CN1726650A - Fm接收器中的噪声抑制 - Google Patents

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Abstract

一种用于抑制FM接收器中的高频噪声的滤波器电路，该电路具有并联的第一滤波器分支和第二滤波器分支。第一滤波器分支具有一个高通滤波器(11)和一个用于将通过第一滤波器分支的信号和指示高频噪声的控制信号相乘的乘法器(13)。第二滤波器分支具有一个低通滤波器(12)。

Description

FM接收器中的噪声抑制
本发明涉及FM接收器中的噪声抑制。更具体而言，本发明涉及一种用于FM接收器的滤波器电路、提供有滤波器电路的FM接收器以及FM接收器中的噪声抑制方法。
众所周知，FM(频率调制)无线电接收器是易于受到噪声影响的。能够识别几种噪声，例如由在相同频带中产生辐射的其它装置引起的干扰噪声，和由通过两个或两个以上具有不同长度的路径到达接收器的FM信号引起的多路径噪声。尤其是后一种类型的噪声难以消除或甚至难以抑制。
美国专利US 4,379,207公开了一种在FM接收器中的多路径检测器，用于检测经幅度调制的FM信号并且输出一个控制信号到截止电路，以便能够消除由多路径传输所引起的高频噪声。该截止电路包括通过受控衰减器接地的电容。使用具有可变电阻的元件(例如与电容相耦合的衰减器)的缺点是当元件的电阻突然增大时会阻碍电容放电。当信号峰值出现在电容中时，由于电阻元件的高电阻，该信号峰值可能被保持在电容中，该电路因此可能“保持”该峰值信号。这样，当信号的非理想“检测”发生时，会导致输出信号的失真。特别是在电容通过这些电阻元件耦合到地时，这种非理想检测可能发生，正如上述的美国专利中所述的情况那样。
美国专利US 4,878,252公开了一种多路径检测器和一种包括这样的接收器的FM分集接收器。该检测器提供了对多路径噪声的非常快速的检测。然而，噪声抑制取决于相对昂贵的分集安排的存在。
本发明的一个目的在于克服现有技术中存在的这些问题和其它问题，并且提供一种能够有效抑制乃至消除高频噪声而不引起信号失真的滤波器电路。
本发明的另一个目的在于提供一种既简单又廉价的滤波器电路。
本发明的一个另外的目的在于提供一种比如配备有高频噪声滤波器的FM接收器之类的设备，以及提供一种在FM接收器中抑制高频噪声的方法。
因此，本发明提供一种用于在FM接收器中抑制高频噪声的滤波器电路，该电路包括并联的第一滤波器分支和第二滤波器分支，第一滤波器分支包括一个高通滤波器和将通过第一滤波器分支的信号和指示高频噪声的控制信号相乘的乘法器，并且第二滤波器分支包括一个低通滤波器。
通过提供两个滤波器分支，高通滤波器被安排在第一分支，低通滤波器被安排在单独的第二分支，从而确定该低通滤波不受任何高通滤波变化的影响。
通过提供一个乘法器以代替衰减器或者其它电阻元件，可避免上面提到的不想要的信号“检测”和“保持”现象。
乘法器优选地被放在高通滤波器的下游。也就是说，在信号路径中，先是高通滤波器，后面是乘法器。通过这种方法，可以避免高频信号的任何失真。
优选地，高通滤波器中没有接地的电容。也就是说，高通滤波器优选地没有在信号线和包括电容的地之间的连接。通过这种方法，能够进一步避免上面提到的非理想的“检测”的影响。
虽然各种滤波器安排是可能的，但低通滤波器优选地包括串联电阻和接地电容，高通滤波器优选地包括串联电容和接地电阻。这个所谓的一阶滤波器方案既简单又有效。取代利用分立部件的滤波器，具有基本上类似的滤波器特性的数字滤波器也可以被利用。
有利地，根据本发明的滤波器电路进一步包括一个加法器，用于把来自第一滤波器分支的信号和来自第二滤波器分支的信号相加。
为避免任何信号失真，根据本发明的滤波器电路优选地具有一个固定的交叉点(即划分高通频带和低通频带的频率)。有利地，高通滤波器和低通滤波器的截止频率的范围在0.1和2.0kHz之间，优选地是在0.2和1.1kHz之间。换句话说，所述交叉点优选地固定在例如300Hz或者1.0kHz的频率上。这样能方便并有效地分离高频信号分量和低频信号分量。当然应该理解，其它的交叉频率(例如2.0kHz或者3.0kHz)也是可能的。
本发明还提供一种装置，例如一种FM接收器，其包括一个与滤波器电路耦合的噪声检测器电路，其中的滤波器电路是如上所述的滤波器电路。
下面将参照在附图中示出的各示范性实施例来进一步阐述本发明，其中：
图1示意性地示出根据本发明的滤波器电路的电路图。
图2示意性地更详细示出图1的电路图。
图3示意性地示出根据本发明的FM接收器的第一个实施例。
图4示意性地示出根据本发明的FM接收器的第二个实施例。
在图1中仅仅作为非限制性实例示出的滤波器电路10包括并联的两个滤波器分支，即第一滤波器分支和第二滤波器分支。第一滤波器分支包括一个高通滤波器11和一个乘法器13，而第二滤波器分支包括一个低通滤波器12。这两个分支在加法器14处相连。
输入信号Vin的高频分量通过高通滤波器11并到达乘法器13，在那里其与控制信号Vcon相乘。该控制信号最初由噪声检测器产生，例如多路径噪声检测器，稍后将更详细地对其进行阐述。取决于检测到的噪声电平，控制信号Vcon的值可能是在0和1之间的值(应当明白这些值只是示范性的，在不脱离本发明的范围的情况下，可以使用其它值)。
当没有噪声时，控制信号的值是1(在现在的例子中)。因此，高频信号被毫无变化地传送到加法器14，在那里其与通过低通滤波器12的低频信号相加。然而，如果有噪声，则控制信号的值小于1(例如0.5)，在这种情况下，高频信号的幅度减小50％。应注意的是，低频信号的幅度保持不变。如果存在大量高频噪声，则控制信号Vcon的值可能减小到0，在这种情况下，高频信号不被传送到加法器14。
在图2中，更详细的示出根据本发明的滤波器电路的优选实施例。所示出的高通滤波器包括串联电容C1和接地电阻R2。应注意的是，图2中的高通滤波器11不含有接地电容，正如上面所讨论的现有技术安排中的情况那样，其中由于非理想的信号“检测”，这样的电容可能会引起信号失真。此外，缺少接地电容的高通滤波器(a)和乘法器(b)的组合避免了由于控制信号Vcon的变化而引起的任何信号失真。低通滤波器12包括串联电阻R2和接地电容C2。由于低通滤波器后面是加法器14而不是乘法器13，所以这种电路配置不会产生不良影响。
乘法器13可以是一个本身公知的乘法器电路，例如包括一个由位于美国马萨诸塞州的Norwood的Analog Devices公司制造的集成电路乘法器AD532或任何其它合适的乘法器电路。或者，脉冲调制的开关可以被使用，这是本领域技术人员公知的。将高频信号和低频信号相加以产生输出信号Vout的加法器14也可以是一个本身公知的加法电路，并且可以简单地包括一组两个电阻或者两个压控电流源的安排，所述压控电流源的电流在单个电阻中被转换为电压。这样的安排在现有技术中是公知的。
取代所示出的(一阶)滤波器电路，可使用高阶滤波器电路。然而，已经发现，所示出的电路具有适当的特性，同时极为简单。具有物理部件的滤波器电路可用数字滤波器电路来取代。
示范性的部件值是：R1＝R2＝50kΩ，C1＝C2＝10nF。例如5kΩ的输出电阻可以被可选地连接在输出端(Vout)和地之间。应注意的是，在本发明的可变滤波器中，并不是交叉频率可变，而是高频信号的电平可变。
图3的示范性的电路是FM接收器1的一部分，它可以应用于诸如车载收音机中。该电路包括FM解调器2、立体声解码器3、噪声检测器4和滤波器电路10。FM解调器2和立体声解码器3可以是本身公知的电路。噪声检测器4也可以是本身公知的检测器，但优选地是上面提到的美国专利US 4 878 252中公开的检测器，其全部公开内容被本说明书引用以作参考。
解调器2也可以包括一个FM中频放大器，其接收到图3的电路的输入信号，并且输出一个MPX信号(含有L+R和L-R信号)和一个电平(AM)信号。在所示出的实施例中，MPX信号和电平信号被传送到立体声解码器3，尽管可以设想其中只有MPX信号被传送到立体声解码器3的实施例。在图3的实施例中，MPX信号首先通过滤波器电路10，正如上面参考图1和图2所讨论的那样。MPX和电平信号同时由噪声检测器4接收，噪声检测器4又输出指示噪声电平的控制信号，所述噪声电平优选地包括多路径噪声电平。正如上面所解释的那样，控制信号(图1和图2中的Vcon)实现对高频噪声的抑制。立体声解码器3接收经滤波的MPX信号并且输出信号L和R，即分别是左、右立体声信号。
噪声检测器4可以进一步包括一个MPX分析电路、一个电平分析电路、一个用于组合MPX分析信号和电平分析信号的组合电路和/或一个用于使得噪声检测器输出信号适应于滤波器电路10的非线性电路。
图4示出了一个替换实施列，其中FM接收器电路与图3的电路类似，但是其中略去了解调器2和立体声解码器3之间的滤波器电路。作为替代，根据本发明的滤波器电路10被安排在立体声解码器3的输出端，以便对L和R信号进行滤波。在另一个替换实施例(未示出)中，图3和图4的电路被组合，以产生具有三个依据本发明的滤波器电路10的电路。
如上所述，US 4,878,252中公开的多路径检测器特别适合与本发明的滤波器配合使用。US 4,878,252的多路径检测器包括一个频率噪声峰值检测器和/或一个AM检测器。在优选实施例中，频率噪声峰值检测器与FM解调器相连接，而AM检测器与中频部分相连接。频率噪声峰值检测器具有一个输出端，噪声峰值信号被施加到该输出端。当这个检测器在所接收的角度调制的输入信号中检测到噪声峰值形式的多路径失真时，产生该噪声峰值信号。AM检测器具有一个输出端，当AM检测器在所接收的角度调制的输入信号中检测到幅度调制形式的多路径失真时，AM指示信号被施加到该输出端。频率噪声峰值检测器依次包括一个串联安排，该串联安排包括带通滤波器、高通滤波器、整流器电路、求和电路和比较器电路，用于向指示输出端提供二价噪声峰值指示信号。比较器电路包括两个输入端，其中一个被连接到求和电路的输出端，另一个通过求和电路与一个端子耦合，直流电压源可以连接到该端子以提供阈值偏置电压。连接到FM解调器的带通滤波器的通带超过所接收的角度调制的信号的带宽，其范围从诸如15Hz到大约200kHz。该信号中超过诸如50到60kHz的信号部分被允许通过高通滤波器，然后由整流器电路进行整流。当角度调制的信号遭受多路径失真时，被提供到求和电路的经整流的信号将显示出通常公知的噪声峰值。当在一个输入端上的噪声峰值电平超过另一输入端上的偏置电压电平时，比较器电路将指示噪声峰值的信号提供到输出端。
AM检测器包括一个在所公开的实施例中与中频部分相连的幅度解调器、一个与解调器串连的带通滤波器和一个比较器电路。该比较器电路具有两个输入端。其中一个输入端通过求和电路与带通滤波器耦合，另一个输入端通过求和电路与一个端子耦合，其中一个未示出的直流电压源可以与该端子相连接以提供阈值偏置电压。带通滤波器的通带涵盖其中存在由多路径失真引起的幅度调制的频率分量区域。例如，通带的范围从5Hz到50kHz。当幅度调制的值超过第二个输入端上的偏置电压的值时，比较器电路将提供AM指示信号到输出端。
当使用频率噪声峰值检测器和AM检测器时，多路径检测器包括一个连接到这两个检测器的加权电路，用于仅在这两个指示信号同时存在的情况下向控制输入端提供控制信号。因此，加权电路被设计成连接到两个指示输出端的与门电路。
虽然US 4,878,252中公开的多路径检测器特别适用于本发明的滤波器，但应当明白本发明并不局限于此，并且其它适合的多路径检测器或者用于检测其它类型的噪声以及/或者信号失真的检测器可以取代它的位置。
本发明是基于这样的见解：在可变高频噪声滤波器中，电容后的电阻元件的突变可能引起信号失真。本发明进一步基于这样的见解：在可变高频噪声滤波器中应该避免接地电容。另外，本发明认识到，具有非常快速响应的多路径检测器(a)和适当的滤波器(b)的组合能够有效抑制多路径噪声。
应注意的是，本文献中所使用的任何术语并不是为了限制本发明的范围。特别是，词语“包括”并不意味着排除任何没有特别提到的元件。单个(电路)元件可以用多个(电路)元件或者它们的等价元件来替代。
对于本领域技术人员来说，应当理解本发明不局限于上面说明的实施例，在不脱离由所附的权利要求书所限定的本发明范围的情况下，可以进行多种修改和补充。

Claims (10)

1.一种用于在FM接收器中抑制高频噪声的滤波器电路，该电路包括并联的第一滤波器分支和第二滤波器分支，第一滤波器分支包括一个高通滤波器和一个用于将通过第一滤波器分支的信号和指示高频噪声的控制信号相乘的乘法器，第二滤波器分支包括一个低通滤波器。
2.根据权利要求1所述的滤波器电路，其中所述乘法器被安排在高通滤波器的下游。
3.根据权利要求1所述的滤波器电路，其中所述高通滤波器没有接地电容。
4.根据权利要求1所述的滤波器电路，其中所述低通滤波器包括串联电阻和接地电容，并且其中所述高通滤波器包括串联电容和接地电阻。
5.根据权利要求1所述的滤波器电路，还包括一个加法器，用于将来自第一滤波器分支的信号和来自第二滤波器分支的信号相加。
6.根据权利要求1所述的滤波器电路，其中所述高通滤波器和低通滤波器具有一个其范围在0.1和2.0kHz之间的截止频率，该截止频率优选地在0.2和1.1kHz之间。
7.一种设备，包括一个耦合到根据权利要求1所述的滤波器电路的噪声检测电路。
8.根据权利要求7所述的设备，该设备是一种进一步包括一个立体声解码器的FM接收器，其中所述滤波器电路紧接在该立体声解码器之后。
9.根据权利要求7所述的设备，该设备是一种进一步包括一个立体声解码器的FM接收器，其中所述滤波器电路紧接在该立体声解码器之前。
10.一种用于在FM接收器中抑制高频噪声的方法，该方法包括：
对第一信号分量进行高通滤波，
将第一信号分量与指示高频噪声的控制信号相乘，
对第二信号分量进行低通滤波，以及
将经滤波的第一信号分量和经滤波的第二信号分量相加。
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