JP2784514B2 - レイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善したｆｍ受信機 - Google Patents
レイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善したｆｍ受信機Info
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は周波数変調（FM）受信機の改良に関するもの
であり、更に具体的にいうとレイリーフェーデッド（Ra
yleigh faded）受信信号により生じた入力信号最小の期
間中に起きる可聴ポップ（pops）の振幅を減少させるこ
とによってオーディオ音声品質を改善することを特徴と
するレイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ
応答を改善したFM受信機に関する。本発明は5.0キロヘ
ルツ（kHz）未満のピーク偏移を利用するFM受信機に特
に有効である。 〔従来の技術〕 本発明を正当に評価するためには、レイリーフェーデ
ッド信号の概念を理解しなければならない。レイリーフ
ェージングとは受信信号の振幅および／または位相にお
ける急激な変動をいう。レイリーフェーデッド信号は、
フェードの振幅が充分に大きく信号対雑音比を瞬間的に
かなり低下させる場合に、聴取者にとって非常に耳障り
なものになる。この結果、聴取者は耳障りな雑音バース
ト即ち、“ポップ”を聞くことになる。レイリーフェー
ジングの一般的な例は、移動無線機のユーザが主要道路
を移動している際に、電界強度の急激かつ実質的な大き
さの変動のある信号を受信する場合に発生する。このよ
うな変動は、自動車が電話線柱または建物（ビルディン
グ）なような比較的近くにある物体の前を通過すること
によって発生する。その結果、自動車の移動アンテナに
おいて受信電界強度の変動が起きる。 レイリーフェージングによる望ましくないオーディオ
応答によってピーク伝送偏移が減少し、搬送周波数が高
くなり、一層耳障りなものになる。ピーク伝送偏移は信
号対雑音比を決定する一要因である。一定のオーディオ
出力レベルを達成するためには、システムのピーク偏移
が小さければ小さいほど、より大きいオーディオ利得が
必要になる。このより大きい利得がまた望ましくない雑
音バーストを増幅させるため、ポップは、より小さい偏
移を有するシステムにおける所望のオーディオに比較し
て、一層大きくなり、従って、一層耳障りなものにな
る。波長は周波数が高くなるにつれて短くなるので、移
動無線機が動作する周波数が高ければ高い程、それが出
会う信号強度零の数は一層多くなる。従って、周波数が
高くなればなる程、オーディオポップの頻度は高くなる
可能性がある。 利用できる周波数スペクトルは限られており、無線通
信チャネルに対する需要は増加し続けているため、現在
利用可能な通信チャネルをより効率的に利用することが
望まれることは明らかである。利用可能な通信チャネル
を増やす１つの方法は、現在のチャネル帯域幅を分割し
てより多くの狭帯域を設けることである。例えば、現在
の25kHzチャネルを半分に分けると、２つの12.5kHzチャ
ネルができる。明らかに、より狭いチャネルは伝送され
た信号がより狭い帯域幅を占めることを要求する。FM受
信機においてピーク偏移を5kHzから2.5kHzに減少させる
ことは、通信チャネル数を増やすために伝送された信号
の帯域幅を狭くする１つの方法である。新たな通信チャ
ネルより高い周波数で利用可能になる。従って、より高
い周波数で動作し、より小さいピーク伝送偏移を有する
システムにおいては、レイリーフェードに伴うオーディ
オポップの問題点がより重大な問題点となる。 〔発明が解決しようとする課題〕 本発明の目的は、FM受信機におけるレイリーフェーデ
ッド信号に伴う雑音バーストの問題を最小にするレイリ
ーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善
したFM受信機を提供することである。 〔課題を解決するための手段〕 本発明は5kHz未満のピーク伝送偏移を用いてFM受信機
におけるレイリーフェージングによる雑音ポップを最小
にするのに特に適しているが、それだけに限定されるも
のではない。 本発明は、オーディオ出力と直列に接続されている、
即ち弁別器とスピーカとの間にある制御可能な減衰器を
用いることによってレイリーフェージングによって発生
される雑音ポップを最小にする。減衰量は、一定のクリ
ッピングレベル以下の信号レベルに対しては受信信号の
振幅に対応し、受信信号振幅がその一定のクリッピング
レベルを上回る場合には一定している制御信号によって
制御される。著しいレイリーフェードは制御信号振幅を
クリッピングレベル以下に低下させる。このことは、受
信信号振幅がクリッピングレベル以下に低下するにつれ
て、減衰量を増大させる。増大した減衰量はオーディオ
出力を低下させ、フェード期間中に発生したポップの振
幅をミュート（mute）する。クリッピングレベルは受信
信号の平均振幅より５−20dB低いレベルを選ぶのが適当
であることが見出されている。 制御信号は信号対雑音比が小さい受信信号状態の期間
中のみ利用される別の成分信号を含むことが好ましい。
この成分信号は増幅された1F信号または弁別器出力信号
の雑音に対応する高周波数信号成分のみをピーク検波す
ることによって発生されるので、ピーク検波は所望のオ
ーディオ周波数に応答しない。このような高周波数信号
成分の振幅はしきい値信号状態を除いて小さいので、制
御信号に対する追加成分は、それが制御信号を増大させ
て減衰器による追加ミューティング（muting）を与える
ようにするしきい値信号状態における以外には通常は寄
与しない。この追加ミューティングは主要な雑音内容を
減少させることによってしきい値状態における周辺信号
の了解度に寄与する。 従って、本発明の構成は以下に示す通りである。即
ち、受信したFM信号を振幅が変化するオーディオ信号に
変換する手段（26）と、 前記の受信したFM信号の強度に比例する第１信号（4
0,100）を発生させる手段と、 第２信号に応答して前記オーディオ信号を減衰させる
手段（30）と、 前記第１信号が前記第１信号の平均値に比例してセッ
トされた所定のしきい値以下に低下すると前記オーディ
オ信号がレイリーフェードの期間中減衰され、受信信号
の強度に関係なく受信信号のレイリーフェードに応答し
てオーディオを改善し、前記第１信号に応答して前記第
２信号を発生させる手段（48,104）とを含む、 レイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応
答を改善したFM受信機としての構成を有する。 或いはまた、前記所定のしきい値が前記第１信号の平
均値を５−20dB下回る範囲にあることを特徴とするレイ
リーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改
善したFM受信機としての構成を有する。 或いはまた、前記第１信号に応答して前記第２信号を
発生させる手段（48,104）は、レイリーフェードの期間
中に第２信号を発生させ、Ｙを受信信号振幅の変化、Ｘ
を対応する減衰量における変化とすると、前記減衰手段
が１より大きいX/Yの比率でオーディオ信号減衰を増加
し、レイリーフェードの期間中における受信信号振幅が
低下する速度より早い速度で減衰量が増加することを特
徴とするレイリーフェーデッド受信信号に対するオーデ
ィオ応答を改善したFM受信機としての構成を有する。 或いはまた、前記第１信号に応答して前記第２信号を
発生させる手段（48,104）は受信信号に存在する平均雑
音を検出する手段を含み、前記第２信号は所定レベルを
越える前記検出された平均雑音に応答して変化し、前記
減衰手段がオーディオ信号を減衰させることを特徴とす
るレイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応
答を改善したFM受信機としての構成を有する。 〔図面の簡単な説明〕 相異なる図面に用いられている同一の参照番号は同一
の構成要素を示す。 第１図は本発明の実施例としてのレイリーフェーデッ
ド受信信号に対するオーディオ応答を改善したFM受信機
を示すブロック構成図である。 第２図は本発明による別の実施例としてのレイリーフ
ェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善した
FM受信機のブロック構成図である。 第３図は本発明の概念を用いたFM受信機および従来の
FM受信機の平均トーン対雑音比あやび相対的搬送波レベ
ルを示す図である。 第４図は第１図の実施例のクリッパー出力対信号振幅
を示す図である。 第５図は第１図および第２図の実施例に応答して生じ
る減衰量を示す図である。 第６図は第２図に示した実施例のクリッパー出力対信
号振幅を示す図である。 第７図は受信信号強度インジケータ（RSSI）信号を用
いる本発明の更に別の実施例のブロック構成図である。 第８図は第７図に示した実施例に関連した波形を示す
図である。 第９図は第７図に示した本発明の回路108および可変
しきい値クリッパー104の構成例を示す概略図である。 第10図は第７図に示した本発明の更に別の実施例に用
いられる対数−線形変換器を示す。 第11図は圧伸器を用いた従来のFM送信機のブロック構
成図である。 第12図は圧伸された信号を受信する従来のFM受信機を
示す。 第13図は本発明による雑音減少を取り込む圧伸された
信号を受信するFM受信機の部分的なブロック構成図であ
る。 〔発明の概要〕 本発明はオーディオ出力と直列に接続された制御可能
な減衰器を用いることによって受信信号のレイリーフェ
ージングによる受信機のオーディオ出力の雑音ポップを
最小にする。受信信号強度に比例した第１信号を発生さ
せる。減衰量を決定する第２信号が第１信号に応答して
発生するので、第１信号が所定のしきい値以下に低下す
るとレイリーフェードの期間中オーディオ出力が減衰す
る。このしきい値は受信信号の平均強度に比例してセッ
トされる。減衰は受信信号レベルの低下速度より早い速
度で増大することが好ましい。減衰が増加するとオーデ
ィオ出力が低下し、従ってフェードの期間中に発生した
ポップの振幅をミュートする。 〔実施例〕 第１図は本発明の実施例としてのレイリーフェーデッ
ド受信信号に対するオーディオ応答を改善したFM受信機
を示す。アンテナ10は信号を帯域フィルタ12に結合し、
この帯域フィルタ12はろ波された信号をミクサ14に結合
する。局部発振器16の出力はミクサ14へのもう一方の入
力を与え、このミクサ14はその出力を帯域フィルタ18を
介してIF増幅器20に結合させている。IF増幅器20の利得
は入力22により制御される。IF増幅器20の出力は帯域フ
ィルタ24を介して増幅器25へ結合され、この増幅器25は
信号が弁別器26に結合される前にその信号を更に増幅し
制限する。弁別器26からの未処理のベースバンドオーデ
ィオ出力28はスケルチ信号を従来のスケルチ回路へ、ま
たは出力をデジタル信号復調器へ与えるのに用いること
ができ、また入力を減衰器30へ与える。減衰器30の出力
はスピーカ32へ結合できる音声出力を与える。減衰器30
の出力は直接にスピーカ32を駆動させるのではなくオー
ディオ増幅器（図示されていない）によって増幅するこ
ともできることは当業者には明らかである。 帯域フィルタ24の出力はまた増幅器34に結合される
が、この増幅器34は入力36の利得制御手段を有すること
が好ましい。増幅器34の出力は直線エンベロープ検波器
38に結合されており、この直線エンベロープ検波器38は
その出力信号のピーク振幅を検波する。直線エンベロー
プ検波器38の出力40は低域フィルタ42に結合されてお
り、この低域フィルタ42はその出力を増幅器44および36
に結合させている。これらの増幅器44,46は比較器とし
て機能し、低減フィルタ42からの入力がそれぞれVR1お
よびVR2を超えると出力を与える。増幅器46からの出力
は入力36としての役目をし、増幅器34の利得を制御す
る。増幅器44の出力はIF増幅器20の利得を制御する入力
22を与える。 直線エンベロープ検波器38からの出力40はまたはクリ
ッパー48に結合され、このクリッパー48はクリッピング
が始まる選択された電圧レベルを有するので、加算回路
網50に結合されているその出力はたとえその入力が増大
を続けても所定の値に制限される。出力40はまた高域フ
ィルタ52に結合されており、この高域フィルタ52は信号
を高域ろ波してそれを増幅器54に結合し、増幅器54はそ
の信号を増幅して入力をエンベロープ検波器56へ与え
る。このエンベロープ検波器56は増幅器54からの信号の
振幅のピークエンベロープを検波する。このエンベロー
プ検波器56の出力は、その出力を入力として加算回路網
50に結合させているRC時定数回路からなっていてもよい
低域フィルタ58によって平滑化される。加算回路網50の
出力は減衰器ステージ60へ入力を与え、この減衰器ステ
ージ60は加算回路網50から与えられた制御信号に応答し
てオーディオ信号の振幅を減衰させる、減衰器ステージ
60の出力は減衰器ステージ62の入力に結合され、この減
衰器ステージ62はまたクリッパー48から与えられた入力
に応答してその減衰が制御される。減衰器ステージ62の
出力はオーディオ出力からなる。 上記アンテナ10から未処理のベースバンドオーディオ
出力28までは標準的FM受信機回路であるが、但しIF増幅
器20に関連したIF利得は自動利得制御（AGC）回路によ
って制御されることは当業者には明らかである。AGC回
路は増幅器34、直線エンベロープ検波器38、低域フィル
タ42、増幅器44,46およびIF増幅器20からなる。AGC回路
の目的は増幅器46および44の出力によって増幅器34およ
びIF増幅器20の利得を制御し、入力信号のすべての振幅
について増幅器34およびIF増幅器20を線形領域で動作さ
せ続けることである。 第４図は実線66によりクリッパー48の伝達特性を示
す。応答曲線66はいわゆる“膝68（Knee）”を有するの
で、クリッパー出力は膝に対応する入力信号レベルより
高い入力信号レベルに対しては一定のレベルとなる。 クリッパー48によって行われるクリッピング動作は本
発明にとって重要である。第４図において番号70によっ
て示されている点は、15dBにおけるような好ましい所定
の制限レベルに対するクリッパーの動作点を表す。低減
フィルタ42に関連した時定数は、AGC制御信号が典型的
なレイリーフェードに追随するのに十分な程急速には応
答しないようになっている。AGCの目的は平均入力信号
振幅に追随し、それによりレイリーフェードよりも持続
期間が遥かに長い信号状態を徐々に変えるために利得を
制御することである。従って、低減フィルタ42に関連し
た時定数は、レイリーフェード数ミリ秒程度の持続時間
を有するUHF無線システムについては１秒程度にするこ
とができる。第４図に示されている動作点70の重要性
は、重要な振幅のレイリーフェードはフェード持続時間
のうちの一部の時間の間クリッパー出力を膝68以下に下
げ、従ってこの時間の間、減衰器30による減衰を増加さ
せる点にある。 第５図は減衰器30によって与えられた減衰をクリッパ
ー48の出力の関数として示す。各減衰ステージはCA3280
Eのような動作トランスコンダクタンス増幅器から構成
されてもよい。曲線72は減衰特性が膝68に対応する膝74
を示すことを示している。膝74におけるレベルより大き
いクリッパー入力の場合には、減衰は一定である。膝74
を下回るクリッパー出力では、減衰はクリッパー出力の
二乗に逆比例する。即ち、クリッパー出力が低下するに
つれて減衰は線形速度（linear rate）より早い速度で
増大する。この特性はその各々がクリッパー出力に応答
してその減衰を制御させる２つの継続接続された減衰器
ステージ60および62による。第４図の動作点70は第５図
の動作点76に対応する。従って、動作点70が曲線66上の
膝68の下へ移動し曲線72上の膝74の左へ移動するフェー
ドの期間中には減衰が増大しこれがオーディオ利得をミ
ュートまたは減少させ、それによりレイリーフェードに
対する雑音バーストまたはポップを最小にする。 減衰器30が単一の減衰器ステージを有する場合には、
膝74の左方への減衰特性は線形となる。そのような単一
ステージ減衰器はレイリーフェージングの期間中にオー
ディオを低下させるが、線形速度より早い速度で増大す
る減衰はより早いミューティング速度を与える。制御可
能な伝達特性を有する３つ以上の減衰ステージまたは減
衰器を一定の膝より下で更により早い減衰速度を与える
のに用いることができることは当業者には明らかであ
る。しかし、フェードの期間中の完全な、または全部の
ミューティングは聴取者にとっては雑音バーストと同じ
位耳障りに感じられることもあることを認識すべきであ
る。従って、最善の減衰速度の経験的測定はそのオーデ
ィオ出力の主観的評価に基づいて選択することができ
る。 狭偏移FMシステム、即ち5kHzピーク偏移未満では、追
加ミューティングを与えるために、しきい値状態、即
ち、低信号対雑音状態にあることが望ましい。構成要素
53−58はこの機能を達成するために実施されている。高
域フィルタ52はオーディオ範囲より上の高周波数成分即
ち、雑音成分を通過させ、これはエンベロープ検波器56
によってピーク検波される以前に増幅器54によって増幅
される。高周波数雑音の量または存在はしきい値状態の
近くでは急速に増加する点に注目すべきである。低域フ
ィルタ58のRC時定数は数ミリ秒程度を選択して、雑音成
分に関する急激な変動が追随できるようにすることが好
ましい。減衰は減衰器ステージ60によって行われる。中
等度および強い信号レベルは高周波数雑音内容を殆ど有
しないので、この種の減衰は約12dB SINADまたはそれ
以下のような非常に低いレベルの受信信号について機能
する。このことは平均信号レベルとは反対に急速に変化
する雑音レベルを追随するオーディオ減衰を与えること
によって聴取者の低レベル信号を理解しようとする能力
を高める。 第３図は本発明の概念を用いたFM受信機および従来の
FM受信機の平均トーン対雑音比および相対的搬送波レベ
ルを示す図であり、レイリーフェーデッド受信信号に応
答して本発明によって改善が行われたオーディオ応答を
視覚的に示す図である。この第３図は、曲線78により従
来の全制限FM受信機についての、そしてまた曲線80によ
り本発明の概念を具体化したFM受信機についての平均ト
ーン対雑音比対相対的搬送波レベルを示す。曲線78の膝
は約20の平均トーン対雑音比および約22dBの相対的搬送
波レベルにおいて生じる。曲線80の膝は36の平均トーン
対雑音比および約35dBの相対的搬送波レベルにおいて生
じる。相対的搬送波レベルが約15dBまたはそれ以下の場
合には、本発明による受信機は従来の受信機に比べて平
均トーン対雑音比が約８だけ優れている。相対的搬送波
レベルが40dBまたはそれ以上の場合には、本発明による
受信機は従来の受信機に比べて平均トーン対雑音比が約
16だけ大きい。 第３図の曲線は1kHzオーディオトーン変調で1.5kHzピ
ーク偏移において測定した2.5kHzピーク偏移受信機の特
性を示す。900MHzで受信しながら約40マイル／時で走っ
ている自動車が出会うかもしれないフェージングをシミ
ュレートするために、約54Hzの最高ドップラー周波数を
有するシュミレートされたレイリーフェージングを用い
た。 第３図に提示した曲線は、本発明を用いることによっ
て改善が行われたオーディオ応答の視覚的表現を示すこ
とだけを意図したものである。第３図は本発明の利点を
示しているが、純粋に視覚的な手段によって本発明によ
って達成されるオーディオの質および聴取上の快適さの
主観的改善を完全に表現することは困難である。 第２図は本発明による別の実施例としてのレイリーフ
ェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善した
FM受信機のブロック構成図である。第１図において参照
されている同一構成要素のうちの多くが第２図にも示さ
れている点に注目すべきである。 第２図の実施例は、追加回路82が従来のFM受信機に付
け加えられて本発明の改善された結果を達成することを
示している。第１図に示されている２つの減衰器ステー
ジ60および62の代わりに１つの減衰器ステージ84が用い
られている。線形エンベロープ検波器38の代わりに二乗
検波器86が用いられている。二乗検波器86は一次伝達関
数の代わりに二乗伝達特性を有する。例えば、適当にバ
イアスされたダイオードを二乗検波器86として用いるこ
とができる。二乗検波器86の一般的目的は直線エンベロ
ープ検波器38のそれとほぼ同じである。即ちそれは増幅
されたピーク振幅エンベロープに追随するが、但しそれ
は二乗伝達関数を有する。 第６図は追加回路82に具体化されているクリッパー48
の出力対信号振幅を示す。曲線90の膝88より下では、応
答は二乗検波器86の出力を表す二乗応答である。膝88に
対応するクリッパー入力電圧より上では、クリッパー出
力は一定である。曲線90上に示されている動作点92は15
dBのクリッピングのような好ましいクリッピングレベル
における動作点を表わす。受信信号振幅が瞬間的にクリ
ッピングレベルを下回るようになるレイリーフェードの
期間中は、クリッパーの出力は低下する。減衰器ステー
ジ84は減衰器を増加させることによってこのレベル変化
に応答し、それによりレイリーフェードの期間中のオー
ディオ利得を減少させて耳障りな雑音バーストを最小に
する。中程度および強い信号レベル状態の場合には、第
２図に示した受信機は第１図に示した受信機とほぼ同じ
性能を示す。この実施例では、二乗検波器86は第１図に
示した実施例の２つの継続接続された減衰器ステージ60
および62の代わりに二乗特性を与える。第２図の受信機
はしきい値近くでは低レベル受信信号による追加オーデ
ィオミューティングを示さないが、加算回路網50、高域
フィルタ52、増幅器54、エンベロープ検波器56および低
減フィルタ58は第２図に示した実施例とともに使用でき
る。 低域フィルタ42および増幅器46および44は増幅器34お
よびIF増幅器20の入力36および22に結合するAGC信号を
発生し、種々の平均入力信号レベルについて増幅器を線
形領域に維持する。このAGC動作に関連した時定数はレ
イリーフェードの持続時間よりかなり長く、例えば約１
秒である。 第７図は受信信号強度インジケータ（RSSI）信号を用
いる本発明の更に別の実施例のブロック構成図を示す。
弁別器26、減衰器30およびスピーカ32は、第１図に示し
た実施例について上述したのと同じ方法で動作する。 受信信号強度インジケータ（RSSI）信号は端子100に
おいて与えられ、コンデンサ102を介して可変しきい値
クリッパー104に結合される。RSSI信号の発生は周知で
ある。例えば、セルラー電話移動無線機に用いられるFM
受信機はRSSI信号を発生する。このRSSI信号は、大きな
信号レベル変動をより狭い範囲のRSSI信号に圧縮するた
めに、受信信号振幅の対数に比例することが好ましい。 DCバイアス電圧VR3は抵抗106を介してAC結合RSSI信号
と合計される。DCバイアス電圧VR3の大きさは、可変し
きい値クリッパー104がクリッピングを開始するしきい
レベルをセットする。抵抗106およびコンデンサ102のRC
時定数は、RSSI信号に反映した比較的速やかなレイリー
フェードのみ可変しきい値クリッパー104に結合するよ
うに選択されている。可変しきい値クリッパー104の機
能の仕方は下記に更に述べる。 回路108は端子110において信号雑音源を受信し、受信
する雑音の振幅に比例する出力信号電圧VNを与える。弁
別器26からの未処理のベースバンドオーディオ出力28を
雑音源として用いてもよい。回路108は高域フィルタ11
2、エンベロープ検波器114、低域フィルタ118および増
幅器116を含む。エンベロープ検波器114および増幅器11
6は基準電圧VR4によってバイアスされる。高域フィルタ
112はオーディオ周波数をろ波して通さず、より高い周
波数を通過させる。これらのより高い周波数信号はエン
ベロープ検波器114によってエンベロープまたは振幅検
波され、その出力は低減フィルタ118によって低減ろ波
され、増幅器116によって増幅される。電圧VR4は雑音信
号がエンベロープ検波器114および増幅器116によって検
波され増幅される振幅に対応する基準を与える。回路10
8の出力信号電圧VN低信号対雑音比状態の期間中ひのみ
与えられる。出力信号電圧VNの目的は弱い信号レベルの
期間中にオーディオ出力の追加減衰を与えることであ
る。この動作は、オーディオメッセージが雑音レベルに
比例してより一層弱くなるにつれて、一層聞いて楽しい
オーディオ出力を生じさせる。 第８図は３つの波形、即ち基準DCバイアス電圧VR3,RS
SIによって測定された受信信号の振幅に対応する波形12
0、および減衰器30によって与えられる減衰量を制御す
る可変しきい値クリッパー104からの（実線で示されて
いる）出力波形VCを示す複合グラフである。出力波形VC
は波形120の一部に重なっている点を理解すべきであ
る。出力波形VCと一致する波形120の部分は、減衰器30
によって与えられる減衰を生じさせるのに十分な振幅を
有するレイリーフェージング零（null）を表す。DCバイ
アス電圧VR3は、受信信号の平均振幅より５−20dB低い
レベルを有するレイリーフェードがオーディオ出力の減
衰を生じさせるように選択することが好ましい。減衰が
生じる振幅は第８図にグラフで示されている。出力波形
VCより上の波形120の部分は減衰しきいレベルより上の
信号レベルを表し、しきいレベルは出力波形VCの真っす
ぐな水平線部分に対応する。 第９図の概略図は回路108および可変しきい値クリッ
パー104の特定の構成例を示す。増幅器122および124お
よびそれらに関連したコンデンサおよび抵抗は高域フィ
ルタ112を構成する。増幅器126およびダイオード128は
エンベロープ検波器114を構成し、抵抗130およびコンデ
ンサ132は低域フィルタ118を構成する。 可変しきい値クリッパー104は増幅器134を含み、この
増幅器134の出力はダイオード136によってクリッピング
される。制御信号（出力信号電圧）VNは抵抗138を介し
て出力VCと合計され、低信号レベル状態の期間中、追加
減衰を与える。 従来のFM受信機は他の受信機回路を変更せずに第７図
乃至第９図に示した本発明の実施例を組み込むことがで
きる。例えば、中間周波数増幅器の自動利得制御の必要
はない。従って、本発明のこの実施例は現在あるFM受信
機に容易に付け加えることができる。 第７図に示した実施例の減衰器30は上述したのと同じ
減衰特性を備えることが好ましい。即ち、受信信号が所
定のしきい値以下に下がった場合に生じる減衰は、低下
した信号強度1dBについて1dB以上の減衰であることが好
ましく、信号強度1dBの喪失について2dBの増加が満足す
べきものであることが証明されている。２つの減衰器ス
テージ60および62を直列に用いると、受信信号強度の線
形変化に対応する信号VCは、各減衰ステージが1dBの減
衰寄与をすると仮定すると2:1の減衰変化を与える。し
かし、もしRSSI信号が受信信号強度の対数変化に対応す
ると、減衰が変化する速度は信号強度とともに変化す
る。DCバイアス電圧VR3を適当に選択することによってR
SSI信号の対数応答にもかかわらず約2:1の減衰変化を達
成することができる。 第10図は、可変しきい値クリッパー104の出力をその
入力に接続しその出力を減衰器30に接続することによっ
て第７図に示した本発明の実施例とともに使用できる対
数−線形変換器140を示す。出力波形VCの対数−線形変
換を行うことにより、また線形領域において可変しきい
値クリッパー104および減衰器30を動作させることによ
って、対数RSSI信号は対数−線形変換器140によって代
償されるので、減衰器30への制御信号は受信信号強度に
関してほぼ線形となる。従って、（所定のしきい値以下
の期間中の）2:1の減衰対受信信号強度変化を正確に達
成することができる。減衰器30に印加される制御信号を
変えることによってその他の減衰対受信信号強度比を達
成できることも当業者には明らかである。その代わり
に、減衰器ステージ60および62に加えて追加直列減衰器
ステージを相異なる比を達成するのに用いることができ
る。 第11図および第12図は、実効信号対雑音比を改善する
ために“音節圧伸”が用いられている代表的な送信機お
よび受信機をそれぞれ示す。音節圧伸を用いる通信シス
テムにおいては、音声入力号の振幅は送信機の圧縮器14
2によって圧縮され、受信機は伸長器144を用いて受信し
たオーディオ振幅を伸長してもとの特性に戻す。FM通信
システムにおける圧伸による改善の大部分は、受信機に
おいて行われる伸長による。伸長器利得はオーディオエ
ンベロープ最大の期間中は増加し、オーディオエンベロ
ープ最小の期間中は減少する。これは、雑音信号の振幅
が所望する受信信号の振幅より小さいと仮定すると、音
声のような変動する振幅を有する信号の平均信号対雑音
比を改善する。所望する信号より大きい振幅を有する雑
音バーストを発生させるレイリーフェードの期間中は、
受信機の伸長器は増大する雑音振幅に追随する傾向があ
り、雑音信号の利得を増加させる。従って、このような
フェージングは音声信号と同じ方法で伸長器に“話かけ
て（talk up）”所望しないオーディオ出力を生じさせ
る。この問題は、比較的低い信号強度を有する信号を受
信しようとする場合にとくに明らかになる。このような
状態の期間中は、レイリーフェードは所望する信号より
大きい振幅を有するFM受信機からの雑音信号出力を発生
させる。この雑音信号は伸長器に利得を増加させ、それ
により雑音バーストを増幅し、圧伸のないシステムより
悪い音を出すオーディオ出力を発生させる。 第13図は本発明による雑音減少を取り込む圧伸された
信号を受信するFM受信機の部分的なブロック構成図であ
る。 第13図に示した受信機の部分的ブロック図は、雑音低
減ブロック146によって表わされている本発明の実施例
を、従来の弁別器26と圧伸システムに用いられている従
来の回路の一部である回路148との間に挿入できること
を示している。伸長器144を用いたFM受信機における雑
音低減回路146の組み合わせが改善された結果をもたら
すということは容易には明らかにならなかった。雑音低
減回路146は雑音ポップの振幅を小さくすることによっ
て従来の受信機の雑音出力を低下させるが、それを伸長
器とともに用いると、伸長器がフェージング期間中に雑
音低減回路146によって生じた低下した振幅レベルに追
随し受信機信号に望ましくない振幅変動を導入する望ま
しくないシステムとなるおそれがあると考えられた。 圧伸受信機において雑音低減回路146を実際に試験し
てみると、受信機システム全体が上記の予測どおり望ま
しくない応答をするものではないことが証明された。レ
イリーフェードに対する雑音低減回路146によってオー
ディオ減衰が与えられる持続時間は伸長器144に関連し
た通常の時定数より短い。例えば、伸長器に関連した約
20ミリ秒の代表的時定数は、本発明の雑音低減回路146
に応答して与えられるオーディオミューティングの代表
的時間間隔よりかなり長い。従って、伸長器144は雑音
低減回路146によって生じた短いオーディオレベル低下
に追随せず、従って伸長器144は受信信号に望ましくな
い振幅変動を導入しない。 圧伸を用いる狭偏移FMシステムに本発明による雑音低
減回路146を組み合わせると総ての信号レベルにおいて
受信したオーディオ信号の質が著しく改善される。この
組み合わせによって与えられる改善は、従来のFM圧伸が
レイリーフェードの期間中に起きる雑音バーストに応答
して話かけられる傾向のある比較的低い信号レベルにお
いて極めて明らかである。
であり、更に具体的にいうとレイリーフェーデッド（Ra
yleigh faded）受信信号により生じた入力信号最小の期
間中に起きる可聴ポップ（pops）の振幅を減少させるこ
とによってオーディオ音声品質を改善することを特徴と
するレイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ
応答を改善したFM受信機に関する。本発明は5.0キロヘ
ルツ（kHz）未満のピーク偏移を利用するFM受信機に特
に有効である。 〔従来の技術〕 本発明を正当に評価するためには、レイリーフェーデ
ッド信号の概念を理解しなければならない。レイリーフ
ェージングとは受信信号の振幅および／または位相にお
ける急激な変動をいう。レイリーフェーデッド信号は、
フェードの振幅が充分に大きく信号対雑音比を瞬間的に
かなり低下させる場合に、聴取者にとって非常に耳障り
なものになる。この結果、聴取者は耳障りな雑音バース
ト即ち、“ポップ”を聞くことになる。レイリーフェー
ジングの一般的な例は、移動無線機のユーザが主要道路
を移動している際に、電界強度の急激かつ実質的な大き
さの変動のある信号を受信する場合に発生する。このよ
うな変動は、自動車が電話線柱または建物（ビルディン
グ）なような比較的近くにある物体の前を通過すること
によって発生する。その結果、自動車の移動アンテナに
おいて受信電界強度の変動が起きる。 レイリーフェージングによる望ましくないオーディオ
応答によってピーク伝送偏移が減少し、搬送周波数が高
くなり、一層耳障りなものになる。ピーク伝送偏移は信
号対雑音比を決定する一要因である。一定のオーディオ
出力レベルを達成するためには、システムのピーク偏移
が小さければ小さいほど、より大きいオーディオ利得が
必要になる。このより大きい利得がまた望ましくない雑
音バーストを増幅させるため、ポップは、より小さい偏
移を有するシステムにおける所望のオーディオに比較し
て、一層大きくなり、従って、一層耳障りなものにな
る。波長は周波数が高くなるにつれて短くなるので、移
動無線機が動作する周波数が高ければ高い程、それが出
会う信号強度零の数は一層多くなる。従って、周波数が
高くなればなる程、オーディオポップの頻度は高くなる
可能性がある。 利用できる周波数スペクトルは限られており、無線通
信チャネルに対する需要は増加し続けているため、現在
利用可能な通信チャネルをより効率的に利用することが
望まれることは明らかである。利用可能な通信チャネル
を増やす１つの方法は、現在のチャネル帯域幅を分割し
てより多くの狭帯域を設けることである。例えば、現在
の25kHzチャネルを半分に分けると、２つの12.5kHzチャ
ネルができる。明らかに、より狭いチャネルは伝送され
た信号がより狭い帯域幅を占めることを要求する。FM受
信機においてピーク偏移を5kHzから2.5kHzに減少させる
ことは、通信チャネル数を増やすために伝送された信号
の帯域幅を狭くする１つの方法である。新たな通信チャ
ネルより高い周波数で利用可能になる。従って、より高
い周波数で動作し、より小さいピーク伝送偏移を有する
システムにおいては、レイリーフェードに伴うオーディ
オポップの問題点がより重大な問題点となる。 〔発明が解決しようとする課題〕 本発明の目的は、FM受信機におけるレイリーフェーデ
ッド信号に伴う雑音バーストの問題を最小にするレイリ
ーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善
したFM受信機を提供することである。 〔課題を解決するための手段〕 本発明は5kHz未満のピーク伝送偏移を用いてFM受信機
におけるレイリーフェージングによる雑音ポップを最小
にするのに特に適しているが、それだけに限定されるも
のではない。 本発明は、オーディオ出力と直列に接続されている、
即ち弁別器とスピーカとの間にある制御可能な減衰器を
用いることによってレイリーフェージングによって発生
される雑音ポップを最小にする。減衰量は、一定のクリ
ッピングレベル以下の信号レベルに対しては受信信号の
振幅に対応し、受信信号振幅がその一定のクリッピング
レベルを上回る場合には一定している制御信号によって
制御される。著しいレイリーフェードは制御信号振幅を
クリッピングレベル以下に低下させる。このことは、受
信信号振幅がクリッピングレベル以下に低下するにつれ
て、減衰量を増大させる。増大した減衰量はオーディオ
出力を低下させ、フェード期間中に発生したポップの振
幅をミュート（mute）する。クリッピングレベルは受信
信号の平均振幅より５−20dB低いレベルを選ぶのが適当
であることが見出されている。 制御信号は信号対雑音比が小さい受信信号状態の期間
中のみ利用される別の成分信号を含むことが好ましい。
この成分信号は増幅された1F信号または弁別器出力信号
の雑音に対応する高周波数信号成分のみをピーク検波す
ることによって発生されるので、ピーク検波は所望のオ
ーディオ周波数に応答しない。このような高周波数信号
成分の振幅はしきい値信号状態を除いて小さいので、制
御信号に対する追加成分は、それが制御信号を増大させ
て減衰器による追加ミューティング（muting）を与える
ようにするしきい値信号状態における以外には通常は寄
与しない。この追加ミューティングは主要な雑音内容を
減少させることによってしきい値状態における周辺信号
の了解度に寄与する。 従って、本発明の構成は以下に示す通りである。即
ち、受信したFM信号を振幅が変化するオーディオ信号に
変換する手段（26）と、 前記の受信したFM信号の強度に比例する第１信号（4
0,100）を発生させる手段と、 第２信号に応答して前記オーディオ信号を減衰させる
手段（30）と、 前記第１信号が前記第１信号の平均値に比例してセッ
トされた所定のしきい値以下に低下すると前記オーディ
オ信号がレイリーフェードの期間中減衰され、受信信号
の強度に関係なく受信信号のレイリーフェードに応答し
てオーディオを改善し、前記第１信号に応答して前記第
２信号を発生させる手段（48,104）とを含む、 レイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応
答を改善したFM受信機としての構成を有する。 或いはまた、前記所定のしきい値が前記第１信号の平
均値を５−20dB下回る範囲にあることを特徴とするレイ
リーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改
善したFM受信機としての構成を有する。 或いはまた、前記第１信号に応答して前記第２信号を
発生させる手段（48,104）は、レイリーフェードの期間
中に第２信号を発生させ、Ｙを受信信号振幅の変化、Ｘ
を対応する減衰量における変化とすると、前記減衰手段
が１より大きいX/Yの比率でオーディオ信号減衰を増加
し、レイリーフェードの期間中における受信信号振幅が
低下する速度より早い速度で減衰量が増加することを特
徴とするレイリーフェーデッド受信信号に対するオーデ
ィオ応答を改善したFM受信機としての構成を有する。 或いはまた、前記第１信号に応答して前記第２信号を
発生させる手段（48,104）は受信信号に存在する平均雑
音を検出する手段を含み、前記第２信号は所定レベルを
越える前記検出された平均雑音に応答して変化し、前記
減衰手段がオーディオ信号を減衰させることを特徴とす
るレイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応
答を改善したFM受信機としての構成を有する。 〔図面の簡単な説明〕 相異なる図面に用いられている同一の参照番号は同一
の構成要素を示す。 第１図は本発明の実施例としてのレイリーフェーデッ
ド受信信号に対するオーディオ応答を改善したFM受信機
を示すブロック構成図である。 第２図は本発明による別の実施例としてのレイリーフ
ェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善した
FM受信機のブロック構成図である。 第３図は本発明の概念を用いたFM受信機および従来の
FM受信機の平均トーン対雑音比あやび相対的搬送波レベ
ルを示す図である。 第４図は第１図の実施例のクリッパー出力対信号振幅
を示す図である。 第５図は第１図および第２図の実施例に応答して生じ
る減衰量を示す図である。 第６図は第２図に示した実施例のクリッパー出力対信
号振幅を示す図である。 第７図は受信信号強度インジケータ（RSSI）信号を用
いる本発明の更に別の実施例のブロック構成図である。 第８図は第７図に示した実施例に関連した波形を示す
図である。 第９図は第７図に示した本発明の回路108および可変
しきい値クリッパー104の構成例を示す概略図である。 第10図は第７図に示した本発明の更に別の実施例に用
いられる対数−線形変換器を示す。 第11図は圧伸器を用いた従来のFM送信機のブロック構
成図である。 第12図は圧伸された信号を受信する従来のFM受信機を
示す。 第13図は本発明による雑音減少を取り込む圧伸された
信号を受信するFM受信機の部分的なブロック構成図であ
る。 〔発明の概要〕 本発明はオーディオ出力と直列に接続された制御可能
な減衰器を用いることによって受信信号のレイリーフェ
ージングによる受信機のオーディオ出力の雑音ポップを
最小にする。受信信号強度に比例した第１信号を発生さ
せる。減衰量を決定する第２信号が第１信号に応答して
発生するので、第１信号が所定のしきい値以下に低下す
るとレイリーフェードの期間中オーディオ出力が減衰す
る。このしきい値は受信信号の平均強度に比例してセッ
トされる。減衰は受信信号レベルの低下速度より早い速
度で増大することが好ましい。減衰が増加するとオーデ
ィオ出力が低下し、従ってフェードの期間中に発生した
ポップの振幅をミュートする。 〔実施例〕 第１図は本発明の実施例としてのレイリーフェーデッ
ド受信信号に対するオーディオ応答を改善したFM受信機
を示す。アンテナ10は信号を帯域フィルタ12に結合し、
この帯域フィルタ12はろ波された信号をミクサ14に結合
する。局部発振器16の出力はミクサ14へのもう一方の入
力を与え、このミクサ14はその出力を帯域フィルタ18を
介してIF増幅器20に結合させている。IF増幅器20の利得
は入力22により制御される。IF増幅器20の出力は帯域フ
ィルタ24を介して増幅器25へ結合され、この増幅器25は
信号が弁別器26に結合される前にその信号を更に増幅し
制限する。弁別器26からの未処理のベースバンドオーデ
ィオ出力28はスケルチ信号を従来のスケルチ回路へ、ま
たは出力をデジタル信号復調器へ与えるのに用いること
ができ、また入力を減衰器30へ与える。減衰器30の出力
はスピーカ32へ結合できる音声出力を与える。減衰器30
の出力は直接にスピーカ32を駆動させるのではなくオー
ディオ増幅器（図示されていない）によって増幅するこ
ともできることは当業者には明らかである。 帯域フィルタ24の出力はまた増幅器34に結合される
が、この増幅器34は入力36の利得制御手段を有すること
が好ましい。増幅器34の出力は直線エンベロープ検波器
38に結合されており、この直線エンベロープ検波器38は
その出力信号のピーク振幅を検波する。直線エンベロー
プ検波器38の出力40は低域フィルタ42に結合されてお
り、この低域フィルタ42はその出力を増幅器44および36
に結合させている。これらの増幅器44,46は比較器とし
て機能し、低減フィルタ42からの入力がそれぞれVR1お
よびVR2を超えると出力を与える。増幅器46からの出力
は入力36としての役目をし、増幅器34の利得を制御す
る。増幅器44の出力はIF増幅器20の利得を制御する入力
22を与える。 直線エンベロープ検波器38からの出力40はまたはクリ
ッパー48に結合され、このクリッパー48はクリッピング
が始まる選択された電圧レベルを有するので、加算回路
網50に結合されているその出力はたとえその入力が増大
を続けても所定の値に制限される。出力40はまた高域フ
ィルタ52に結合されており、この高域フィルタ52は信号
を高域ろ波してそれを増幅器54に結合し、増幅器54はそ
の信号を増幅して入力をエンベロープ検波器56へ与え
る。このエンベロープ検波器56は増幅器54からの信号の
振幅のピークエンベロープを検波する。このエンベロー
プ検波器56の出力は、その出力を入力として加算回路網
50に結合させているRC時定数回路からなっていてもよい
低域フィルタ58によって平滑化される。加算回路網50の
出力は減衰器ステージ60へ入力を与え、この減衰器ステ
ージ60は加算回路網50から与えられた制御信号に応答し
てオーディオ信号の振幅を減衰させる、減衰器ステージ
60の出力は減衰器ステージ62の入力に結合され、この減
衰器ステージ62はまたクリッパー48から与えられた入力
に応答してその減衰が制御される。減衰器ステージ62の
出力はオーディオ出力からなる。 上記アンテナ10から未処理のベースバンドオーディオ
出力28までは標準的FM受信機回路であるが、但しIF増幅
器20に関連したIF利得は自動利得制御（AGC）回路によ
って制御されることは当業者には明らかである。AGC回
路は増幅器34、直線エンベロープ検波器38、低域フィル
タ42、増幅器44,46およびIF増幅器20からなる。AGC回路
の目的は増幅器46および44の出力によって増幅器34およ
びIF増幅器20の利得を制御し、入力信号のすべての振幅
について増幅器34およびIF増幅器20を線形領域で動作さ
せ続けることである。 第４図は実線66によりクリッパー48の伝達特性を示
す。応答曲線66はいわゆる“膝68（Knee）”を有するの
で、クリッパー出力は膝に対応する入力信号レベルより
高い入力信号レベルに対しては一定のレベルとなる。 クリッパー48によって行われるクリッピング動作は本
発明にとって重要である。第４図において番号70によっ
て示されている点は、15dBにおけるような好ましい所定
の制限レベルに対するクリッパーの動作点を表す。低減
フィルタ42に関連した時定数は、AGC制御信号が典型的
なレイリーフェードに追随するのに十分な程急速には応
答しないようになっている。AGCの目的は平均入力信号
振幅に追随し、それによりレイリーフェードよりも持続
期間が遥かに長い信号状態を徐々に変えるために利得を
制御することである。従って、低減フィルタ42に関連し
た時定数は、レイリーフェード数ミリ秒程度の持続時間
を有するUHF無線システムについては１秒程度にするこ
とができる。第４図に示されている動作点70の重要性
は、重要な振幅のレイリーフェードはフェード持続時間
のうちの一部の時間の間クリッパー出力を膝68以下に下
げ、従ってこの時間の間、減衰器30による減衰を増加さ
せる点にある。 第５図は減衰器30によって与えられた減衰をクリッパ
ー48の出力の関数として示す。各減衰ステージはCA3280
Eのような動作トランスコンダクタンス増幅器から構成
されてもよい。曲線72は減衰特性が膝68に対応する膝74
を示すことを示している。膝74におけるレベルより大き
いクリッパー入力の場合には、減衰は一定である。膝74
を下回るクリッパー出力では、減衰はクリッパー出力の
二乗に逆比例する。即ち、クリッパー出力が低下するに
つれて減衰は線形速度（linear rate）より早い速度で
増大する。この特性はその各々がクリッパー出力に応答
してその減衰を制御させる２つの継続接続された減衰器
ステージ60および62による。第４図の動作点70は第５図
の動作点76に対応する。従って、動作点70が曲線66上の
膝68の下へ移動し曲線72上の膝74の左へ移動するフェー
ドの期間中には減衰が増大しこれがオーディオ利得をミ
ュートまたは減少させ、それによりレイリーフェードに
対する雑音バーストまたはポップを最小にする。 減衰器30が単一の減衰器ステージを有する場合には、
膝74の左方への減衰特性は線形となる。そのような単一
ステージ減衰器はレイリーフェージングの期間中にオー
ディオを低下させるが、線形速度より早い速度で増大す
る減衰はより早いミューティング速度を与える。制御可
能な伝達特性を有する３つ以上の減衰ステージまたは減
衰器を一定の膝より下で更により早い減衰速度を与える
のに用いることができることは当業者には明らかであ
る。しかし、フェードの期間中の完全な、または全部の
ミューティングは聴取者にとっては雑音バーストと同じ
位耳障りに感じられることもあることを認識すべきであ
る。従って、最善の減衰速度の経験的測定はそのオーデ
ィオ出力の主観的評価に基づいて選択することができ
る。 狭偏移FMシステム、即ち5kHzピーク偏移未満では、追
加ミューティングを与えるために、しきい値状態、即
ち、低信号対雑音状態にあることが望ましい。構成要素
53−58はこの機能を達成するために実施されている。高
域フィルタ52はオーディオ範囲より上の高周波数成分即
ち、雑音成分を通過させ、これはエンベロープ検波器56
によってピーク検波される以前に増幅器54によって増幅
される。高周波数雑音の量または存在はしきい値状態の
近くでは急速に増加する点に注目すべきである。低域フ
ィルタ58のRC時定数は数ミリ秒程度を選択して、雑音成
分に関する急激な変動が追随できるようにすることが好
ましい。減衰は減衰器ステージ60によって行われる。中
等度および強い信号レベルは高周波数雑音内容を殆ど有
しないので、この種の減衰は約12dB SINADまたはそれ
以下のような非常に低いレベルの受信信号について機能
する。このことは平均信号レベルとは反対に急速に変化
する雑音レベルを追随するオーディオ減衰を与えること
によって聴取者の低レベル信号を理解しようとする能力
を高める。 第３図は本発明の概念を用いたFM受信機および従来の
FM受信機の平均トーン対雑音比および相対的搬送波レベ
ルを示す図であり、レイリーフェーデッド受信信号に応
答して本発明によって改善が行われたオーディオ応答を
視覚的に示す図である。この第３図は、曲線78により従
来の全制限FM受信機についての、そしてまた曲線80によ
り本発明の概念を具体化したFM受信機についての平均ト
ーン対雑音比対相対的搬送波レベルを示す。曲線78の膝
は約20の平均トーン対雑音比および約22dBの相対的搬送
波レベルにおいて生じる。曲線80の膝は36の平均トーン
対雑音比および約35dBの相対的搬送波レベルにおいて生
じる。相対的搬送波レベルが約15dBまたはそれ以下の場
合には、本発明による受信機は従来の受信機に比べて平
均トーン対雑音比が約８だけ優れている。相対的搬送波
レベルが40dBまたはそれ以上の場合には、本発明による
受信機は従来の受信機に比べて平均トーン対雑音比が約
16だけ大きい。 第３図の曲線は1kHzオーディオトーン変調で1.5kHzピ
ーク偏移において測定した2.5kHzピーク偏移受信機の特
性を示す。900MHzで受信しながら約40マイル／時で走っ
ている自動車が出会うかもしれないフェージングをシミ
ュレートするために、約54Hzの最高ドップラー周波数を
有するシュミレートされたレイリーフェージングを用い
た。 第３図に提示した曲線は、本発明を用いることによっ
て改善が行われたオーディオ応答の視覚的表現を示すこ
とだけを意図したものである。第３図は本発明の利点を
示しているが、純粋に視覚的な手段によって本発明によ
って達成されるオーディオの質および聴取上の快適さの
主観的改善を完全に表現することは困難である。 第２図は本発明による別の実施例としてのレイリーフ
ェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善した
FM受信機のブロック構成図である。第１図において参照
されている同一構成要素のうちの多くが第２図にも示さ
れている点に注目すべきである。 第２図の実施例は、追加回路82が従来のFM受信機に付
け加えられて本発明の改善された結果を達成することを
示している。第１図に示されている２つの減衰器ステー
ジ60および62の代わりに１つの減衰器ステージ84が用い
られている。線形エンベロープ検波器38の代わりに二乗
検波器86が用いられている。二乗検波器86は一次伝達関
数の代わりに二乗伝達特性を有する。例えば、適当にバ
イアスされたダイオードを二乗検波器86として用いるこ
とができる。二乗検波器86の一般的目的は直線エンベロ
ープ検波器38のそれとほぼ同じである。即ちそれは増幅
されたピーク振幅エンベロープに追随するが、但しそれ
は二乗伝達関数を有する。 第６図は追加回路82に具体化されているクリッパー48
の出力対信号振幅を示す。曲線90の膝88より下では、応
答は二乗検波器86の出力を表す二乗応答である。膝88に
対応するクリッパー入力電圧より上では、クリッパー出
力は一定である。曲線90上に示されている動作点92は15
dBのクリッピングのような好ましいクリッピングレベル
における動作点を表わす。受信信号振幅が瞬間的にクリ
ッピングレベルを下回るようになるレイリーフェードの
期間中は、クリッパーの出力は低下する。減衰器ステー
ジ84は減衰器を増加させることによってこのレベル変化
に応答し、それによりレイリーフェードの期間中のオー
ディオ利得を減少させて耳障りな雑音バーストを最小に
する。中程度および強い信号レベル状態の場合には、第
２図に示した受信機は第１図に示した受信機とほぼ同じ
性能を示す。この実施例では、二乗検波器86は第１図に
示した実施例の２つの継続接続された減衰器ステージ60
および62の代わりに二乗特性を与える。第２図の受信機
はしきい値近くでは低レベル受信信号による追加オーデ
ィオミューティングを示さないが、加算回路網50、高域
フィルタ52、増幅器54、エンベロープ検波器56および低
減フィルタ58は第２図に示した実施例とともに使用でき
る。 低域フィルタ42および増幅器46および44は増幅器34お
よびIF増幅器20の入力36および22に結合するAGC信号を
発生し、種々の平均入力信号レベルについて増幅器を線
形領域に維持する。このAGC動作に関連した時定数はレ
イリーフェードの持続時間よりかなり長く、例えば約１
秒である。 第７図は受信信号強度インジケータ（RSSI）信号を用
いる本発明の更に別の実施例のブロック構成図を示す。
弁別器26、減衰器30およびスピーカ32は、第１図に示し
た実施例について上述したのと同じ方法で動作する。 受信信号強度インジケータ（RSSI）信号は端子100に
おいて与えられ、コンデンサ102を介して可変しきい値
クリッパー104に結合される。RSSI信号の発生は周知で
ある。例えば、セルラー電話移動無線機に用いられるFM
受信機はRSSI信号を発生する。このRSSI信号は、大きな
信号レベル変動をより狭い範囲のRSSI信号に圧縮するた
めに、受信信号振幅の対数に比例することが好ましい。 DCバイアス電圧VR3は抵抗106を介してAC結合RSSI信号
と合計される。DCバイアス電圧VR3の大きさは、可変し
きい値クリッパー104がクリッピングを開始するしきい
レベルをセットする。抵抗106およびコンデンサ102のRC
時定数は、RSSI信号に反映した比較的速やかなレイリー
フェードのみ可変しきい値クリッパー104に結合するよ
うに選択されている。可変しきい値クリッパー104の機
能の仕方は下記に更に述べる。 回路108は端子110において信号雑音源を受信し、受信
する雑音の振幅に比例する出力信号電圧VNを与える。弁
別器26からの未処理のベースバンドオーディオ出力28を
雑音源として用いてもよい。回路108は高域フィルタ11
2、エンベロープ検波器114、低域フィルタ118および増
幅器116を含む。エンベロープ検波器114および増幅器11
6は基準電圧VR4によってバイアスされる。高域フィルタ
112はオーディオ周波数をろ波して通さず、より高い周
波数を通過させる。これらのより高い周波数信号はエン
ベロープ検波器114によってエンベロープまたは振幅検
波され、その出力は低減フィルタ118によって低減ろ波
され、増幅器116によって増幅される。電圧VR4は雑音信
号がエンベロープ検波器114および増幅器116によって検
波され増幅される振幅に対応する基準を与える。回路10
8の出力信号電圧VN低信号対雑音比状態の期間中ひのみ
与えられる。出力信号電圧VNの目的は弱い信号レベルの
期間中にオーディオ出力の追加減衰を与えることであ
る。この動作は、オーディオメッセージが雑音レベルに
比例してより一層弱くなるにつれて、一層聞いて楽しい
オーディオ出力を生じさせる。 第８図は３つの波形、即ち基準DCバイアス電圧VR3,RS
SIによって測定された受信信号の振幅に対応する波形12
0、および減衰器30によって与えられる減衰量を制御す
る可変しきい値クリッパー104からの（実線で示されて
いる）出力波形VCを示す複合グラフである。出力波形VC
は波形120の一部に重なっている点を理解すべきであ
る。出力波形VCと一致する波形120の部分は、減衰器30
によって与えられる減衰を生じさせるのに十分な振幅を
有するレイリーフェージング零（null）を表す。DCバイ
アス電圧VR3は、受信信号の平均振幅より５−20dB低い
レベルを有するレイリーフェードがオーディオ出力の減
衰を生じさせるように選択することが好ましい。減衰が
生じる振幅は第８図にグラフで示されている。出力波形
VCより上の波形120の部分は減衰しきいレベルより上の
信号レベルを表し、しきいレベルは出力波形VCの真っす
ぐな水平線部分に対応する。 第９図の概略図は回路108および可変しきい値クリッ
パー104の特定の構成例を示す。増幅器122および124お
よびそれらに関連したコンデンサおよび抵抗は高域フィ
ルタ112を構成する。増幅器126およびダイオード128は
エンベロープ検波器114を構成し、抵抗130およびコンデ
ンサ132は低域フィルタ118を構成する。 可変しきい値クリッパー104は増幅器134を含み、この
増幅器134の出力はダイオード136によってクリッピング
される。制御信号（出力信号電圧）VNは抵抗138を介し
て出力VCと合計され、低信号レベル状態の期間中、追加
減衰を与える。 従来のFM受信機は他の受信機回路を変更せずに第７図
乃至第９図に示した本発明の実施例を組み込むことがで
きる。例えば、中間周波数増幅器の自動利得制御の必要
はない。従って、本発明のこの実施例は現在あるFM受信
機に容易に付け加えることができる。 第７図に示した実施例の減衰器30は上述したのと同じ
減衰特性を備えることが好ましい。即ち、受信信号が所
定のしきい値以下に下がった場合に生じる減衰は、低下
した信号強度1dBについて1dB以上の減衰であることが好
ましく、信号強度1dBの喪失について2dBの増加が満足す
べきものであることが証明されている。２つの減衰器ス
テージ60および62を直列に用いると、受信信号強度の線
形変化に対応する信号VCは、各減衰ステージが1dBの減
衰寄与をすると仮定すると2:1の減衰変化を与える。し
かし、もしRSSI信号が受信信号強度の対数変化に対応す
ると、減衰が変化する速度は信号強度とともに変化す
る。DCバイアス電圧VR3を適当に選択することによってR
SSI信号の対数応答にもかかわらず約2:1の減衰変化を達
成することができる。 第10図は、可変しきい値クリッパー104の出力をその
入力に接続しその出力を減衰器30に接続することによっ
て第７図に示した本発明の実施例とともに使用できる対
数−線形変換器140を示す。出力波形VCの対数−線形変
換を行うことにより、また線形領域において可変しきい
値クリッパー104および減衰器30を動作させることによ
って、対数RSSI信号は対数−線形変換器140によって代
償されるので、減衰器30への制御信号は受信信号強度に
関してほぼ線形となる。従って、（所定のしきい値以下
の期間中の）2:1の減衰対受信信号強度変化を正確に達
成することができる。減衰器30に印加される制御信号を
変えることによってその他の減衰対受信信号強度比を達
成できることも当業者には明らかである。その代わり
に、減衰器ステージ60および62に加えて追加直列減衰器
ステージを相異なる比を達成するのに用いることができ
る。 第11図および第12図は、実効信号対雑音比を改善する
ために“音節圧伸”が用いられている代表的な送信機お
よび受信機をそれぞれ示す。音節圧伸を用いる通信シス
テムにおいては、音声入力号の振幅は送信機の圧縮器14
2によって圧縮され、受信機は伸長器144を用いて受信し
たオーディオ振幅を伸長してもとの特性に戻す。FM通信
システムにおける圧伸による改善の大部分は、受信機に
おいて行われる伸長による。伸長器利得はオーディオエ
ンベロープ最大の期間中は増加し、オーディオエンベロ
ープ最小の期間中は減少する。これは、雑音信号の振幅
が所望する受信信号の振幅より小さいと仮定すると、音
声のような変動する振幅を有する信号の平均信号対雑音
比を改善する。所望する信号より大きい振幅を有する雑
音バーストを発生させるレイリーフェードの期間中は、
受信機の伸長器は増大する雑音振幅に追随する傾向があ
り、雑音信号の利得を増加させる。従って、このような
フェージングは音声信号と同じ方法で伸長器に“話かけ
て（talk up）”所望しないオーディオ出力を生じさせ
る。この問題は、比較的低い信号強度を有する信号を受
信しようとする場合にとくに明らかになる。このような
状態の期間中は、レイリーフェードは所望する信号より
大きい振幅を有するFM受信機からの雑音信号出力を発生
させる。この雑音信号は伸長器に利得を増加させ、それ
により雑音バーストを増幅し、圧伸のないシステムより
悪い音を出すオーディオ出力を発生させる。 第13図は本発明による雑音減少を取り込む圧伸された
信号を受信するFM受信機の部分的なブロック構成図であ
る。 第13図に示した受信機の部分的ブロック図は、雑音低
減ブロック146によって表わされている本発明の実施例
を、従来の弁別器26と圧伸システムに用いられている従
来の回路の一部である回路148との間に挿入できること
を示している。伸長器144を用いたFM受信機における雑
音低減回路146の組み合わせが改善された結果をもたら
すということは容易には明らかにならなかった。雑音低
減回路146は雑音ポップの振幅を小さくすることによっ
て従来の受信機の雑音出力を低下させるが、それを伸長
器とともに用いると、伸長器がフェージング期間中に雑
音低減回路146によって生じた低下した振幅レベルに追
随し受信機信号に望ましくない振幅変動を導入する望ま
しくないシステムとなるおそれがあると考えられた。 圧伸受信機において雑音低減回路146を実際に試験し
てみると、受信機システム全体が上記の予測どおり望ま
しくない応答をするものではないことが証明された。レ
イリーフェードに対する雑音低減回路146によってオー
ディオ減衰が与えられる持続時間は伸長器144に関連し
た通常の時定数より短い。例えば、伸長器に関連した約
20ミリ秒の代表的時定数は、本発明の雑音低減回路146
に応答して与えられるオーディオミューティングの代表
的時間間隔よりかなり長い。従って、伸長器144は雑音
低減回路146によって生じた短いオーディオレベル低下
に追随せず、従って伸長器144は受信信号に望ましくな
い振幅変動を導入しない。 圧伸を用いる狭偏移FMシステムに本発明による雑音低
減回路146を組み合わせると総ての信号レベルにおいて
受信したオーディオ信号の質が著しく改善される。この
組み合わせによって与えられる改善は、従来のFM圧伸が
レイリーフェードの期間中に起きる雑音バーストに応答
して話かけられる傾向のある比較的低い信号レベルにお
いて極めて明らかである。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．受信したFM信号を振幅が変化するオーディオ信号に
変換する手段と、 前記の受信したFM信号の強度に比例する第１信号を発生
させる手段と、 第２信号に応答して前記オーディオ信号を滅衰させる手
段と、 前記第１信号が前記第１信号の平均値に比例してセット
された所定のしきい値以下に低下すると前記オーディオ
信号がレイリーフェードの期間中滅衰され、受信信号の
強度に関係なく受信信号のレイリーフェードに応答して
オーディオを改善し、前記第１信号に応答して前記第２
信号を発生させる手段とを含む、 レイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答
を改善したFM受信機。 ２．前記所定のしきい値が前記第１信号の平均値を５−
20dB下回る範囲にあることを特徴とする請求項１記載の
レイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答
を改善したFM受信機。 ３．前記第１信号に応答して前記第２信号を発生させる
手段は、レイリーフェードの期間中に第２信号を発生さ
せ、Ｙを受信信号振幅の変化、Ｘを対応する減衰量にお
ける変化とすると、前記減衰手段が１より大きいX/Yの
比率でオーディオ信号減衰を増加し、レイリーフェード
の期間中における受信信号振幅が低下する速度より早い
速度で減衰量が増加することを特徴とする請求項１記載
のレイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応
答を改善したFM受信機。 ４．前記第１信号に応答して前記第２信号を発生させる
手段は受信信号に存在する平均雑音を検出する手段を含
み、前記第２信号は所定レベルを越える前記検出された
平均雑音に応答して変化し、前記減衰手段がオーディオ
信号を減衰させることを特徴とする請求項１記載のレイ
リーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改
善したFM受信機。
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