JP3466886B2 - 固体撮像装置 - Google Patents
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
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- H01L27/144—Devices controlled by radiation
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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-
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- H04N25/766—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors comprising control or output lines used for a plurality of functions, e.g. for pixel output, driving, reset or power
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Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は固体撮像装置に関
し、詳しくは画素毎に入力端子の動作点を変える信号増
幅部を有する固体撮像装置に関する。
し、詳しくは画素毎に入力端子の動作点を変える信号増
幅部を有する固体撮像装置に関する。
【０００２】
【従来技術】図１６（ａ）、（ｂ）に従来の２次元固体
撮像装置の画素部の等価回路図を示す。図１６中、それ
ぞれ、１は電源線、２はリセットスイッチ線、３は選択
スイッチ線、４は信号出力線、５はホトダイオード、６
は転送スイッチ線を示す。図１６（ａ）は、たとえば１
９９３年のＩＥＤＭにおいてEric R.Fossum氏らによっ
て報告されている（技術試料１：ＩＥＤＭ９３−５８３
〜５８６）固体撮像装置の回路である。また、図１６
（ｂ）は、「ISSCC96/Session1/Plenary Session/Paper
TA1.2」で報告されている固体撮像装置の回路である。
図１７は、図１６（ｂ）の画素を２次元に配置して画像
信号を読み出す読み出し回路を付加した例である。
撮像装置の画素部の等価回路図を示す。図１６中、それ
ぞれ、１は電源線、２はリセットスイッチ線、３は選択
スイッチ線、４は信号出力線、５はホトダイオード、６
は転送スイッチ線を示す。図１６（ａ）は、たとえば１
９９３年のＩＥＤＭにおいてEric R.Fossum氏らによっ
て報告されている（技術試料１：ＩＥＤＭ９３−５８３
〜５８６）固体撮像装置の回路である。また、図１６
（ｂ）は、「ISSCC96/Session1/Plenary Session/Paper
TA1.2」で報告されている固体撮像装置の回路である。
図１７は、図１６（ｂ）の画素を２次元に配置して画像
信号を読み出す読み出し回路を付加した例である。
【０００３】このように、各画素内に信号増幅部を有し
た２次元固体撮像素子においては、ホトダイオード以外
に複数のスイッチ素子や信号増幅部を構成する素子が必
要である。図１６（ａ）においては、１画素あたり、ホ
トダイオードと４個ものＭＯＳトランジスタが必要とな
るため、どうしても１画素のサイズが大きくなってしま
う。
た２次元固体撮像素子においては、ホトダイオード以外
に複数のスイッチ素子や信号増幅部を構成する素子が必
要である。図１６（ａ）においては、１画素あたり、ホ
トダイオードと４個ものＭＯＳトランジスタが必要とな
るため、どうしても１画素のサイズが大きくなってしま
う。
【０００４】図１６（ａ）及び図１７の基本的な動作を
説明する。 リセットスイッチＱ２によりソースフォロワＱ３の入
力ノードにリセット電圧を入力するリセット動作と選択
スイッチＱ４による、行選択を行う。 ソースフォロワＱ３の入力ノードをフローティングに
し、リセットノイズおよびソースフォロワＭＯＳＱ３の
閾値電圧バラツキなどの固定パタンノイズからなるノイ
ズ成分の読み出しを行い、その情報を信号蓄積部１５に
一旦保持する。 その後、転送スイッチＱ１を開閉し、光信号により生
成された蓄積電荷をソースフォロワＱ３の入力ノードに
転送し、前述のノイズ成分と光信号成分の和を読み出
し、信号蓄積部１５に保持する。 共通信号線への転送スイッチ１８，１８’を介して、
共通信号線１９，１９’にノイズ成分の信号とノイズ成
分と光信号成分の信号をそれぞれ読み出す。共通信号線
１９，１９’の出力はそれぞれバッファアンプを介して
出力１３，１４を得ている。出力１３と１４はその後段
で、両者の差をとることでリセットノイズおよび固定パ
タンノイズを除去しすることができる。なお、垂直シフ
トレジスタ１２と水平シフトレジスタ１６とで、各画素
の読み出しを順次走査している。
説明する。 リセットスイッチＱ２によりソースフォロワＱ３の入
力ノードにリセット電圧を入力するリセット動作と選択
スイッチＱ４による、行選択を行う。 ソースフォロワＱ３の入力ノードをフローティングに
し、リセットノイズおよびソースフォロワＭＯＳＱ３の
閾値電圧バラツキなどの固定パタンノイズからなるノイ
ズ成分の読み出しを行い、その情報を信号蓄積部１５に
一旦保持する。 その後、転送スイッチＱ１を開閉し、光信号により生
成された蓄積電荷をソースフォロワＱ３の入力ノードに
転送し、前述のノイズ成分と光信号成分の和を読み出
し、信号蓄積部１５に保持する。 共通信号線への転送スイッチ１８，１８’を介して、
共通信号線１９，１９’にノイズ成分の信号とノイズ成
分と光信号成分の信号をそれぞれ読み出す。共通信号線
１９，１９’の出力はそれぞれバッファアンプを介して
出力１３，１４を得ている。出力１３と１４はその後段
で、両者の差をとることでリセットノイズおよび固定パ
タンノイズを除去しすることができる。なお、垂直シフ
トレジスタ１２と水平シフトレジスタ１６とで、各画素
の読み出しを順次走査している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】一方、図１６（ｂ）は
１画素あたり、ホトダイオードと３個のＭＯＳトランジ
スタが必要となるが、図１６（ａ）よりトランジスタが
１個少なくてすみ、これに伴い転送スイッチ線も不要と
なる。このことは、画素サイズを小さくする上で大変重
要なことである。
１画素あたり、ホトダイオードと３個のＭＯＳトランジ
スタが必要となるが、図１６（ａ）よりトランジスタが
１個少なくてすみ、これに伴い転送スイッチ線も不要と
なる。このことは、画素サイズを小さくする上で大変重
要なことである。
【０００６】しかしながら、図１６（ｂ）の画素には、
転送スイッチがないため、蓄積期間中に各画素のノイズ
成分を保持しておく機構がないため、ノイズ除去をする
ことができず、信号成分／ノイズ成分の比であるＳ／Ｎ
比が図１６（ａ）の場合より劣る固体撮像装置になって
しまう。
転送スイッチがないため、蓄積期間中に各画素のノイズ
成分を保持しておく機構がないため、ノイズ除去をする
ことができず、信号成分／ノイズ成分の比であるＳ／Ｎ
比が図１６（ａ）の場合より劣る固体撮像装置になって
しまう。
【０００７】以上述べたように、従来の技術において
は、高いＳ／Ｎ比を有し、かつ画素サイズの縮小化をす
るのが困難であった。
は、高いＳ／Ｎ比を有し、かつ画素サイズの縮小化をす
るのが困難であった。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、同一半導体基
板上に２次元状に配列された複数の画素を有する固体撮
像装置であって、前記画素内に少なくとも受光素子と、
入力端子に第１の電圧値を超える電圧が印加されること
により、前記入力端子の信号を増幅して出力線に出力す
る信号増幅部と、前記受光素子から前記信号増幅部に前
記信号を転送する信号転送部と、前記信号増幅部の入力
端子に複数の電圧を入力する機構を有し、前記画素から
信号が読み出される選択画素に含まれる前記信号増幅部
の入力端子に前記第１の電圧値よりも高い第２の電圧値
の電圧を印加し、前記画素から信号が読み出されない非
選択画素に含まれる前記信号増幅部の入力端子に前記第
１の電圧値よりも高く、かつ前記第２の電圧値よりも低
い第３の電圧値の電圧を印加するとともに、前記選択画
素に含まれる前記信号増幅部の入力端子の電圧が前記第
３の電圧値より低くなった場合に、前記非選択画素に含
まれる前記信号増幅部の入力端子の信号を増幅して前記
出力線に出力することを特徴とする。
板上に２次元状に配列された複数の画素を有する固体撮
像装置であって、前記画素内に少なくとも受光素子と、
入力端子に第１の電圧値を超える電圧が印加されること
により、前記入力端子の信号を増幅して出力線に出力す
る信号増幅部と、前記受光素子から前記信号増幅部に前
記信号を転送する信号転送部と、前記信号増幅部の入力
端子に複数の電圧を入力する機構を有し、前記画素から
信号が読み出される選択画素に含まれる前記信号増幅部
の入力端子に前記第１の電圧値よりも高い第２の電圧値
の電圧を印加し、前記画素から信号が読み出されない非
選択画素に含まれる前記信号増幅部の入力端子に前記第
１の電圧値よりも高く、かつ前記第２の電圧値よりも低
い第３の電圧値の電圧を印加するとともに、前記選択画
素に含まれる前記信号増幅部の入力端子の電圧が前記第
３の電圧値より低くなった場合に、前記非選択画素に含
まれる前記信号増幅部の入力端子の信号を増幅して前記
出力線に出力することを特徴とする。
【０００９】本発明によれば、読み出し画素の選択・非
選択は前記信号増幅部の入力端子の動作点をかえること
によっておこない、この結果、以下のような効果を得る
ことができる。
選択は前記信号増幅部の入力端子の動作点をかえること
によっておこない、この結果、以下のような効果を得る
ことができる。
【００１０】従来必要であった、選択スイッチおよび選
択スイッチ線を設ける必要が無くなり画素サイズを縮小
することが可能となる。
択スイッチ線を設ける必要が無くなり画素サイズを縮小
することが可能となる。
【００１１】選択スイッチを不要とすることで、従来選
択スイッチの電圧降下により生じていた、非線型性やダ
イナミックレンジの低下の特性劣化をなくすことができ
る。
択スイッチの電圧降下により生じていた、非線型性やダ
イナミックレンジの低下の特性劣化をなくすことができ
る。
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【００１５】
【００１６】
【発明の実施の形態】図１（ａ）は、本発明の特徴を最
も良く表した１画素の等価回路を示す。また、図１
（ｂ）は、本発明の読み出し例を説明するための模式図
を示す。これらの図を用いて、本発明の原理について説
明する。
も良く表した１画素の等価回路を示す。また、図１
（ｂ）は、本発明の読み出し例を説明するための模式図
を示す。これらの図を用いて、本発明の原理について説
明する。
【００１７】図１（ａ）において、ホトダイオード５
に、光により生成した電荷が蓄積される。信号増幅部３
の入力端子をトランジスタＱ２により所定の電圧を入力
する。以降、この動作をリセット動作と称する。その
後、転送スイッチＱ１を開閉し、信号電荷を信号増幅部
３の入力端子に信号を転送する。ここで、信号電荷を転
送する手段であるが、転送スイッチＱ１のようにホトダ
イオード５と信号増幅部３の入力端子を直接電気的に接
続してもよい。また、接続トランジスタが１つだけでな
く、複数のトランジスタで接続されていてもよい。更
に、電荷結合型のシフトレジスタ１段以上から構成され
ていてもよい。即ち、本発明は電荷転送手段に限定され
るものではなく、信号情報を何らかなの方法で信号増幅
部３の入力端子に伝達できればよい。
に、光により生成した電荷が蓄積される。信号増幅部３
の入力端子をトランジスタＱ２により所定の電圧を入力
する。以降、この動作をリセット動作と称する。その
後、転送スイッチＱ１を開閉し、信号電荷を信号増幅部
３の入力端子に信号を転送する。ここで、信号電荷を転
送する手段であるが、転送スイッチＱ１のようにホトダ
イオード５と信号増幅部３の入力端子を直接電気的に接
続してもよい。また、接続トランジスタが１つだけでな
く、複数のトランジスタで接続されていてもよい。更
に、電荷結合型のシフトレジスタ１段以上から構成され
ていてもよい。即ち、本発明は電荷転送手段に限定され
るものではなく、信号情報を何らかなの方法で信号増幅
部３の入力端子に伝達できればよい。
【００１８】この時、リセット動作直後の信号増幅部３
の出力信号を保持しておき、信号電荷を転送した後の信
号増幅部３の出力から、差し引くことにより、ノイズ成
分を除去することができる。特にホトダイオード５を埋
め込み型のホトダイオードにし、信号電荷を転送した後
に、ホトダイオード５の蓄積領域を十分に空乏化させる
ことで、残留電荷数を例えば電子１〜１０個程度になる
様な設計を行うことで、リセット動作により生じるさま
ざまなランダムノイズも除去することができる。
の出力信号を保持しておき、信号電荷を転送した後の信
号増幅部３の出力から、差し引くことにより、ノイズ成
分を除去することができる。特にホトダイオード５を埋
め込み型のホトダイオードにし、信号電荷を転送した後
に、ホトダイオード５の蓄積領域を十分に空乏化させる
ことで、残留電荷数を例えば電子１〜１０個程度になる
様な設計を行うことで、リセット動作により生じるさま
ざまなランダムノイズも除去することができる。
【００１９】図１（ｂ）は、２次元状に配置した各画素
の内、ある列において、各画素毎の信号増幅部３１〜３
４が共通の信号出力線７に接続されている図である。基
本的に、信号増幅部３は、多入力の信号増幅装置の入力
を含む部分であり、その負荷は電源８との間に接続した
信号増幅部の負荷３６で示している。この負荷には、信
号増幅部３１〜３４をソースフォロワ方式で動作させる
ために基準電位点のグランド間に定電流源を用いてもよ
い。ただ、その目的によっては、１素子で形成される場
合もあり、２素子以上で形成される場合もある。本発明
においては、信号増幅部３が構成する信号増幅装置が比
較回路や加算回路に代表されるような多入力可能な信号
増幅回路３であることが重要である。図中の信号増幅部
３の負荷３６は、信号増幅部３が構成する信号増幅装置
の動作形式による。例えば、信号増幅装置が後述の実施
例１に代表されるようなフォロワ形式であれば、定電流
源となり、電源８はグランドとなる。また、信号増幅装
置が後述の実施例２に代表されるような抵抗負荷による
反転アンプ形式であれば、信号増幅部３１〜３４の負荷
３６は、抵抗であり、電源８は、電源電圧ＶＤＤとな
る。
の内、ある列において、各画素毎の信号増幅部３１〜３
４が共通の信号出力線７に接続されている図である。基
本的に、信号増幅部３は、多入力の信号増幅装置の入力
を含む部分であり、その負荷は電源８との間に接続した
信号増幅部の負荷３６で示している。この負荷には、信
号増幅部３１〜３４をソースフォロワ方式で動作させる
ために基準電位点のグランド間に定電流源を用いてもよ
い。ただ、その目的によっては、１素子で形成される場
合もあり、２素子以上で形成される場合もある。本発明
においては、信号増幅部３が構成する信号増幅装置が比
較回路や加算回路に代表されるような多入力可能な信号
増幅回路３であることが重要である。図中の信号増幅部
３の負荷３６は、信号増幅部３が構成する信号増幅装置
の動作形式による。例えば、信号増幅装置が後述の実施
例１に代表されるようなフォロワ形式であれば、定電流
源となり、電源８はグランドとなる。また、信号増幅装
置が後述の実施例２に代表されるような抵抗負荷による
反転アンプ形式であれば、信号増幅部３１〜３４の負荷
３６は、抵抗であり、電源８は、電源電圧ＶＤＤとな
る。
【００２０】動作原理を以下に説明する。例えば、信号
増幅装置が実施例１に代表されるようなフォロワ形式に
おいては、行選択用のスイッチが無ければ、信号増幅装
置の出力は、もっとも電圧の高い出力を示す行の出力と
なる。故に、光信号が大きくなるに従って、出力が低く
なる画素構成においては、光信号を読み出す場合、目的
とする行の読み出しができず、いずれかの行のダークレ
ベルが出力されてしまう。従来の技術では、このことを
避ける手段として選択スイッチを設けていた。これに対
し、本発明において、読み出す場合は、読み出しを行わ
ない行の信号増幅部の入力端子には、ソースフォロワの
トランジスタがＯＦＦする電圧を入力し、読み出しを行
う行の信号増幅部の入力端子には、ＯＮする電圧を入力
すれば、読み出し行のみが活性となり、信号増幅部の出
力端子７には、ＯＮ電圧を入力した行の出力が現れる。
以下の方法により、ランダムノイズまでも除去可能な信
号読み出しが可能となる。
増幅装置が実施例１に代表されるようなフォロワ形式に
おいては、行選択用のスイッチが無ければ、信号増幅装
置の出力は、もっとも電圧の高い出力を示す行の出力と
なる。故に、光信号が大きくなるに従って、出力が低く
なる画素構成においては、光信号を読み出す場合、目的
とする行の読み出しができず、いずれかの行のダークレ
ベルが出力されてしまう。従来の技術では、このことを
避ける手段として選択スイッチを設けていた。これに対
し、本発明において、読み出す場合は、読み出しを行わ
ない行の信号増幅部の入力端子には、ソースフォロワの
トランジスタがＯＦＦする電圧を入力し、読み出しを行
う行の信号増幅部の入力端子には、ＯＮする電圧を入力
すれば、読み出し行のみが活性となり、信号増幅部の出
力端子７には、ＯＮ電圧を入力した行の出力が現れる。
以下の方法により、ランダムノイズまでも除去可能な信
号読み出しが可能となる。
【００２１】前述で「ＯＦＦする電圧」と表現したが、
読み出し行の選択だけを目的にするならば、完全にＯＦ
Ｆする必要はない。例えば、電源電圧が５．０ｖｏｌｔ
であり、読み出し選択する際のＯＮ電圧として５．０ｖ
ｏｌｔを入力する場合、非選択行に２ｖｏｌｔを入力す
れば、入力トランジスタは完全にＯＦＦはしないが、選
択行の入力電圧が２ｖｏｌｔ以上であれば、選択行の信
号が信号増幅の出力端子７に出力され、選択行の入力電
圧が２ｖｏｌｔ以下であれば、入力電圧が２ｖｏｌｔ相
当の信号が信号増幅の出力端子７に出力される。この方
法で、飽和出力電圧に制限をかけることもできる。
読み出し行の選択だけを目的にするならば、完全にＯＦ
Ｆする必要はない。例えば、電源電圧が５．０ｖｏｌｔ
であり、読み出し選択する際のＯＮ電圧として５．０ｖ
ｏｌｔを入力する場合、非選択行に２ｖｏｌｔを入力す
れば、入力トランジスタは完全にＯＦＦはしないが、選
択行の入力電圧が２ｖｏｌｔ以上であれば、選択行の信
号が信号増幅の出力端子７に出力され、選択行の入力電
圧が２ｖｏｌｔ以下であれば、入力電圧が２ｖｏｌｔ相
当の信号が信号増幅の出力端子７に出力される。この方
法で、飽和出力電圧に制限をかけることもできる。
【００２２】以下に読み出し方法の例をあげる。以下の
例では、リセット動作に伴い生じるランダムノイズまで
も除去することが可能となる。 信号読み出し後に、トランジスタＱ２を介しＯＦＦ電
圧を入力しておく。 選択行の読み出しを行うため、今までＯＦＦ電圧であ
った入力端子に、トランジスタＱ２を介し、ＯＮ電圧を
入力する。
例では、リセット動作に伴い生じるランダムノイズまで
も除去することが可能となる。 信号読み出し後に、トランジスタＱ２を介しＯＦＦ電
圧を入力しておく。 選択行の読み出しを行うため、今までＯＦＦ電圧であ
った入力端子に、トランジスタＱ２を介し、ＯＮ電圧を
入力する。
【００２３】この結果、選択行の信号増幅部３が活性と
なる。 トランジスタＱ２をＯＦＦし、固定パタンノイズと入
力端子のランダムノイズからなる信号増幅装置の出力を
図１７の信号蓄積部１５に相当する部分に保持する。 転送スイッチＱ１を開閉し、ホトダイオード５に蓄積
された信号電荷を信号増幅部３の入力端子に転送する。 のノイズ信号に信号電荷が加算された信号増幅装置
の出力を図１７の信号蓄積部１５に相当する部分に保持
する。 信号を読み出した後、トランジスタＱ２を介し信号増
幅部３の入力端子にＯＦＦ電圧を入力し、その行の信号
増幅部３を不活性とする。 信号蓄積部１５に保持されているのノイズ信号＋信
号電荷からなる出力信号から、のノイズ信号からなる
出力信号を減算する。
なる。 トランジスタＱ２をＯＦＦし、固定パタンノイズと入
力端子のランダムノイズからなる信号増幅装置の出力を
図１７の信号蓄積部１５に相当する部分に保持する。 転送スイッチＱ１を開閉し、ホトダイオード５に蓄積
された信号電荷を信号増幅部３の入力端子に転送する。 のノイズ信号に信号電荷が加算された信号増幅装置
の出力を図１７の信号蓄積部１５に相当する部分に保持
する。 信号を読み出した後、トランジスタＱ２を介し信号増
幅部３の入力端子にＯＦＦ電圧を入力し、その行の信号
増幅部３を不活性とする。 信号蓄積部１５に保持されているのノイズ信号＋信
号電荷からなる出力信号から、のノイズ信号からなる
出力信号を減算する。
【００２４】減算方法は、オペアンプによる差分回路や
容量クランプ回路を用いること実行できる。
容量クランプ回路を用いること実行できる。
【００２５】上記の〜の工程により、ノイズ信号分
を除去することができ、Ｓ／Ｎ比の高い固体撮像装置を
実現できる。
を除去することができ、Ｓ／Ｎ比の高い固体撮像装置を
実現できる。
【００２６】本発明は上記読み出し方法に限定されるも
のではなく、例えばノイズ信号の読み出す順番を、ノイ
ズ信号＋信号電荷からなる出力信号を読み出した後、リ
セット動作を行い、ノイズ信号からなる出力信号を読み
出し、ノイズ信号＋信号電荷からなる出力信号から差し
引いてもよい。この場合、リセット動作によるランダム
ノイズは除去できないが、信号増幅部が持つ固定パタン
ノイズの除去は可能となる。
のではなく、例えばノイズ信号の読み出す順番を、ノイ
ズ信号＋信号電荷からなる出力信号を読み出した後、リ
セット動作を行い、ノイズ信号からなる出力信号を読み
出し、ノイズ信号＋信号電荷からなる出力信号から差し
引いてもよい。この場合、リセット動作によるランダム
ノイズは除去できないが、信号増幅部が持つ固定パタン
ノイズの除去は可能となる。
【００２７】本発明により、従来必要であった信号出力
線に画素信号を出力するための選択スイッチを省くこと
ができ、この結果、素子数を減らすことができ、画素サ
イズを縮小するためには、大きな効果がある。
線に画素信号を出力するための選択スイッチを省くこと
ができ、この結果、素子数を減らすことができ、画素サ
イズを縮小するためには、大きな効果がある。
【００２８】次に本発明の別の効果について説明する。
固体撮像装置においては、信号増幅装置の線形性とその
ダイナミックレンジが要求されるが、選択スイッチが存
在すると動作範囲によっては、選択スイッチの抵抗成分
により線形性が損なわれるという問題点もある。例え
ば、図１６に示す様に、ＭＯＳトランジスタによる選択
スイッチＱ４が挿入されている場合、ＭＯＳソースフォ
ロワＱ３のゲート電圧が低い領域では、選択スイッチＱ
４には十分なゲート・ソース間電圧ＶＧＳが印加されて
いるため、低いドレイン・ソース間電圧ＶＤＳで定電流
源の電流を流すことができ、選択スイッチＱ４での電圧
降下を無視できる。これに対しＭＯＳソースフォロワＱ
３のゲート電圧が高い領域では選択スイッチＱ４のＶＧ
Ｓが小さくなるため、その分大きなＶＤＳが必要とな
り、選択スイッチＱ４での２次関数的に電圧降下が増加
するため、線形性が著しく損なわれる。それと同時に、
出力電圧も小さくなり、ダイナミックレンジ劣化の大き
な要因となる。
固体撮像装置においては、信号増幅装置の線形性とその
ダイナミックレンジが要求されるが、選択スイッチが存
在すると動作範囲によっては、選択スイッチの抵抗成分
により線形性が損なわれるという問題点もある。例え
ば、図１６に示す様に、ＭＯＳトランジスタによる選択
スイッチＱ４が挿入されている場合、ＭＯＳソースフォ
ロワＱ３のゲート電圧が低い領域では、選択スイッチＱ
４には十分なゲート・ソース間電圧ＶＧＳが印加されて
いるため、低いドレイン・ソース間電圧ＶＤＳで定電流
源の電流を流すことができ、選択スイッチＱ４での電圧
降下を無視できる。これに対しＭＯＳソースフォロワＱ
３のゲート電圧が高い領域では選択スイッチＱ４のＶＧ
Ｓが小さくなるため、その分大きなＶＤＳが必要とな
り、選択スイッチＱ４での２次関数的に電圧降下が増加
するため、線形性が著しく損なわれる。それと同時に、
出力電圧も小さくなり、ダイナミックレンジ劣化の大き
な要因となる。
【００２９】この様な非線性を回避するため、選択スイ
ッチＱ４をＭＯＳソースフォロワＱ３のＶＤＤ側に設け
る方法もあるが、そもそも選択スイッチＱ４のＶＧＳが
とれないため、選択スイッチＱ４での電圧降下が大きく
なり、ダイナミックレンジが劣化してしまう。
ッチＱ４をＭＯＳソースフォロワＱ３のＶＤＤ側に設け
る方法もあるが、そもそも選択スイッチＱ４のＶＧＳが
とれないため、選択スイッチＱ４での電圧降下が大きく
なり、ダイナミックレンジが劣化してしまう。
【００３０】その電圧降下Ｖは、定性的には、以下の式
で示される。
で示される。
【００３１】Ｖ＝√（Ｉｃｏｎｓｔ／β）＋Ｖth
Ｉｃｏｎｓｔは、ソースフォロワＱ３の負荷となる定電
流源の電流値 Ｖthは、基板バイアス効果も含んだ選択スイッチＭＯＳ
Ｑ４の閾値電圧 βは、選択スイッチＱ４の駆動力を表す構造パラメータ
である。またこの場合、信号出力線４にＱ３のＭＯＳの
酸化膜容量が全行分付加されるため、負荷容量が大きく
なり、高速動作が困難になってしまう。
流源の電流値 Ｖthは、基板バイアス効果も含んだ選択スイッチＭＯＳ
Ｑ４の閾値電圧 βは、選択スイッチＱ４の駆動力を表す構造パラメータ
である。またこの場合、信号出力線４にＱ３のＭＯＳの
酸化膜容量が全行分付加されるため、負荷容量が大きく
なり、高速動作が困難になってしまう。
【００３２】高速動作を行うためには、Ｉｃｏｎｓｔを
大きくする必要があるが、前述の式の通り、Ｉｃｏｎｓ
ｔを大きくすると選択スイッチＱ４での電圧降下は、大
きくなってしまう。
大きくする必要があるが、前述の式の通り、Ｉｃｏｎｓ
ｔを大きくすると選択スイッチＱ４での電圧降下は、大
きくなってしまう。
【００３３】本発明では、非選択行のＭＯＳソースフォ
ロワＱ３に当たるＭＯＳトランジスタにＯＦＦ電圧を入
力することで、酸化膜容量は負荷されない。そして、選
択スイッチＱ３がないため、広いダイナミックレンジの
固体撮像装置を提供することができる。
ロワＱ３に当たるＭＯＳトランジスタにＯＦＦ電圧を入
力することで、酸化膜容量は負荷されない。そして、選
択スイッチＱ３がないため、広いダイナミックレンジの
固体撮像装置を提供することができる。
【００３４】また、本発明は光信号を読み出す固体撮像
装置に限定されるものではなく、信号検出素子に磁気セ
ンサを用い、２次元の磁気検出装置を提供することがで
きる。
装置に限定されるものではなく、信号検出素子に磁気セ
ンサを用い、２次元の磁気検出装置を提供することがで
きる。
【００３５】また、図１（ａ）のホトダイオード５の代
わりに保持容量を用い、アナログメモリを提供すること
もできる。例えば、リセット電源線にアナログデータを
印加し、Ｑ２，Ｑ１を介し前述の保持容量にアナログデ
ータを書き込み、前述の光信号を読み出すのと同じ手順
で保持容量に書き込まれたアナログデータを読み出すこ
とにより、アナログメモリを提供することができる。１
画素に２５６階調、即ち８Ｂｉｔデジタルデータを１つ
のアナログデータとして書き込む様に設計し、１００万
画素に配列する。その結果、８Ｍｂｉｔのアナログメモ
リを提供することもできる。
わりに保持容量を用い、アナログメモリを提供すること
もできる。例えば、リセット電源線にアナログデータを
印加し、Ｑ２，Ｑ１を介し前述の保持容量にアナログデ
ータを書き込み、前述の光信号を読み出すのと同じ手順
で保持容量に書き込まれたアナログデータを読み出すこ
とにより、アナログメモリを提供することができる。１
画素に２５６階調、即ち８Ｂｉｔデジタルデータを１つ
のアナログデータとして書き込む様に設計し、１００万
画素に配列する。その結果、８Ｍｂｉｔのアナログメモ
リを提供することもできる。
【００３６】なお、上記実施形態では、信号増幅部に
は、ソースフォロワ動作をするＭＯＳトランジスタと、
抵抗負荷の反転増幅動作をするＭＯＳトランジスタとで
構成され、半導体プロセス制御により小面積と簡単な構
成とで成り立っている。
は、ソースフォロワ動作をするＭＯＳトランジスタと、
抵抗負荷の反転増幅動作をするＭＯＳトランジスタとで
構成され、半導体プロセス制御により小面積と簡単な構
成とで成り立っている。
【００３７】
【実施例】以下、上記実施形態に基づいて、本発明の実
施例について説明する。
施例について説明する。
【００３８】［実施例１］図２は本実施例の画素部の等
価回路図である。図３は、読み出し系も含めた、本実施
例を説明するための回路図である。本実施例のホトダイ
オードは、図４に示すような埋め込み型のホトダイオー
ドを用いた。受光部である埋め込みホトダイオードはＮ
型シリコン基板６０１上のＰ型のＷＥＬＬ領域６０２に
形成されたＮ型層６０３からなる。Ｎ型層６０３上に形
成したＰ型表面層６０４は、表面の暗電流防止層であ
る。またＰ型のＷＥＬＬ領域６０２とゲート電極６０６
の間には絶縁層６０７を形成している。図中のゲート電
極６０６は、図２の転送スイッチＱ１のゲート電極であ
り、Ｎ＋領域６０５は、図２のソースフォロワＱ３のゲ
ート電極に結線されている。図２のソースフォロワＱ３
の一端は、図３の信号出力線５０３に接続されており、
ソースフォロワＱ３は、信号出力線５０３を介し、定電
流源５１３に接続されることにより、ソースフォロワを
形成し、信号増幅を行っている。図２中、転送スイッチ
Ｑ１は、ホトダイオード４０５に蓄積された電荷を信号
増幅部の入力端子に当たるソースフォロワＱ３のゲート
に転送するスイッチである。図２中、リセットスイッチ
Ｑ２は、入力端子にリセット電源４０２で設定された電
圧を入力するためのスイッチである。図３において、信
号の読み出しは、各行毎に行った。上述の実施態様に示
すように、ノイズ信号を最初に読み出し、各素子毎に且
つ各ノイズ用と各光信号用に備えたキャパシタ容量で構
成する信号蓄積部５０６に保持する。次に、光信号を読
み出し、信号蓄積部５０６に保持する。ノイズ信号と光
信号をそれぞれ信号蓄積部５０６に読み出したのち、信
号蓄積部５０６に保持されている各信号出力を水平シフ
トレジスタによりスイッチＱＨnkとＱＨskを順次開閉
し、それぞれ共通信号線１（５０９）と共通信号線２
（５１０）にノイズ信号と光信号を順次時系列的に読み
出し、出力アンプ５１３を介し、外部にノイズ信号５１
１と光信号５１２を出力した。この後、クランプ回路お
よび差動回路の２種類の回路を用いて、光信号＝［光成
分＋ノイズ成分］からノイズ信号＝ノイズ成分の減算処
理を行った。この結果、画素に行選択用の画素スイッチ
を配置せずに、信号を読み出すことができ、選択用スイ
ッチ分の開口部を削ることなく画素サイズを縮小するこ
とができた。また、Ｓ／Ｎ比については、従来技術と同
等のＳ／Ｎ比を得ることができた。
価回路図である。図３は、読み出し系も含めた、本実施
例を説明するための回路図である。本実施例のホトダイ
オードは、図４に示すような埋め込み型のホトダイオー
ドを用いた。受光部である埋め込みホトダイオードはＮ
型シリコン基板６０１上のＰ型のＷＥＬＬ領域６０２に
形成されたＮ型層６０３からなる。Ｎ型層６０３上に形
成したＰ型表面層６０４は、表面の暗電流防止層であ
る。またＰ型のＷＥＬＬ領域６０２とゲート電極６０６
の間には絶縁層６０７を形成している。図中のゲート電
極６０６は、図２の転送スイッチＱ１のゲート電極であ
り、Ｎ＋領域６０５は、図２のソースフォロワＱ３のゲ
ート電極に結線されている。図２のソースフォロワＱ３
の一端は、図３の信号出力線５０３に接続されており、
ソースフォロワＱ３は、信号出力線５０３を介し、定電
流源５１３に接続されることにより、ソースフォロワを
形成し、信号増幅を行っている。図２中、転送スイッチ
Ｑ１は、ホトダイオード４０５に蓄積された電荷を信号
増幅部の入力端子に当たるソースフォロワＱ３のゲート
に転送するスイッチである。図２中、リセットスイッチ
Ｑ２は、入力端子にリセット電源４０２で設定された電
圧を入力するためのスイッチである。図３において、信
号の読み出しは、各行毎に行った。上述の実施態様に示
すように、ノイズ信号を最初に読み出し、各素子毎に且
つ各ノイズ用と各光信号用に備えたキャパシタ容量で構
成する信号蓄積部５０６に保持する。次に、光信号を読
み出し、信号蓄積部５０６に保持する。ノイズ信号と光
信号をそれぞれ信号蓄積部５０６に読み出したのち、信
号蓄積部５０６に保持されている各信号出力を水平シフ
トレジスタによりスイッチＱＨnkとＱＨskを順次開閉
し、それぞれ共通信号線１（５０９）と共通信号線２
（５１０）にノイズ信号と光信号を順次時系列的に読み
出し、出力アンプ５１３を介し、外部にノイズ信号５１
１と光信号５１２を出力した。この後、クランプ回路お
よび差動回路の２種類の回路を用いて、光信号＝［光成
分＋ノイズ成分］からノイズ信号＝ノイズ成分の減算処
理を行った。この結果、画素に行選択用の画素スイッチ
を配置せずに、信号を読み出すことができ、選択用スイ
ッチ分の開口部を削ることなく画素サイズを縮小するこ
とができた。また、Ｓ／Ｎ比については、従来技術と同
等のＳ／Ｎ比を得ることができた。
【００３９】本実施例に用いた、画素の各トランジスタ
へのパルスタイミングを図６に示す。即ち、ノイズ信号
および光信号を画素から信号蓄積部５０６に読み出すま
での期間である。
へのパルスタイミングを図６に示す。即ち、ノイズ信号
および光信号を画素から信号蓄積部５０６に読み出すま
での期間である。
【００４０】図６中のＱn 、Ｑs は信号蓄積部５０６へ
の書き込みスイッチタイミングである。
の書き込みスイッチタイミングである。
【００４１】また、図５は、信号増幅部として用いてい
る、ソースフォロワの入出力特性であり、曲線ａが本実
施例の入出力特性であり、入力電圧Ａが最大入力電圧で
ある。ソースフォロワの入力電圧Ｃが線形領域が確保さ
れている最低入力電圧であり、最大信号電荷を読み出し
た際の電圧に成るように、設計した。曲線ｂは入力電圧
Ｂから飽和してダイナミックレンジの狭い特性であり、
曲線ｃはソースフォロワ回路のロスが大きく絶対値的に
ゲインが小さい特性である。
る、ソースフォロワの入出力特性であり、曲線ａが本実
施例の入出力特性であり、入力電圧Ａが最大入力電圧で
ある。ソースフォロワの入力電圧Ｃが線形領域が確保さ
れている最低入力電圧であり、最大信号電荷を読み出し
た際の電圧に成るように、設計した。曲線ｂは入力電圧
Ｂから飽和してダイナミックレンジの狭い特性であり、
曲線ｃはソースフォロワ回路のロスが大きく絶対値的に
ゲインが小さい特性である。
【００４２】図６中の期間Ｄが画素の選択期間であり、
選択行には、リセット動作により、ソースフォロワＱ３
の入力端子に入力電圧Ｃ以上の電圧を入力し、非選択行
には、入力電圧Ｃ以下の電圧を入力することで、行の選
択および非選択ができることを確認した。
選択行には、リセット動作により、ソースフォロワＱ３
の入力端子に入力電圧Ｃ以上の電圧を入力し、非選択行
には、入力電圧Ｃ以下の電圧を入力することで、行の選
択および非選択ができることを確認した。
【００４３】図６を参照しつつ順次動作を説明する。リ
セット電源をハイレベルにした後に、選択したい行のリ
セットスイッチＱ２をＯＮする。この結果、ソースフォ
ロワＱ３のゲートの電圧は、ハイレベルになる。このゲ
ート電圧は、リセットスイッチＱ２のゲート電圧がリセ
ット電源の電圧に比べ十分高い電圧であれば、リセット
電源と等しくなり、ソースフォロワＱ３のゲート電圧
は、リセットスイッチＱ２のゲート電圧がリセット電源
と同程度もしくは、それ以下であれば、リセットスイッ
チＱ２のゲート電圧より、閾値電圧分低い電圧になる。
セット電源をハイレベルにした後に、選択したい行のリ
セットスイッチＱ２をＯＮする。この結果、ソースフォ
ロワＱ３のゲートの電圧は、ハイレベルになる。このゲ
ート電圧は、リセットスイッチＱ２のゲート電圧がリセ
ット電源の電圧に比べ十分高い電圧であれば、リセット
電源と等しくなり、ソースフォロワＱ３のゲート電圧
は、リセットスイッチＱ２のゲート電圧がリセット電源
と同程度もしくは、それ以下であれば、リセットスイッ
チＱ２のゲート電圧より、閾値電圧分低い電圧になる。
【００４４】リセットスイッチＱ２をＯＦＦし、ソース
フォロワＱ３のゲートをフローティング状態にした後
に、共通信号線５０９への転送スイッチＱＨnのＱn を
ＯＮし、リセット直後のノイズ成分を信号蓄積部５０６
に保持する（図６中の区間Ａ）。
フォロワＱ３のゲートをフローティング状態にした後
に、共通信号線５０９への転送スイッチＱＨnのＱn を
ＯＮし、リセット直後のノイズ成分を信号蓄積部５０６
に保持する（図６中の区間Ａ）。
【００４５】選択行のソースフォロワＱ３のゲートの電
圧のみが、非選択行のソースフォロワＱ３のゲートの電
圧と比べ十分高い電圧であるため、各列の信号出力線に
配置した定電流源による電流は、選択行のソースフォロ
ワＱ３にのみ流れ、選択行のソースフォロワＱ３ゲート
の電位に相当した電圧がソースフォロワから出力され
る。
圧のみが、非選択行のソースフォロワＱ３のゲートの電
圧と比べ十分高い電圧であるため、各列の信号出力線に
配置した定電流源による電流は、選択行のソースフォロ
ワＱ３にのみ流れ、選択行のソースフォロワＱ３ゲート
の電位に相当した電圧がソースフォロワから出力され
る。
【００４６】次に、Ｑn をＯＦＦした後、転送スイッチ
Ｑ１をＯＮし、光信号成分をホトダイオード４０５から
ソースフォロワＱ３のゲートに転送する（図６中の区間
Ｂ）。転送された電荷Ｑsig とソースフォロワＱ３のゲ
ート端子の容量ＣQ3に見合った電圧降下Ｑsig ／ＣQ3が
生じる。転送スイッチＱ２をＯＦＦすると、ソースフォ
ロワＱ３のゲートには、ノイズ成分に光信号成分が重畳
された電位を保持する。このソースフォロワＱ３のゲー
トの電圧に相当した電圧が、ソースフォロワから出力さ
れる。
Ｑ１をＯＮし、光信号成分をホトダイオード４０５から
ソースフォロワＱ３のゲートに転送する（図６中の区間
Ｂ）。転送された電荷Ｑsig とソースフォロワＱ３のゲ
ート端子の容量ＣQ3に見合った電圧降下Ｑsig ／ＣQ3が
生じる。転送スイッチＱ２をＯＦＦすると、ソースフォ
ロワＱ３のゲートには、ノイズ成分に光信号成分が重畳
された電位を保持する。このソースフォロワＱ３のゲー
トの電圧に相当した電圧が、ソースフォロワから出力さ
れる。
【００４７】ソースフォロワＱ３のゲートにおいて、飽
和電荷を読み出した時が、最も低い電圧であるが、この
電圧が、他の非選択行のソースフォロワＱ３のゲートの
電圧と比べ十分高いことが、本発明であるソースフォロ
ワＱ３のゲートの動作点による、選択読み出し法におい
て重要なことである。
和電荷を読み出した時が、最も低い電圧であるが、この
電圧が、他の非選択行のソースフォロワＱ３のゲートの
電圧と比べ十分高いことが、本発明であるソースフォロ
ワＱ３のゲートの動作点による、選択読み出し法におい
て重要なことである。
【００４８】つぎに、共通信号線５１０への転送スイッ
チＱＨsのＱs をＯＮ・ＯＦＦし、ノイズ成分上に光信
号成分を読み出した信号を信号蓄積部５０６に保持する
（図６中の区間Ｃ）。
チＱＨsのＱs をＯＮ・ＯＦＦし、ノイズ成分上に光信
号成分を読み出した信号を信号蓄積部５０６に保持する
（図６中の区間Ｃ）。
【００４９】次に、リセット電源の電位をローレベルに
した後、リセットスイッチＱ２をＯＮ・ＯＦＦさせ、ソ
ースフォロワＱ３のゲートの電位を下げ、非選択状態と
する。
した後、リセットスイッチＱ２をＯＮ・ＯＦＦさせ、ソ
ースフォロワＱ３のゲートの電位を下げ、非選択状態と
する。
【００５０】次にダイナミックレンジについて、図５を
用いて説明する。本発明の有意性を確認するため、従来
技術を用いた選択スイッチＱ４による行選択を行った場
合の結果も、併記する。曲線ａ，ｂ，ｃはそれぞれ、本
発明による画素、選択スイッチＱ４が入力ＭＯＳトラン
ジスタＱ３の電源との間に挿入されている場合の画素、
従来技術の図１６（ａ）に示す画素での特性曲線であ
る。本実施例においては、ソースフォロワの入力電圧が
高い方がダーク側であり、入力端子のリセット電圧はリ
セットスイッチＱ２による電源側である。光電荷が増え
るに従って、ソースフォロワの入力電圧は低下する。一
般的に線型特性が重視されるのがダーク側であるため、
入力電圧が高い領域で線型性を確保する必要がある。本
発明の画素では、図５中のＡの電圧まで、線型性が確保
できたのに対し、従来技術の画素では、図５中のＢの電
圧までしか確保できなかった。このことから、本発明の
画素のダイナミックレンジが広いことが確認された。特
に電源電圧が低い領域では、この効果がより顕著に現
れ、動作できる最低の電源電圧は、従来技術の図１６
（ａ）に示す画素と比較して約１ｖｏｌｔ低い電圧まで
動作した。
用いて説明する。本発明の有意性を確認するため、従来
技術を用いた選択スイッチＱ４による行選択を行った場
合の結果も、併記する。曲線ａ，ｂ，ｃはそれぞれ、本
発明による画素、選択スイッチＱ４が入力ＭＯＳトラン
ジスタＱ３の電源との間に挿入されている場合の画素、
従来技術の図１６（ａ）に示す画素での特性曲線であ
る。本実施例においては、ソースフォロワの入力電圧が
高い方がダーク側であり、入力端子のリセット電圧はリ
セットスイッチＱ２による電源側である。光電荷が増え
るに従って、ソースフォロワの入力電圧は低下する。一
般的に線型特性が重視されるのがダーク側であるため、
入力電圧が高い領域で線型性を確保する必要がある。本
発明の画素では、図５中のＡの電圧まで、線型性が確保
できたのに対し、従来技術の画素では、図５中のＢの電
圧までしか確保できなかった。このことから、本発明の
画素のダイナミックレンジが広いことが確認された。特
に電源電圧が低い領域では、この効果がより顕著に現
れ、動作できる最低の電源電圧は、従来技術の図１６
（ａ）に示す画素と比較して約１ｖｏｌｔ低い電圧まで
動作した。
【００５１】［実施例２］図７は本実施例の画素部の等
価回路図である。図８は、読み出し系も含めた本実施例
を説明するための回路図である。本実施例のホトダイオ
ード９０５は、第１実施例と同様、埋め込み型のホトダ
イオードを用いた。
価回路図である。図８は、読み出し系も含めた本実施例
を説明するための回路図である。本実施例のホトダイオ
ード９０５は、第１実施例と同様、埋め込み型のホトダ
イオードを用いた。
【００５２】信号増幅部がＭＯＳトランジスタＱ３と負
荷抵抗１０１４からなる反転アンプで構成し、読み出し
手順や画素の各トランジスタへのパルスタイミングは第
１実施例と同様である。
荷抵抗１０１４からなる反転アンプで構成し、読み出し
手順や画素の各トランジスタへのパルスタイミングは第
１実施例と同様である。
【００５３】即ち、非選択行のＭＯＳトランジスタＱ３
のゲート端子にＭＯＳトランジスタＱ３の閾値電圧以下
の電圧を入力することで、ＭＯＳトランジスタＱ３をＯ
ＦＦし、選択行のＭＯＳトランジスタＱ３のゲート端子
をハイレベルに一旦リセットし、光信号をＭＯＳトラン
ジスタＱ３のゲート端子に読み出すことで、選択行のＭ
ＯＳトランジスタＱ３のゲート端子の電圧に見合った電
流を負荷抵抗１０１４に流し、選択的に光信号を読み出
した。光信号及びノイズ信号の読み出しのタイミングは
第１実施例と同様であり、リセットスイッチＱ２から印
加されるリセット電源電圧は、ダイナミックレンジを広
く取るために第１実施例と同様の電圧が供給される。
のゲート端子にＭＯＳトランジスタＱ３の閾値電圧以下
の電圧を入力することで、ＭＯＳトランジスタＱ３をＯ
ＦＦし、選択行のＭＯＳトランジスタＱ３のゲート端子
をハイレベルに一旦リセットし、光信号をＭＯＳトラン
ジスタＱ３のゲート端子に読み出すことで、選択行のＭ
ＯＳトランジスタＱ３のゲート端子の電圧に見合った電
流を負荷抵抗１０１４に流し、選択的に光信号を読み出
した。光信号及びノイズ信号の読み出しのタイミングは
第１実施例と同様であり、リセットスイッチＱ２から印
加されるリセット電源電圧は、ダイナミックレンジを広
く取るために第１実施例と同様の電圧が供給される。
【００５４】信号増幅部が反転アンプであることから、
信号増幅部でのゲインを回路的に設計することができ、
第１実施例でのソースフォロワアンプに対し、Ｓ／Ｎ比
の高いセンサを提供することができた。
信号増幅部でのゲインを回路的に設計することができ、
第１実施例でのソースフォロワアンプに対し、Ｓ／Ｎ比
の高いセンサを提供することができた。
【００５５】［実施例３］図７における、信号増幅部を
構成するトランジスタＱ３にｐチャネル接合型電界効果
トランジスタを用い、負荷用の負荷抵抗とから、反転ア
ンプで構成した光センサを作製した。
構成するトランジスタＱ３にｐチャネル接合型電界効果
トランジスタを用い、負荷用の負荷抵抗とから、反転ア
ンプで構成した光センサを作製した。
【００５６】接合型電界効果トランジスタＱ３は、その
ゲート電極が、不純物拡散領域から形成されることか
ら、転送スイッチＱ１のソース・ドレイン領域である拡
散領域をそのままゲート電極として配置した。この結
果、第１および第２の実施例では、転送スイッチＱ１の
ソース・ドレイン領域である拡散領域と接合型電界効果
トランジスタＱ３の多結晶シリコンからなるゲート電極
を結線するための領域、即ち、拡散領域とアルミからな
る金属配線を接続するコンタクト部、多結晶シリコンと
金属配線を接続するコンタクト部、前述の金属配線同士
を結線する配線部が不必要になったため、画素サイズを
縮小することができた。
ゲート電極が、不純物拡散領域から形成されることか
ら、転送スイッチＱ１のソース・ドレイン領域である拡
散領域をそのままゲート電極として配置した。この結
果、第１および第２の実施例では、転送スイッチＱ１の
ソース・ドレイン領域である拡散領域と接合型電界効果
トランジスタＱ３の多結晶シリコンからなるゲート電極
を結線するための領域、即ち、拡散領域とアルミからな
る金属配線を接続するコンタクト部、多結晶シリコンと
金属配線を接続するコンタクト部、前述の金属配線同士
を結線する配線部が不必要になったため、画素サイズを
縮小することができた。
【００５７】本実施例では、ｐチャネル接合型電界効果
トランジスタＱ３を用いたことから、非選択行には、Ｏ
ＦＦ電圧であるハイレベルを入力し、選択行に対して
は、ＯＮ電圧である約（１／２）＊ＶＤＤに一旦リセッ
トした後に、光信号を接合型電界効果トランジスタＱ３
の制御電極に転送した。光信号を制御電極に転送した結
果、制御電極の電圧は下がる。この制御電極の電圧を下
げると共に、電源電圧をも下げることができるので、ダ
イナミックレンジの低下がなく、低電源電圧で動作させ
ることができる。
トランジスタＱ３を用いたことから、非選択行には、Ｏ
ＦＦ電圧であるハイレベルを入力し、選択行に対して
は、ＯＮ電圧である約（１／２）＊ＶＤＤに一旦リセッ
トした後に、光信号を接合型電界効果トランジスタＱ３
の制御電極に転送した。光信号を制御電極に転送した結
果、制御電極の電圧は下がる。この制御電極の電圧を下
げると共に、電源電圧をも下げることができるので、ダ
イナミックレンジの低下がなく、低電源電圧で動作させ
ることができる。
【００５８】［実施例４］図９に本実施例の等価回路図
を示す。本実施例は実施例２において、信号増幅部の抵
抗負荷１０１４をＭＯＳトランジスタ１１１４に置き換
えたものである。
を示す。本実施例は実施例２において、信号増幅部の抵
抗負荷１０１４をＭＯＳトランジスタ１１１４に置き換
えたものである。
【００５９】実施例２においては、信号増幅部の入力電
圧をＶin、信号出力線１００３に出力される出力電圧を
Ｖout とすれば、 Ｖout ＝Ｒ＊Ａ＊（Ｖin−Ｂ）2 Ｒは抵抗負荷１０１４の抵抗値、Ａ，ＢはＭＯＳトラン
ジスタＱ３固有のパラメータである。
圧をＶin、信号出力線１００３に出力される出力電圧を
Ｖout とすれば、 Ｖout ＝Ｒ＊Ａ＊（Ｖin−Ｂ）2 Ｒは抵抗負荷１０１４の抵抗値、Ａ，ＢはＭＯＳトラン
ジスタＱ３固有のパラメータである。
【００６０】これに対し、本実施例においては、信号増
幅部の入力電圧をＶin、信号出力線１１０３に出力され
る出力電圧をＶout とすれば、 Ｖout ＝Ａ＊（Ｖin−Ｂ） Ａ，ＢはＭＯＳトランジスタＱ３および負荷ＭＯＳ１１
１４固有のパラメータである。
幅部の入力電圧をＶin、信号出力線１１０３に出力され
る出力電圧をＶout とすれば、 Ｖout ＝Ａ＊（Ｖin−Ｂ） Ａ，ＢはＭＯＳトランジスタＱ３および負荷ＭＯＳ１１
１４固有のパラメータである。
【００６１】上述のように、出力電圧Ｖout を入力電圧
Ｖinの１次関数として表すことができ、Ａ＞１にするこ
とができた。この場合、信号増幅部のソースフォロワＱ
３の線形領域を広くすることが可能である。
Ｖinの１次関数として表すことができ、Ａ＞１にするこ
とができた。この場合、信号増幅部のソースフォロワＱ
３の線形領域を広くすることが可能である。
【００６２】［実施例５］図１０に本実施例の読み出し
回路を示す。信号出力線１２０６には、前述の実施例同
様、複数の画素のＭＯＳトランジスタＱ３のソース端子
が接続されている。読み出し手順および画素の各トラン
ジスタへのパルスタイミングは第１実施例と同様であ
る。
回路を示す。信号出力線１２０６には、前述の実施例同
様、複数の画素のＭＯＳトランジスタＱ３のソース端子
が接続されている。読み出し手順および画素の各トラン
ジスタへのパルスタイミングは第１実施例と同様であ
る。
【００６３】動作原理はＶＡ端子１２０７に一定の電圧
ＶＡを印加すると、バイポーラトランジスタのエミッタ
電圧、即ち、信号出力線１２０６の電圧は、該バイポー
ラトランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶＢＥとす
ると、［ＶＡ−ＶＢＥ］に固定される。
ＶＡを印加すると、バイポーラトランジスタのエミッタ
電圧、即ち、信号出力線１２０６の電圧は、該バイポー
ラトランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶＢＥとす
ると、［ＶＡ−ＶＢＥ］に固定される。
【００６４】ＭＯＳトランジスタＱ３のゲート端子にリ
セット電圧Ｖres が入力された場合、ＭＯＳトランジス
タＱ３に流れる電流Ｉ１は、 Ｉ１＝｛（Ｖres −Ｖth）−（ＶＡ−ＶＢＥ）｝／ｒ１ の電流Ｉ１を流す。
セット電圧Ｖres が入力された場合、ＭＯＳトランジス
タＱ３に流れる電流Ｉ１は、 Ｉ１＝｛（Ｖres −Ｖth）−（ＶＡ−ＶＢＥ）｝／ｒ１ の電流Ｉ１を流す。
【００６５】抵抗ｒ２には、
Ｉ２＝（ＶＡ−ＶＢＥ）／ｒ２
の電流Ｉ２が流れることから、電源とバイポーラトラン
ジスタ間に接続した抵抗ｒ３には、［Ｉ２−Ｉ１］であ
る電流Ｉ３は、 ［（ＶＡ−ＶＢＥ）／ｒ２］−｛（Ｖres −Ｖth）−
（ＶＡ−ＶＢＥ）｝／ｒ１ が流れ、端子ＶＢの電圧ＶＢ１２０８は、 ＶＤＤ−〔［（ＶＡ−ＶＢＥ）＊ｒ３／ｒ２］−
［｛（Ｖres −Ｖth）−（ＶＡ−ＶＢＥ）｝＊ｒ３／ｒ
１］〕 と与えられる。光信号をＭＯＳトランジスタＱ３のゲー
ト端子に転送した結果、ＭＯＳトランジスタＱ３のゲー
ト端子の電圧が、Ｖres −ΔＶとなると、端子ＶＢ１２
０８の電圧ＶＢは、 ＶＤＤ−〔［（ＶＡ−ＶＢＥ）＊ｒ３／ｒ２］−
［｛（Ｖres −ΔＶ−Ｖth）−（ＶＡ−ＶＢＥ）｝＊ｒ
３／ｒ１］〕 リセット直後の端子ＶＢ１２０８の電圧ＶＢと、光信号
をＭＯＳトランジスタＱ３のゲート端子に転送した後の
端子ＶＢ１２０８の電圧ＶＢの差をとることにより、光
信号成分である、ΔＶ＊ｒ３／ｒ１を得ることができ
る。
ジスタ間に接続した抵抗ｒ３には、［Ｉ２−Ｉ１］であ
る電流Ｉ３は、 ［（ＶＡ−ＶＢＥ）／ｒ２］−｛（Ｖres −Ｖth）−
（ＶＡ−ＶＢＥ）｝／ｒ１ が流れ、端子ＶＢの電圧ＶＢ１２０８は、 ＶＤＤ−〔［（ＶＡ−ＶＢＥ）＊ｒ３／ｒ２］−
［｛（Ｖres −Ｖth）−（ＶＡ−ＶＢＥ）｝＊ｒ３／ｒ
１］〕 と与えられる。光信号をＭＯＳトランジスタＱ３のゲー
ト端子に転送した結果、ＭＯＳトランジスタＱ３のゲー
ト端子の電圧が、Ｖres −ΔＶとなると、端子ＶＢ１２
０８の電圧ＶＢは、 ＶＤＤ−〔［（ＶＡ−ＶＢＥ）＊ｒ３／ｒ２］−
［｛（Ｖres −ΔＶ−Ｖth）−（ＶＡ−ＶＢＥ）｝＊ｒ
３／ｒ１］〕 リセット直後の端子ＶＢ１２０８の電圧ＶＢと、光信号
をＭＯＳトランジスタＱ３のゲート端子に転送した後の
端子ＶＢ１２０８の電圧ＶＢの差をとることにより、光
信号成分である、ΔＶ＊ｒ３／ｒ１を得ることができ
る。
【００６６】また更に、本実施例においては、複数行に
対し、同時に図６に示すパルスを印加し、複数行を同時
に選択状態にした。その結果、前述のような減算処理を
おこなうことで、端子ＶＢに画素信号の加算結果を得る
ことができた。実施例３，４においても加算結果を得る
ことは可能であるが、線形加算を得ることができない。
具体的には、同列の同色２行の加算結果を端子ＶＢに出
力させた。従来技術のように選択スイッチがある場合
は、非線型なスイッチ抵抗があるため、精度のある加算
は困難であったが、本発明では、選択スイッチを必要と
しないため、簡単かつ正確な加算ができるようになっ
た。
対し、同時に図６に示すパルスを印加し、複数行を同時
に選択状態にした。その結果、前述のような減算処理を
おこなうことで、端子ＶＢに画素信号の加算結果を得る
ことができた。実施例３，４においても加算結果を得る
ことは可能であるが、線形加算を得ることができない。
具体的には、同列の同色２行の加算結果を端子ＶＢに出
力させた。従来技術のように選択スイッチがある場合
は、非線型なスイッチ抵抗があるため、精度のある加算
は困難であったが、本発明では、選択スイッチを必要と
しないため、簡単かつ正確な加算ができるようになっ
た。
【００６７】［実施例６］実施例１の回路形式におい
て、画素の各トランジスタへのパルスタイミングを図１
１に示す通りに印加した。本実施例においては、非選択
期間中は、リセットスイッチをＯＮ状態とし、リセット
スイッチＱ２を介しリセット電源の電圧を印加し続け
た。また、転送スイッチＱ１はハイレベルとローレベル
の間の電圧に設定した。この結果、Ｑ１トランジスタの
ゲート電圧によりオーバーフローレベルが決定される横
形オーバーフロ−ドレイン機能を付加し、隣接画素への
クロストークを軽減させた。オーバフローレベルは、Ｑ
１トランジスタの閾値電圧にもよるため、Ｑ１トランジ
スタの閾値電圧によっては、Ｑ１トランジスタのゲート
電圧が０ｖｏｌｔにおいても横形オーバーフロードレイ
ンとして機能させることも可能である。
て、画素の各トランジスタへのパルスタイミングを図１
１に示す通りに印加した。本実施例においては、非選択
期間中は、リセットスイッチをＯＮ状態とし、リセット
スイッチＱ２を介しリセット電源の電圧を印加し続け
た。また、転送スイッチＱ１はハイレベルとローレベル
の間の電圧に設定した。この結果、Ｑ１トランジスタの
ゲート電圧によりオーバーフローレベルが決定される横
形オーバーフロ−ドレイン機能を付加し、隣接画素への
クロストークを軽減させた。オーバフローレベルは、Ｑ
１トランジスタの閾値電圧にもよるため、Ｑ１トランジ
スタの閾値電圧によっては、Ｑ１トランジスタのゲート
電圧が０ｖｏｌｔにおいても横形オーバーフロードレイ
ンとして機能させることも可能である。
【００６８】転送スイッチＱ１を横形オーバーフロード
レインとして機能させることは、一般的には、この時の
ドレイン側の電圧は、ハイレベルの電圧もしくは、その
近傍に設定されており、この場合、図１６に示されるご
とく選択スイッチＱ４が必須となる。本発明者らは、鋭
意検討の結果、ホトダイオード側がソース、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ３のゲート端子がドレインとしたＱ１トラン
ジスタが５極管動作となるバイアス条件を満たせば、横
形オーバーフロードレインとして機能することを見出し
た。従来よりもＱ１のゲート電圧を下げ、本実施例にお
いては、リセット電源のローレベルを１．５ｖｏｌｔに
設定した。さらに、このローレベルの電圧により、飽和
電圧の制限をかけた。本実施例に示す画素の各トランジ
スタへのパルスタイミングは実施例１の回路形式によら
ず、他の実施例の回路形式においても適応できる。
レインとして機能させることは、一般的には、この時の
ドレイン側の電圧は、ハイレベルの電圧もしくは、その
近傍に設定されており、この場合、図１６に示されるご
とく選択スイッチＱ４が必須となる。本発明者らは、鋭
意検討の結果、ホトダイオード側がソース、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ３のゲート端子がドレインとしたＱ１トラン
ジスタが５極管動作となるバイアス条件を満たせば、横
形オーバーフロードレインとして機能することを見出し
た。従来よりもＱ１のゲート電圧を下げ、本実施例にお
いては、リセット電源のローレベルを１．５ｖｏｌｔに
設定した。さらに、このローレベルの電圧により、飽和
電圧の制限をかけた。本実施例に示す画素の各トランジ
スタへのパルスタイミングは実施例１の回路形式によら
ず、他の実施例の回路形式においても適応できる。
【００６９】［実施例７］本実施例の各画素の回路形式
を図１２に示す。図１３は画素の各トランジスタ、その
他の主要トランジスタへのパルスタイミングおよび信号
出力線１４０６の出力電圧を示した図である。また、本
実施例による読み出し回路は図３に示す信号蓄積部５０
６や水平シフトレジスタ５０７等と同様である。では実
施例１や実施例６と比較し、リセット電源線を削除し、
リセット電圧は出力信号線１４０６を通して印加した。
即ち、出力信号線１４０６が実施例１，６の出力信号線
とリセット電源線の役割をＱ４トランジスタのＯＮ・Ｏ
ＦＦにより、時分割的に行った。
を図１２に示す。図１３は画素の各トランジスタ、その
他の主要トランジスタへのパルスタイミングおよび信号
出力線１４０６の出力電圧を示した図である。また、本
実施例による読み出し回路は図３に示す信号蓄積部５０
６や水平シフトレジスタ５０７等と同様である。では実
施例１や実施例６と比較し、リセット電源線を削除し、
リセット電圧は出力信号線１４０６を通して印加した。
即ち、出力信号線１４０６が実施例１，６の出力信号線
とリセット電源線の役割をＱ４トランジスタのＯＮ・Ｏ
ＦＦにより、時分割的に行った。
【００７０】実施例１と同様に、画素からの信号は、一
旦、信号蓄積部５０６に保持し、水平シフトレジスタ５
０７によりスイッチＱＨn とＱＨs を順次開閉し、それ
ぞれ共通信号線１（５０９）と共通信号線２（５１０）
に信号を順次読み出し、出力アンプ５１３を介し、外部
にノイズ信号５１１と光信号５１２を出力した。この外
部への読み出し期間を水平走査期間と称するが、この水
平走査期間中は、信号出力線１４０６を実施例６と同様
に、リセットスイッチＱ６をＯＮ状態とし、リセットス
イッチＱ６とＱ４トランジスタを介しリセット電源１４
０２の電圧を印加し続けた。また、転送スイッチＱ１は
ハイレベルとローレベルの間の電圧に設定した。この結
果、Ｑ１トランジスタのゲート電圧によりオーバーフロ
ーレベルが決定される横形オーバーフロードレイン機能
を付加し、隣接画素へのクロストークを軽減させた。
旦、信号蓄積部５０６に保持し、水平シフトレジスタ５
０７によりスイッチＱＨn とＱＨs を順次開閉し、それ
ぞれ共通信号線１（５０９）と共通信号線２（５１０）
に信号を順次読み出し、出力アンプ５１３を介し、外部
にノイズ信号５１１と光信号５１２を出力した。この外
部への読み出し期間を水平走査期間と称するが、この水
平走査期間中は、信号出力線１４０６を実施例６と同様
に、リセットスイッチＱ６をＯＮ状態とし、リセットス
イッチＱ６とＱ４トランジスタを介しリセット電源１４
０２の電圧を印加し続けた。また、転送スイッチＱ１は
ハイレベルとローレベルの間の電圧に設定した。この結
果、Ｑ１トランジスタのゲート電圧によりオーバーフロ
ーレベルが決定される横形オーバーフロードレイン機能
を付加し、隣接画素へのクロストークを軽減させた。
【００７１】実施例６と比較すると、非選択行の画素に
おいては、選択行の画素からの信号を信号蓄積部５０６
に転送する期間毎に、転送スイッチＱ１をＯＦＦし、オ
ーバーフロードレインは機能を止める。本実施例の駆動
方法をＮＴＳＣ方式レートで画像情報を読み出した。即
ち、水平ブランキング期間約１０μｓｅｃに、選択行の
画素からの信号を信号蓄積部５０６に転送し、水平走査
期間約５０μｓｅｃに信号蓄積部５０６の情報を外部に
読み出した。従って、オーバーフロードレインの機能を
止める期間は、全体の約１７％の期間であり、その大部
分は、オーバーフロードレインとして機能し、十分な効
果を得られることを確認した。
おいては、選択行の画素からの信号を信号蓄積部５０６
に転送する期間毎に、転送スイッチＱ１をＯＦＦし、オ
ーバーフロードレインは機能を止める。本実施例の駆動
方法をＮＴＳＣ方式レートで画像情報を読み出した。即
ち、水平ブランキング期間約１０μｓｅｃに、選択行の
画素からの信号を信号蓄積部５０６に転送し、水平走査
期間約５０μｓｅｃに信号蓄積部５０６の情報を外部に
読み出した。従って、オーバーフロードレインの機能を
止める期間は、全体の約１７％の期間であり、その大部
分は、オーバーフロードレインとして機能し、十分な効
果を得られることを確認した。
【００７２】図１３によれば、スイッチＱＨn とＱＨs
の対のスイッチＱn とＱs と、選択行のリセット電源
と、リセット電源の直後にリセット線からのリセットＳ
Ｗをハイ・ローとして導通・非導通とするリセットスイ
ッチＱ２と、ノイズ信号を読み出し後光信号読み出し前
にホトダイオードの電荷をＭＯＳトランジスタＱ３のゲ
ート入力端子に転送する転送スイッチＱ１と、転送スイ
ッチＱ１のオン後から光信号に対応した電荷による電圧
変化を示すＭＯＳトランジスタＱ３のゲート入力電圧
と、リセット電源を供給するリセットスイッチＱ４と、
定電流源をＭＯＳトランジスタＱ３の負荷とするリセッ
トスイッチＱ４と反転して導通・非導通とする負荷スイ
ッチＱ４バーと、さらに信号出力線１４０６の信号出力
電圧を示す信号出力線について、タイミング的に示して
いる。
の対のスイッチＱn とＱs と、選択行のリセット電源
と、リセット電源の直後にリセット線からのリセットＳ
Ｗをハイ・ローとして導通・非導通とするリセットスイ
ッチＱ２と、ノイズ信号を読み出し後光信号読み出し前
にホトダイオードの電荷をＭＯＳトランジスタＱ３のゲ
ート入力端子に転送する転送スイッチＱ１と、転送スイ
ッチＱ１のオン後から光信号に対応した電荷による電圧
変化を示すＭＯＳトランジスタＱ３のゲート入力電圧
と、リセット電源を供給するリセットスイッチＱ４と、
定電流源をＭＯＳトランジスタＱ３の負荷とするリセッ
トスイッチＱ４と反転して導通・非導通とする負荷スイ
ッチＱ４バーと、さらに信号出力線１４０６の信号出力
電圧を示す信号出力線について、タイミング的に示して
いる。
【００７３】［実施例８］図１４に本実施例の画素部の
等価回路図を示す。実施例７の画素構成に対し、別途横
形オーバーフロードレイン用のＭＯＳトランジスタＱ５
を設けた。オーバーフローレベルは、ＭＯＳトランジス
タＱ５のゲート電圧により決定した場合と、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ５のゲート電圧＝ＭＯＳトランジスタＱ５の
ドレイン電圧＝ＶＤＤと成るように閾値電圧を調整した
場合について実施した。実施例７とほぼ同等のクロスト
ーク耐性が確認でき、実施例７が有効な手段であること
も確認した。本実施例においては、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ５による横形オーバーフロードレインであるが、縦形
のオーバーフロードレインを設けてもよい。
等価回路図を示す。実施例７の画素構成に対し、別途横
形オーバーフロードレイン用のＭＯＳトランジスタＱ５
を設けた。オーバーフローレベルは、ＭＯＳトランジス
タＱ５のゲート電圧により決定した場合と、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ５のゲート電圧＝ＭＯＳトランジスタＱ５の
ドレイン電圧＝ＶＤＤと成るように閾値電圧を調整した
場合について実施した。実施例７とほぼ同等のクロスト
ーク耐性が確認でき、実施例７が有効な手段であること
も確認した。本実施例においては、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ５による横形オーバーフロードレインであるが、縦形
のオーバーフロードレインを設けてもよい。
【００７４】［実施例９］図１５を用いて本実施例の説
明を行う。本実施例は実施例７に加え、Ｑ４″を付加し
た。水平走査期間中は、実施例７と同様に、Ｑ４をＯ
Ｎ、Ｑ４′とＱ４″をＯＦＦし、Ｑ１トランジスタを横
形オーバーフロードレインとして機能させた。読み出し
時は、Ｑ４をオフとして、Ｑ４′とＱ４″をオンとして
切換え、ＭＯＳトランジスタＱ３を導通してソースフォ
ロワとして読み出しと、反転アンプ読み出しの２種類の
読み出し方法を選択できるようにした。
明を行う。本実施例は実施例７に加え、Ｑ４″を付加し
た。水平走査期間中は、実施例７と同様に、Ｑ４をＯ
Ｎ、Ｑ４′とＱ４″をＯＦＦし、Ｑ１トランジスタを横
形オーバーフロードレインとして機能させた。読み出し
時は、Ｑ４をオフとして、Ｑ４′とＱ４″をオンとして
切換え、ＭＯＳトランジスタＱ３を導通してソースフォ
ロワとして読み出しと、反転アンプ読み出しの２種類の
読み出し方法を選択できるようにした。
【００７５】具体的には、Ｑ４をＯＦＦ、Ｑ４′をＯ
Ｎ、Ｑ４″をＯＦＦ、電源１７０１をＶＤＤに設定し、
実施例１同様にソースフォロワとしての読み出しを行っ
た。
Ｎ、Ｑ４″をＯＦＦ、電源１７０１をＶＤＤに設定し、
実施例１同様にソースフォロワとしての読み出しを行っ
た。
【００７６】一方、Ｑ４をＯＦＦ、Ｑ４′をＯＦＦ、Ｑ
４″をＯＮ、電源１７０１をＧＮＤとし、実施例４と同
様にＭＯＳ型の反転アンプ読み出しを行った。選択スイ
ッチがないため、Ｑ３トランジスタが電源と信号出力線
に対し、対称な配置となるため、線形性が高く、簡単な
回路を付加するだけ多機能な読み出しが可能となる。具
体的には、反転アンプ読み出しによる二乗加算読み出し
や、ソースフォロワ読み出しによる、ボトム検出を行っ
た。
４″をＯＮ、電源１７０１をＧＮＤとし、実施例４と同
様にＭＯＳ型の反転アンプ読み出しを行った。選択スイ
ッチがないため、Ｑ３トランジスタが電源と信号出力線
に対し、対称な配置となるため、線形性が高く、簡単な
回路を付加するだけ多機能な読み出しが可能となる。具
体的には、反転アンプ読み出しによる二乗加算読み出し
や、ソースフォロワ読み出しによる、ボトム検出を行っ
た。
【００７７】本実施形態では、出力信号線にリセット電
源電圧を供給するリセットスイッチＱ４やＭＯＳトラン
ジスタＱ３の負荷となってソースフォロワ方式で読み出
す定電流源の負荷を課す負荷スイッチＱ４′と電源ＶＤ
Ｄを供給する電源スイッチＱ４″との読み出し方式の選
択スイッチでＭＯＳトランジスタが増加するように見え
るが、数万〜数十万個の画素に比較すれば、専有面積の
増加はごくわずかなので、選択スイッチの削除に比較す
れば、画素の大きな開口率を確保でき、さらに、ノイズ
信号を除去した光信号の読み出しに状況に応じて選択的
に読み出しを可能とした。
源電圧を供給するリセットスイッチＱ４やＭＯＳトラン
ジスタＱ３の負荷となってソースフォロワ方式で読み出
す定電流源の負荷を課す負荷スイッチＱ４′と電源ＶＤ
Ｄを供給する電源スイッチＱ４″との読み出し方式の選
択スイッチでＭＯＳトランジスタが増加するように見え
るが、数万〜数十万個の画素に比較すれば、専有面積の
増加はごくわずかなので、選択スイッチの削除に比較す
れば、画素の大きな開口率を確保でき、さらに、ノイズ
信号を除去した光信号の読み出しに状況に応じて選択的
に読み出しを可能とした。
【００７８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
画素部の信号増幅部の入力端子の動作点、具体的には入
力端子のリセット電位を所定電位に変えることにより、
読み出し画素の選択・非選択をおこなうことが可能であ
り、従来の読み出し選択用のスイッチを設ける必要がな
くなり、以下のような効果が得られる。
画素部の信号増幅部の入力端子の動作点、具体的には入
力端子のリセット電位を所定電位に変えることにより、
読み出し画素の選択・非選択をおこなうことが可能であ
り、従来の読み出し選択用のスイッチを設ける必要がな
くなり、以下のような効果が得られる。
【００７９】画素に含まれるトランジスタ数を減らし、
画素を縮小化することができる。また、選択スイッチを
設けなくても、信号増幅部の線形性を広い電圧範囲で確
保することができる。さらに、簡単な回路、具体的には
信号出力線をリセットに一時的に設定するＭＯＳトラン
ジスタやソースフォロワ回路と反転アンプの設定の選択
スイッチを付加することで、多機能な読み出しをおこな
うことができる。
画素を縮小化することができる。また、選択スイッチを
設けなくても、信号増幅部の線形性を広い電圧範囲で確
保することができる。さらに、簡単な回路、具体的には
信号出力線をリセットに一時的に設定するＭＯＳトラン
ジスタやソースフォロワ回路と反転アンプの設定の選択
スイッチを付加することで、多機能な読み出しをおこな
うことができる。
【図１】本発明の実施形態の１画素および、画素１列分
の等価回路図である。
の等価回路図である。
【図２】本発明の実施例１の１画素の等価回路図であ
る。
る。
【図３】本発明の実施例１の読み出し系も含めた等価回
路図である。
路図である。
【図４】本発明に用いたホトダイオードおよび信号転送
部の断面構造図である。
部の断面構造図である。
【図５】本発明の実施例１の信号増幅部の特性である。
【図６】本発明の実施例に用いた画素トランジスタへの
パルスタイミング図である。
パルスタイミング図である。
【図７】本発明の実施例２の１画素の等価回路図であ
る。
る。
【図８】本発明の実施例２の読み出し系も含めた等価回
路図である。
路図である。
【図９】本発明の実施例４の読み出し系も含めた等価回
路図である。
路図である。
【図１０】本発明の実施例５の読み出し系も含めた簡単
な等価回路図である。
な等価回路図である。
【図１１】本発明の実施例６に用いた画素トランジスタ
へのパルスタイミング図である。
へのパルスタイミング図である。
【図１２】本発明の実施例７の読み出し系も含めた簡単
な等価回路図である。
な等価回路図である。
【図１３】本発明の実施例７に用いた画素トランジスタ
及び主要トランジスタへのパルスタイミング図である。
及び主要トランジスタへのパルスタイミング図である。
【図１４】本発明の実施例８の１画素の等価回路図であ
る。
る。
【図１５】本発明の実施例９の読み出し系も含めた簡単
な等価回路図である。
な等価回路図である。
【図１６】従来技術の１画素の等価回路図である。
【図１７】従来技術の読み出し系も含めた等価回路図で
ある。
ある。
１，５０１ リセット電源
２，５０４ リセットスイッチ線
３ 信号増幅部
４，４０６ 信号出力線
５ ホトダイオード
６，５０５ 転送スイッチ線
７ 信号出力線の出力端子
８，５０２ 電源
１０，５１３ 出力アンプ
１３，５１１ ノイズ出力
１４，５１２ 信号出力
１５，５０６ 信号蓄積部
１６，５０７ 水平シフトレジスタ
１８，１８’ 共通信号線への転送スイッチ
１９，１９’，５０９，５１０ 共通信号線
３１，３２，３３，３４ 画素の信号増幅部
３６ 信号増幅部の負荷
５０８ 垂直シフトレジスタ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04N 5/335
H01L 27/146
Claims (5)
- 【請求項１】 同一半導体基板上に２次元状に配列され
た複数の画素を有する固体撮像装置であって、 前記画素内に少なくとも受光素子と、入力端子に第１の
電圧値を超える電圧が印加されることにより、前記入力
端子の信号を増幅して出力線に出力する信号増幅部と、
前記受光素子から前記信号増幅部に前記信号を転送する
信号転送部と、前記信号増幅部の入力端子に複数の電圧
を入力する機構を有し、 前記画素から信号が読み出される選択画素に含まれる前
記信号増幅部の入力端子に前記第１の電圧値よりも高い
第２の電圧値の電圧を印加し、前記画素から信号が読み
出されない非選択画素に含まれる前記信号増幅部の入力
端子に前記第１の電圧値よりも高く、かつ前記第２の電
圧値よりも低い第３の電圧値の電圧を印加するととも
に、前記選択画素に含まれる前記信号増幅部の入力端子
の電圧が前記第３の電圧値より低くなった場合に、前記
非選択画素に含まれる前記信号増幅部の入力端子の信号
を増幅して前記出力線に出力することを特徴とする固体
撮像装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の固体撮像装置におい
て、前記信号増幅部がＭＯＳトランジスタからなり、前
記入力端子は前記ＭＯＳトランジスタのゲートであるこ
とを特徴とする固体撮像装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の固体撮像装置におい
て、前記信号増幅部が接合型トランジスタからなること
を特徴とする固体撮像装置。 - 【請求項４】 請求項１に記載の固体撮像装置におい
て、前記信号増幅部がフォロワ形式であることを特徴と
する固体撮像装置。 - 【請求項５】 請求項１に記載の固体撮像装置におい
て、前記非選択画素に含まれる前記信号増幅部の入力端
子は、非選択期間中に前記第３の電圧値の電圧が印加し
続けられていることを特徴とする固体撮像装置。
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