungsschaltung 70 bereitgestellt
ist, selbst wenn die Anordnung der Chopper-Ladungsschaltung 60 usw.
modifiziert ist und die von dem VCO 25 ausgegebene Wellenform
unterschiedlich ist, der unterschiedliche Teil der ausgegebenen
Wellenform von der Wellenform-Formungsschaltung 70 absorbiert
werden kann. Wenn daher die Schaltungsanordnung der Chopper-Ladungsschaltung 60 anders
ist, kann das Drehkontrollmittel 50 allgemein verwendet werden,
und die Komponentenkosten können
verringert werden.
- (6) Wenn eine allgemeine Schaltung, die aus einem Tiefpassfilter
("low pass filter" – LPF) und einem Kompara tor
besteht, als Wellenform-Formungsschaltung 70 verwendet
wird, wird ein LPF, das z.B. aus einem CR-Filter mit einer Verzögerung erster
Ordnung usw. besteht, geladen, wobei ein Teil der erzeugten Spannung,
der durch die Chopper-Spannung erhalten wird, steigt, was ein Faktor
ist, der die Ladungseffizienz des Kondensators 21A erhöht. Jede
Wellenform-Formungsschaltung 70 in
dieser Ausführungsform
führt jedoch
eine digitale Verarbeitung aus, wodurch der Stromverbrauch auf einen
niedrigen gesenkt werden kann, und die Ladungseffizienz des Kondensators 21A verbessert
werden kann.
-
Anschließend wird
eine zweite Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung beschrieben. In der Ausführungsform
sind Komponenten, die mit der zuvor beschriebenen Ausführungsform
gleich oder identisch sind, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet
und deren Beschreibung wird unterlassen oder vereinfacht.
-
Im
Bezug auf die elektronisch gesteuerte, mechanische Uhr gemäß der Ausführungsform
unterscheidet sich die spezifische Struktur eines Drehkontrollmittels
von jener in der ersten Ausführungsform.
Insbesondere enthält
das Drehkontrollmittel gemäß der Ausführungsform
eine Oszillatorschaltung (einen Quarzoszillator) 51, einen
Frequenzteiler 52, ein Phasendifferenzkompensationsmittel 200,
einen Generator 20 und ein Drehungserfassungsmittel 53, wie
in 11 dargestellt ist. Andere Komponenten, die für eine elektronisch
gesteuerte, mechanisch Uhr notwendig sind, sind gleich jenen in
der ersten Ausführungsform.
-
Der
Frequenzteiler 52 gibt erste Referenztaktimpulse (Ref1-Impulse) und zweite
Referenztaktimpulse (Ref2-Impulse) aus. Die Frequenz der Ref2-Impulse
wird extrem höher
als die Frequenz der Ref1-Impulse eingestellt.
-
Das
Phasendifferenzkompensationsmittel 200 enthält ein Phasendifferenzerfassungsmittel 210 und
ein Bremssignaler zeugungsmittel (Bremskontrollmittel 220)
als Phasendifferenzkompensationsmittel. Das Phasendifferenzerfassungsmittel 210 enthält einen
integralen Zähler 211,
einen proportionalen Zähler 212 und
einen Addierer 213.
-
Ein
Verfahren zur Steuerung des Generators 20 in der Ausführungsform
wird unter Bezugnahme auf 12 bis 15 beschrieben.
-
Anfangs
werden Generator-Drehzyklus-Impulse (G-Impulse) von dem Drehungserfassungsmittel 53 und
die ersten Referenztaktimpulse (Ref1-Impulse) vom Frequenzteiler 52 in
ihrer Phasendifferenz vergleichen (Schritt 1) (ein Schritt ist in
der Folge mit "S" abgekürzt).
-
Dann
wird der integrale Zähler 211 verwendet,
um einen I-Wert
(S2) zu ermitteln, und der proportionale Zähler 212 wird verwendet,
um einen P-Wert zu ermitteln (S3).
-
Eine
Technik, bei der der integrale Zähler 211 den
I-Wert ermittelt, wird nach dem I-Wert-Berechnungsablauf durchgeführt, der
in 14 dargestellt ist. Mit anderen Worten, durch
einen Vergleich der Ref1-Impulse und G-Impulse in Bezug auf die
Phasendifferenz innerhalb eines Zyklus wird bestimmt, ob die G-Impulse
voraneilen (S21).
-
Wenn
die G-Impulse in dem Schritt voraneilen, wird durch Zählen ihrer
Voreilzeit unter Verwendung von integralen Verstärkungsimpulsen Ci das Ausmaß des Voreilens
gemessen (S22) und der integrale Zähler (Auf/Abwärtszähler) 211 wird
erhöht (S23).
Wenn die G-Impulse nacheilen, wird ihre Verzögerungszeit unter Verwendung
integraler Verstärkungsimpulse
Ci gezählt,
die Verzögerung
wird gemessen (S24) und der integrale Zähler (Auf/Abwärtszähler) 211 wird
gesenkt (S25). Daher ist ein Wert, der durch den integralen Zähler 211 gezählt wird,
ein Vielfaches der Phasenexkursionszeit, gemessen unter Verwendung
der integralen Verstärkungsimpulse Ci,
und dies wird als I-Wert verwendet (S26).
-
Zusätzlich wird
eine Technik bei der der proportionale Zähler 212 den P-Wert
ermittelt, in Übereinstimmung
mit dem P-Wert-Berechnungsablauf durchgeführt, der in 15 dargestellt
ist. Mit anderen Worten, Phasenexkursionen auf der Basis der voreilenden
oder nacheilenden G-Impulse werden unter Verwendung von proportionalen
Verstärkungsimpulsen
Cp gezählt,
und die Phasenexkursionszeit wird von dem proportionalen Zähler gemessen
(S31). Durch Erfassen zum Beispiel des Verschwindens eines Eingangs
von einer Messtafel (proportionale Verstärkungsimpulse Cp), die in den
Zähler
eingegeben wird, während
die Phasendifferenz erzeugt wird, wird bestimmt, ob die Phasenexkursionsmessung
endet (S32). Wenn die Messung endet, wird der proportionale Zählerwert
auf den P-Wert gestellt (S33). Zu diesem Zeitpunkt wird insbesondere
der proportionale Zählerwert
als P-Wert in einem
Register gespeichert, und der proportionale Zähler wird anschließend zurückgestellt.
-
Es
wird bestimmt, ob der gespeicherte Wert eine voreilende Exkursion
(voreilende Phase) ist (S4). Wenn der gespeicherte Wert eine voreilende Exkursion
ist, wird die Operation N = I + P ausgeführt (S5). Wenn der gespeicherte
Wert eine nacheilende Exkursion ist, wird die Operation N = I – P ausgeführt, um
den N-Wert zu ermitteln. Der N-Wert stellt eine Bremszeit in einer
Zyklusperiode des Generators 20 ein, wie in der Folge beschrieben
ist. Wenn die Drehzyklusimpulse des Generators 20 vor den
Referenztaktimpulsen liegen, erhöht
sich der N-Wert infolge von I + P, wodurch die Bremszeit weiter
erhöht
wird. Wenn die Drehzyklusimpulse des Generators 20 hinter
den Referenztaktimpulsen liegen, sinkt der N-Wert infolge von I – P, wodurch
die Bremszeit weiter verkürzt
wird. Daher wird der N-Wert auch als Phasendifferenzkompensationssignal
verwendet.
-
Bezüglich der
integralen Verstärkungsimpulse
Ci und der proportionalen Verstärkungsimpulse Cp
ist das Verhältnis
zwischen ihren Frequenzen Ci << Cp. Daher dient
der P-Wert so, dass er aktiv eine Phasenexkursion aufgrund einer
raschen Störung usw.
unterdrückt,
wie zum Beispiel, wenn die elektronisch gesteuerte, mechanische
Uhr als Armbanduhr verwendet wird, wenn die Bewegung eines Arms
den Rotor 12 oder dergleichen beschleunigt, während der I-Wert
zur Kontrolle einer langsamen Änderung
aufgrund der Entspannung der Feder 1a dient.
-
Dass
Bremssignalerzeugungsmittel 220 enthält einen Ref2-Zähler zum Messen der zweiten
Referenztaktimpulse (Ref2-Impulse).
Das Bremssignalerzeugungsmittel 220 verwendet den Ref2-Zähler zum
Starten der Zählung
der Ref2-Impulse, während das
Phasendifferenzerfassungsmittel 210 den N-Wert berechnet
(S7) und gleichzeitig eine Bremsung ausführt (S8).
-
Es
wird bestimmt, ob der Wert vom Ref2-Zähler gleich dem berechneten
N-Wert ist (S9). Wenn diese Werte gleich sind, wird die Bremsung des
Generators 20 gelöst
(S10).
-
Anschließend wird
zum Beispiel durch Erfassen, ob der Ref2-Zähler
erhöht
wird, bestimmt, ob ein einziger vorbestimmter Zyklussatz zur Bremskontrolle
endet (S11). Wenn der vorbestimmte Zyklus endet, wird der Ref2-Zähler gestoppt
und zurückgestellt (S12),
und die Zählung
der Ref2-Impulse durch den Ref2-Zähler wird erneut gestartet
(S7).
-
Insbesondere
besteht der Ref2-Zähler
aus z.B. einem 4-Bit-Ripple-Zähler, der
wiederholt einer Neuzählung
von Null ausführt,
wenn die Zählung
von Null bis fünfzehn
beendet ist. Wenn der Ref2-Zähler auf
Null steht (S7), wird der Bremszustand aktiviert (S8) und die Bremsung
wird kontinuierlich ausgeführt,
bis der berechnete N-Wert gleich dem Ref2-Zählerwert ist (S9). Wenn der
N-Wert gleich dem Ref2- Zähler ist
(S9), wird die Bremsung gelöst (S10),
und der bremsgelöste
Zustand wird beibehalten, bis der Ref2-Zählerwert eine 4-Bit-Vollzählung aufweist,
nämlich
fünfzehn
(S11). Wenn der Ref2-Zählerwert
von fünfzehn
auf Null zurückkehrt (S12),
wird der Bremszustand aktiviert (S7 und S8).
-
Daher
stellt der N-Wert die Bremszeit in einer Zyklusperiode des Generators 20 ein.
Dadurch wird der Generator 20 mit den ersten Referenztaktimpulsen
in Frequenz und Phase synchronisiert, wobei seine Frequenz und Phase
nahe jenen der ersten Referenztaktimpulse sind. Somit zeigen die
Zeiger eine exakte Zeit an.
-
In
der zweiten Ausführungsform
werden die zweiten Referenztaktimpulse (Ref2-Impulse) verwendet,
von welchen jede Frequenz das Verhältnis Ref1-Impulse >> Ref2-Impulse hat. Durch Verwendung der
Ref2-Impulse, deren Frequenz extrem höher als jene der Ref1-Impulse
ist, kann die Chopper-Ladungssschaltung
in der ersten Ausführungsform
durch die Ref2-Impulse gesteuert werden.
-
Ein
Bode-Diagramm, in dem eine Integralkontrolle und Proportionalkontrolle ähnlich wie
in der ersten Ausführungsform
kombiniert sind, ist in 16 dargestellt.
Gemäß dem Diagramm
ist die Phasentoleranz etwa 40°,
die Verstärkungstoleranz ist
nicht weniger als –40
db, und die Ansprechfrequenz ist 0,16 Hz, so dass die Ansprechgeschwindigkeit
auf etwa das Zehnfache des Standes der Technik eingestellt werden
kann, wie in 21 und 22 dargestellt
ist.
-
Die
zweite Ausführungsform
verwendet auch die PI-Kontrolle, ähnlich wie die erste Ausführungsform,
und stellt daher Operationen und Effekte bereit, die ähnlich den
Operationen und Effekten (1) bis (6) sind.
-
Zusätzlich ermöglicht (7)
die Verwendung der zweiten Referenztaktimpulse (Ref2-Impulse) mit hoher
Frequenz, dass die zweite Ausführungsform bei
einem Steuerablauf für
die Chopper-Ladungsschaltung angewendet werden kann.
-
Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf jede Ausführungsform beschränkt, sondern
enthält
Modifizierungen und Verbesserungen in einem Bereich, wo die Aufgabe
der vorliegenden Erfindung erreicht werden kann.
-
Wie
zum Beispiel in 17 dargestellt ist, kann das
Drehkontrollmittel 50 mit einem Frequenz-Geschwindigkeits- (F/V-) Wandler 100 zum Umwandeln
der Ausgangsfrequenz einer Wellenform-Formungsschaltung 70 in
Geschwindigkeitsinformationen bereitgestellt sein. Durch Bereitstellen des
F/V-Wandlers 70 können Drehgeschwindigkeitsinformationen über einen
Generator 20 erhalten werden, und die Zeitkonstante einer
Kontrollschaltung kann verringert werden, so dass ein verbessertes
Ansprechvermögen
verringert werden kann, und die Drehgeschwindigkeit des Generators 20 kann
so gesteuert werden, dass er rasch eine eingestellte Geschwindigkeit
erreicht, d.h., ein Zeitstandardsignal. Wenn daher die Wellenform
einer erzeugten Energie sich in einem Moment deutlich ändert und
sich außerhalb
eines verriegelten Bereichs befindet, kann ein rasches Ansprechen
ausgeführt
werden, um die Kontrolle aufrecht zu erhalten, wodurch ein stabileres System
bereitgestellt werden kann.
-
Eine
Chopper-Ladungsschaltung 60 ist nicht auf jene in der Ausführungsform
beschränkt,
sondern eine Chopper-Ladungsschaltung 110, die einen Komparator 11 zum
Erfassen der Polarität
eines Rotors 12, eine Diode 112 zum Ausführen des
Chopping-Vorgangs der Transistoren 66 und 67,
und einen Widerstand 113, wie in 18 dargestellt
ist.
-
Da
in der Ausführungsform
die Komparatoren 61 und 62 zur Polaritätserfassung
verwendet werden, ist die Energiever sorgung 63 für einen
Vergleich der Referenzspannung Vref notwendig. In dieser Ausführungsform
jedoch kann der Bedarf an einer Energieversorgung entfallen. Damit
in der Chopper-Ladungsschaltung 110 die
Transistoren 66 und 67 so gesteuert werden können, dass
sie in Leitung für
die Polarität
einer energieerzeugenden Spule sind, werden die Transistoren 44 und 67 so
angetrieben, dass eine Spulen-Ende-Spannung durch die Dioden 112 geht.
Daher muss die Spulen-Ende-Spannung
erhöht
werden, um größer als
die Spannung (Schwellenspannung) Vth zu sein, die die Transistoren 66 und 67 antreiben
kann, + die Anstiegsspannung Vf der Dioden 112. Wenn zum
Beispiel Vth = 0,5 V und Diode Vf = 0,3, erfordert alleine diese
Bedingung 0,8 V und der Generator 20 erfordert eine energieerzeugende
Fähigkeit
von etwa 1,0 bis 1,6 V. Aus diesem Grund ist die Chopper-Ladungsschaltung 60 in
der Ausführungsform,
die die Transistoren 66 und 67 antreibt, ohne
die Dioden zu verwenden, dahingehend bevorzugt, dass eine effiziente
Chopper-Ladungsoperation von einer kleinen erzeugten Spannung des
Generators 20 durchgeführt
werden kann.
-
Zusätzlich kann
die Chopper-Ladungsschaltungsstruktur durch Ändern der Art der Transistoren 66 und 67 der
Chopper-Ladungsschaltung 60 in 6 zum
P-Kanaltyp, Austausch derselben und der Dioden 68 und 69,
und Kurzschluss derselben auf positive VDD des Kondensators 21A für eine Spannungserhöhung gebildet
werden, so dass, wenn die Transistoren 66 und 67 offen
sind, deren Spannung nicht mehr als die Spannung VTKN ist. In diesem
Fall werden Ausgänge
der Komparatoren 61 und 62 und das Taktsignal
CLK logisch durch eine UND-Schaltung addiert, und werden den Gates
der Transistoren 66 und 67 eingegeben.
-
Ferner
sind die Strukturen der Drehungserfassungsschaltung 53,
des LPF 55 und der Bremskontrollschaltung 56 nicht
auf jene begrenzt, die aus der Wellenform-Formungsschaltung 70,
der Ladepumpe 80 und dem Schleifenfilter 81, dem
Komparator 90 und der Frequenzteilerschaltung 91 und
der Dreieckswellenerzeugungsschaltung 82 wie in der Ausführungsform
bestehen, sondern können
passend zur Ausführung
der vorliegenden Erfindung bereitgestellt werden.
-
Zum
Beispiel kann bezüglich
der Wellenform-Formungsschaltung 70 ein Latch-Mittel 120,
wie in 19 dargestellt ist, verwendet
werden. Die Wellenform-Formungsschaltung 70 verwendet einen Ausgang
von einem Komparator 61 oder 62 zur Ausführung der
Formung der Impulse mit rechteckiger Welle fr, wie auch in 9 dargestellt
ist. Eine Wellenform-Formungsschaltung 70 gemäß 13 führt jedoch
den Latch-Vorgang
des Latch-Mittels 120 beim Anstieg eines Ausgangs von der
AG1-Polaritätserfassung
(Komparator 62) aus, und stellt das Latch-Mittel 120 bei
einem Ausgang vom Komparator 61 für AG2 zurück. Dieser Fall hat Vorteile,
dass keine Zeitverzögerung
auftritt und eine exakte Erfassung ausgeführt werden kann, obwohl zwei
Ausgänge
verwendet werden müssen.
wenn durch Ausführen
des Latch-Vorgangs bei einem Ausgang für AG1, ein fehlender Impuls
in dem Ausgang für
AG1 erzeugt wird, wird dieser ignoriert, wodurch verhindert werden
kann, dass er die Impulse mit rechteckiger Welle fr beeinflusst.
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Zusätzlich ist
die Bremsschaltung 23 nicht auf die Verwendung des Chopping-Vorgangs
beschränkt,
sondern kann jene sein, die eine Bremsung durch Verwendung des VCO
ausführt,
um den Strom, der in den Spulen 15b und 16b strömt, zu ändern. Sie kann
passend zur Ausführung
der vorliegenden Erfindung gewählt
werden.
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Wie
zuvor beschrieben, wird gemäß der vorliegenden
Erfindung eine PLL-Steuerung in einer elektronisch gesteuerten mechanischen
Uhr ausgeführt,
wobei Phasenexkursionen beseitigt werden können und das Ansprechen des
Kontrollsystems beschleunigt werden kann.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf Armbanduhren beschränkt, sondern
kann bei federbetriebenen Uhren und Wanduhren usw. angewendet werden.
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Industrielle
Anwendbarkeit
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Wie
zuvor beschrieben, sind eine elektronisch gesteuerte, mechanische
Uhr und ein Kontrollverfahren dafür gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene
Arten von elektronisch gesteuerten, mechanischen Uhren nützlich,
die einen Generator verwenden, um mechanische Energie im Entspannungsmodus
einer Feder in elektrische Energie umzuwandeln, und ein Drehkontrollmittel
mit der elektrischen Energie anzutreiben, wodurch der Drehzyklus des
Generators gesteuert wird, und insbesondere bei kleinen elektronisch
gesteuerten, mechanischen Uhren, wie Armbanduhren.