JP2789388B2 - 受信機における信号の受信および処理を制御する方法 - Google Patents
受信機における信号の受信および処理を制御する方法Info
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- JP2789388B2 JP2789388B2 JP2507573A JP50757390A JP2789388B2 JP 2789388 B2 JP2789388 B2 JP 2789388B2 JP 2507573 A JP2507573 A JP 2507573A JP 50757390 A JP50757390 A JP 50757390A JP 2789388 B2 JP2789388 B2 JP 2789388B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M11/00—Telephonic communication systems specially adapted for combination with other electrical systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
- H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
- H04B17/318—Received signal strength
Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、高速受信信号強度指示に関する。より特定
的には、本発明は、エコーを有する時間分散信号（time
−dispersed signal）の迅速な受信信号強度指示（RSS
I）の方法に関する。すなわち、受信機に到達する信号
は、多くの部分に分解される送信信号のエネルギからな
り、該エネルギの各部分は受信機に対し異なる経路をと
りかつ従って異なる時間に到達するものと考えられる。
これらの時間の範囲は遅延広がりを記述する１つの方法
である。本発明においては、前記遅延広がりが送信ビッ
ト時間の少なくともかなりの部分にある場合のそのよう
な信号の強度が決定される。
的には、本発明は、エコーを有する時間分散信号（time
−dispersed signal）の迅速な受信信号強度指示（RSS
I）の方法に関する。すなわち、受信機に到達する信号
は、多くの部分に分解される送信信号のエネルギからな
り、該エネルギの各部分は受信機に対し異なる経路をと
りかつ従って異なる時間に到達するものと考えられる。
これらの時間の範囲は遅延広がりを記述する１つの方法
である。本発明においては、前記遅延広がりが送信ビッ
ト時間の少なくともかなりの部分にある場合のそのよう
な信号の強度が決定される。
発明の背景 移動、または非静止、無線受信機における信号強度を
評価する上での問題の１つは時間分散された反射波（ま
たはエコー）の各位相が組合わされて１つの複合信号を
生成することである。この複合信号は、任意の特定の測
定期間または一連の期間の間に対し伝統的な方法で処理
された時、結果として得られる時間に応じた信号強度の
大きな変動のため、信号電力の不正確な評価を生み出
す。これは合理的に正確な信号強度評価を確立するため
には長いろ波時定数または長い平均期間を必要とさせ
る。
評価する上での問題の１つは時間分散された反射波（ま
たはエコー）の各位相が組合わされて１つの複合信号を
生成することである。この複合信号は、任意の特定の測
定期間または一連の期間の間に対し伝統的な方法で処理
された時、結果として得られる時間に応じた信号強度の
大きな変動のため、信号電力の不正確な評価を生み出
す。これは合理的に正確な信号強度評価を確立するため
には長いろ波時定数または長い平均期間を必要とさせ
る。
他の測定方法は、それらの正確性が信号エンベロー
プ、信号の瞬時パワーの平方根、の変化率に敏感である
という弱点を有し、従ってゆっくり変化する瞬時信号電
力が合理的な測定精度のためには比較的長い時定数また
は平均インターバルを必要とさせる。
プ、信号の瞬時パワーの平方根、の変化率に敏感である
という弱点を有し、従ってゆっくり変化する瞬時信号電
力が合理的な測定精度のためには比較的長い時定数また
は平均インターバルを必要とさせる。
セルラ電話においては、システムは接続が他のセルサ
イトのチャネルに、または現在のセルサイトの他のチャ
ネルに変更されるべきか否かを適切に決定するためそれ
が現在聴取しているチャネルにおける代表的な信号強度
を迅速かつ正確に決定することができなければならな
い。接続を変更するプロセスはハンドオフと呼ばれる。
これらの目的のための「信号強度」は、もし必要であれ
ば、電力に関係付けられる、ある受信信号レベルによる
ものとすることができる。
イトのチャネルに、または現在のセルサイトの他のチャ
ネルに変更されるべきか否かを適切に決定するためそれ
が現在聴取しているチャネルにおける代表的な信号強度
を迅速かつ正確に決定することができなければならな
い。接続を変更するプロセスはハンドオフと呼ばれる。
これらの目的のための「信号強度」は、もし必要であれ
ば、電力に関係付けられる、ある受信信号レベルによる
ものとすることができる。
セルラ電話呼の通常の場合には、加入者は手持ち型携
帯電話の場合のように、ほとんど動かないかもしれず、
あるいはフリーウェイにおける移動電話の場合のよう
に、高速で動いているかもしれない。結果として受信信
号のエンベロープにおける変化率の広いスペクトラムが
生ずる。これらの条件下では、信号強度を同じ精度でよ
り迅速に評価し、または同じ時間により正確に評価し、
かつさらに加入者の動きに比較的敏感でないようにでき
る受信機が極めて有利であろう。
帯電話の場合のように、ほとんど動かないかもしれず、
あるいはフリーウェイにおける移動電話の場合のよう
に、高速で動いているかもしれない。結果として受信信
号のエンベロープにおける変化率の広いスペクトラムが
生ずる。これらの条件下では、信号強度を同じ精度でよ
り迅速に評価し、または同じ時間により正確に評価し、
かつさらに加入者の動きに比較的敏感でないようにでき
る受信機が極めて有利であろう。
従って、この発明はその目的をこれらの挑戦に向けか
つこれらおよび以下に述べるある他の利点を実現するこ
とに向ける。
つこれらおよび以下に述べるある他の利点を実現するこ
とに向ける。
発明の概要 この発明はチャネルのインパルス応答を得るためにチ
ャネル・サウンディング（channel sounding）を使用す
る受信機において使用されるべきである。インパルス応
答は、適切に処理されると、単に周期的に信号のエンベ
ロープをサンプリングすることによるよりはさらに迅速
かつ正確に受信信号強度に対するより代表的な値を提供
する情報を含んでいることが認められる。
ャネル・サウンディング（channel sounding）を使用す
る受信機において使用されるべきである。インパルス応
答は、適切に処理されると、単に周期的に信号のエンベ
ロープをサンプリングすることによるよりはさらに迅速
かつ正確に受信信号強度に対するより代表的な値を提供
する情報を含んでいることが認められる。
本発明によれば、エコーを有する時間分散信号の迅速
な受信信号強度指示（RSSI）の方法が提供される。エコ
ーを有する時間分散信号の迅速な受信信号強度指示（RS
SI）の方法が提供される（この場合、時間分散は送信符
号期間のかなりの部分またはそれ以上を表す）。それは
信号が送信される通信チャネルの時間分散関数を得るた
めに知られたまたは既知のシーケンス（known sequenc
e）に対して受信信号のスライディング相関（sliding c
orrelation）を行ないまたはチャネル・サウンディング
を行ない、かつ時間分散関数を用いて時間分散エコーの
間に存在するエネルギを決定するために相関関数により
規定されるエネルギを積分するために相関の相対的な最
大値（相関ピークはあるしきい値レベルに関して決定さ
れる）におけるエネルギの直角位相成分の２乗の加算を
行なう。従って、時間分散エコーに存在するエネルギは
受信信号強度に関係し、RSSIは存在するエネルギのスカ
ラーからなりかつ該スカラーは受信機のゲインの関数か
らなり、任意の与えられたインターバルの間のRSSIの決
定は受信機の移動速度にあまり依存せず、かつ同等の精
度のRSSI決定がより迅速に得られあるいはより正確なRS
SI決定が単位時間あたりに得られる。これは無線信号を
送信しかつ受信する実際の物理的プロセスに対する単純
化による。実際の物理的なケースにおいては、受信機に
おいて見られるエネルギは時間にわたり多少連続的に分
布する。本発明のために、我々は、受信信号をあたかも
それが時間的に離れた、個々の反射から成るものとして
扱う、注目の場合につき有効な、単純化したモデルを使
用する。これらの反射はまた放射（rays）またはエコー
と称される。
な受信信号強度指示（RSSI）の方法が提供される。エコ
ーを有する時間分散信号の迅速な受信信号強度指示（RS
SI）の方法が提供される（この場合、時間分散は送信符
号期間のかなりの部分またはそれ以上を表す）。それは
信号が送信される通信チャネルの時間分散関数を得るた
めに知られたまたは既知のシーケンス（known sequenc
e）に対して受信信号のスライディング相関（sliding c
orrelation）を行ないまたはチャネル・サウンディング
を行ない、かつ時間分散関数を用いて時間分散エコーの
間に存在するエネルギを決定するために相関関数により
規定されるエネルギを積分するために相関の相対的な最
大値（相関ピークはあるしきい値レベルに関して決定さ
れる）におけるエネルギの直角位相成分の２乗の加算を
行なう。従って、時間分散エコーに存在するエネルギは
受信信号強度に関係し、RSSIは存在するエネルギのスカ
ラーからなりかつ該スカラーは受信機のゲインの関数か
らなり、任意の与えられたインターバルの間のRSSIの決
定は受信機の移動速度にあまり依存せず、かつ同等の精
度のRSSI決定がより迅速に得られあるいはより正確なRS
SI決定が単位時間あたりに得られる。これは無線信号を
送信しかつ受信する実際の物理的プロセスに対する単純
化による。実際の物理的なケースにおいては、受信機に
おいて見られるエネルギは時間にわたり多少連続的に分
布する。本発明のために、我々は、受信信号をあたかも
それが時間的に離れた、個々の反射から成るものとして
扱う、注目の場合につき有効な、単純化したモデルを使
用する。これらの反射はまた放射（rays）またはエコー
と称される。
本方法は、それにより信号が送信される通信チャネル
の時間分散関数、すなわちインパルス応答、を得るため
に、同期シーケンスのような、信号の知られたまたは既
知の部分を使用しかつ次にRSSIに到達するために時間分
散エコーの間に存在するエネルギを決定する段階を具備
する。従って、 最初に、チャネルのインパルス応答を表す、相関関数
が得られ、該相関は知られたトレーニングパターンを含
む受信信号の部分と受信機に記憶されたパターンのコピ
ーとの間でとられ、 しきい値を用いて、前記相関関数のピークが得られ、
各ピークは前記受信信号の単純化したモデルを構成する
前記放射の１つにおける電力に比例し、 信号電力がこれらの放射の電力の尺度変更された（sc
aled）和としてとられ、この場合前記尺度変更は増幅器
のゲインおよび電圧出力のような受信機の電気的特性、
および測定が行われた期間を考慮する。信号電力のこの
測定は高速RSSI測定と称される。
の時間分散関数、すなわちインパルス応答、を得るため
に、同期シーケンスのような、信号の知られたまたは既
知の部分を使用しかつ次にRSSIに到達するために時間分
散エコーの間に存在するエネルギを決定する段階を具備
する。従って、 最初に、チャネルのインパルス応答を表す、相関関数
が得られ、該相関は知られたトレーニングパターンを含
む受信信号の部分と受信機に記憶されたパターンのコピ
ーとの間でとられ、 しきい値を用いて、前記相関関数のピークが得られ、
各ピークは前記受信信号の単純化したモデルを構成する
前記放射の１つにおける電力に比例し、 信号電力がこれらの放射の電力の尺度変更された（sc
aled）和としてとられ、この場合前記尺度変更は増幅器
のゲインおよび電圧出力のような受信機の電気的特性、
および測定が行われた期間を考慮する。信号電力のこの
測定は高速RSSI測定と称される。
図面の説明 本発明の付加的な目的、特徴、および利点は添付の図
面を参照して、以下の詳細な説明からより明瞭に理解さ
れかつそれを実施するために考慮された最善の形態をそ
の好ましい実施例において理解できるであろう。
面を参照して、以下の詳細な説明からより明瞭に理解さ
れかつそれを実施するために考慮された最善の形態をそ
の好ましい実施例において理解できるであろう。
第１図は、本発明の好ましい実施例に従って受信され
かつ評価される例示的なTDMA信号を示す。
かつ評価される例示的なTDMA信号を示す。
第２図は、本発明の好ましい実施例に係わる受信機の
ブロック図である。
ブロック図である。
第３図は、本発明に係わる信号強度指示を決定するた
めのプロセスを示す図である。
めのプロセスを示す図である。
詳細な説明 本発明は時分割多重アクセス（TDMA）を用いたセルラ
無線電話システムうにおいて実施される。
無線電話システムうにおいて実施される。
第１図は、本発明の好ましい実施例に従って受信され
かつ評価される例示的なTDMA信号を示す。
かつ評価される例示的なTDMA信号を示す。
第1a図に示されるように、4.616ミリセカンドの期間
のフレームがシステムを通して順次送信される。各フレ
ーム（Frame）は進行するスピーチまたはデータトラフ
ィックのための８個のタイムスロット（タイムスロット
０−７）からなる。１つの例外は、セルごとに１つのキ
ャリア周波数２重対においてのみ、１つのタイムスロッ
ト（タイムスロット０）が、アクセス要求およびページ
ングのような、システム制御データのために確保される
ことである。
のフレームがシステムを通して順次送信される。各フレ
ーム（Frame）は進行するスピーチまたはデータトラフ
ィックのための８個のタイムスロット（タイムスロット
０−７）からなる。１つの例外は、セルごとに１つのキ
ャリア周波数２重対においてのみ、１つのタイムスロッ
ト（タイムスロット０）が、アクセス要求およびページ
ングのような、システム制御データのために確保される
ことである。
第1b図に示されるように、0.577ミリセカンドの期間
の各タイムスロットは、それに対し受信機がそれら自身
を送信に同期させることができるシーケンス（同期シー
ケンス）を含む、156.25ビットのインターバルに148ビ
ットの情報を含み、第1c図にさらに示されるように、受
信機への信号（Ｄ）およびそのエコーの遅延した、時間
分散した到達を許容する。
の各タイムスロットは、それに対し受信機がそれら自身
を送信に同期させることができるシーケンス（同期シー
ケンス）を含む、156.25ビットのインターバルに148ビ
ットの情報を含み、第1c図にさらに示されるように、受
信機への信号（Ｄ）およびそのエコーの遅延した、時間
分散した到達を許容する。
第２図は、本発明の好ましい実施例に係わる受信機の
ブロック図である。
ブロック図である。
該受信機はアンテナからミキサおよびハンドパス・フ
ィルタまで伝統的な無線技術を用いる。混合されかつろ
波された信号は中間周波増幅器205において増幅され、
該中間周波増幅器205のゲインはラッチング・デジタル
−アナログ変換器239によって規定される所定の値で各
タイムスロットの受信の間固定される。増幅された信号
は固定ゲインの、伝統的なクォドラチャ検波に至る。ク
ォドラチャ検波器はローカル発振器207、90度位相シフ
タ209および一対の復調器211および213を具備し、該ロ
ーカル発振器207は受信されたキャリアに位相ロックさ
れている。ＩおよびＱアナログ信号成分はろ波され（21
7および215）かつ符号期間ごとに８回一対の固定ゲイン
の高速アナログ−デジタル変換器（A/D:219および221）
においてデジタル化される。
ィルタまで伝統的な無線技術を用いる。混合されかつろ
波された信号は中間周波増幅器205において増幅され、
該中間周波増幅器205のゲインはラッチング・デジタル
−アナログ変換器239によって規定される所定の値で各
タイムスロットの受信の間固定される。増幅された信号
は固定ゲインの、伝統的なクォドラチャ検波に至る。ク
ォドラチャ検波器はローカル発振器207、90度位相シフ
タ209および一対の復調器211および213を具備し、該ロ
ーカル発振器207は受信されたキャリアに位相ロックさ
れている。ＩおよびＱアナログ信号成分はろ波され（21
7および215）かつ符号期間ごとに８回一対の固定ゲイン
の高速アナログ−デジタル変換器（A/D:219および221）
においてデジタル化される。
受信機は伝統的な技術によりシステムに同期し、かつ
一旦同期すると、信号の各タイムスロットにおいて処理
を始めるための適切な時間を計算することができる。受
信機は全タイムスロットのサンプルを受信しかつ記憶し
そして後に時間分散関数、すなわちチャネルのインパル
ス応答を決定し、かつ以下のようにして高速RSSIを計算
する。
一旦同期すると、信号の各タイムスロットにおいて処理
を始めるための適切な時間を計算することができる。受
信機は全タイムスロットのサンプルを受信しかつ記憶し
そして後に時間分散関数、すなわちチャネルのインパル
ス応答を決定し、かつ以下のようにして高速RSSIを計算
する。
タイムスロットにわたり、DSP 223は、そのDMA 229を
介して、トライステート・ゲート（225および227）をイ
ネーブルしデジタル化された数値対をランダムアクセス
メモリ（RAM:235および237）のＭ個の順次の対のロケー
ションにゲート入力し、従って信号ｓ（ｔ）＝si（ｔ）
＋sq（ｔ）の全実数部を保存し、かつその本来的な時間
分散特性を示すデータを保存する。
介して、トライステート・ゲート（225および227）をイ
ネーブルしデジタル化された数値対をランダムアクセス
メモリ（RAM:235および237）のＭ個の順次の対のロケー
ションにゲート入力し、従って信号ｓ（ｔ）＝si（ｔ）
＋sq（ｔ）の全実数部を保存し、かつその本来的な時間
分散特性を示すデータを保存する。
リードオン・メモリ（ROM:243,245および247）は定数
および結果が記憶される他のメモリを含むとともに、Ｎ
の順次的な対の値からなる、予期される同期シーケンス
ｒ（ｔ）＝ri（ｔ）＋rq（ｔ）の局部的な複製を示す。
次に、この局部的な複製のサンプルされたものを次のよ
うに書くことができる。
および結果が記憶される他のメモリを含むとともに、Ｎ
の順次的な対の値からなる、予期される同期シーケンス
ｒ（ｔ）＝ri（ｔ）＋rq（ｔ）の局部的な複製を示す。
次に、この局部的な複製のサンプルされたものを次のよ
うに書くことができる。
ｒ（ｎ）＝ri（ｎ）＋nq（ｎ）,n＝1,2,…,N 同様にして、受信信号のサンプルされたものは、 ｓ（ｎ）＝si（ｎ）＋sq（ｎ）,n＝1,2,…,M となり、この場合Ｍは、同期シーケンスの正確な位置
が受信機に知られていないため、Ｎより大きいかあるい
は等しくなる傾向にある。
が受信機に知られていないため、Ｎより大きいかあるい
は等しくなる傾向にある。
ここで、サンプルされたポイントｒ（ｎ）が示してい
るものを説明することは有益である。これらのポイント
は、一旦送信機から放射されると、送信機および受信機
の間の多くの物体により反射される信号を記述する時間
的に連続な関数のサンプルされたものである。反射は送
信されら信号のエネルギを各々の反射物体から各エコー
が受信機に到達するためにはどのくらい遠く進まなけれ
ばならないかによって決まる期間にわたり到達させる。
受信信号においては、信号符号時間（signaling symbol
time）の間に送信されたエネルギが広がり、あるいは
送信符号時間より長い時間にわたり反射プロセスにより
時間分散される。今日文献（たとえば、イタリア国、ベ
ニス、1987年６月30日−７月３日、デジタル陸上移動無
線通信に関する国際会議、アール・ダブリュ・ロレン
ツ、「伝播に関するCOST 207ワーキンググループの活
動」）においてよく知られた、送信のためのモデルは受
信信号を異なる到達時間および信号強度の、有限の数の
放射、またはエコーからなるものとして取扱う。
るものを説明することは有益である。これらのポイント
は、一旦送信機から放射されると、送信機および受信機
の間の多くの物体により反射される信号を記述する時間
的に連続な関数のサンプルされたものである。反射は送
信されら信号のエネルギを各々の反射物体から各エコー
が受信機に到達するためにはどのくらい遠く進まなけれ
ばならないかによって決まる期間にわたり到達させる。
受信信号においては、信号符号時間（signaling symbol
time）の間に送信されたエネルギが広がり、あるいは
送信符号時間より長い時間にわたり反射プロセスにより
時間分散される。今日文献（たとえば、イタリア国、ベ
ニス、1987年６月30日−７月３日、デジタル陸上移動無
線通信に関する国際会議、アール・ダブリュ・ロレン
ツ、「伝播に関するCOST 207ワーキンググループの活
動」）においてよく知られた、送信のためのモデルは受
信信号を異なる到達時間および信号強度の、有限の数の
放射、またはエコーからなるものとして取扱う。
今、時間的に連続な表現を用いると、受信機のアンテ
ナにおける信号は、 となり、この場合、Ｌの放射が考えられている。今、
我々はA/D変換器によるサンプリングのちょうど前に受
信機において信号がどのように見えるかを示す。Ｌ＝１
の場合には、単一の放射が受信機に到達しかつ受信信号
はいわゆる直角位相形式で次のように表される。
ナにおける信号は、 となり、この場合、Ｌの放射が考えられている。今、
我々はA/D変換器によるサンプリングのちょうど前に受
信機において信号がどのように見えるかを示す。Ｌ＝１
の場合には、単一の放射が受信機に到達しかつ受信信号
はいわゆる直角位相形式で次のように表される。
ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cos（ωCｔ） −Ｑ（ｔ）sin（ωCｔ） この場合、ωCはRFキャリアのラジアン（角）周波数
である。
である。
“I"、または同相分岐においては、ローカル発振器は
cos（ωCｔ）、213、であり、かつ“Q"または直角位相
分岐においては、ローカル発振器は−90度シフトされ
る、211。各々は受信信号からその送信された分岐を次
の式に従って、取出す。すなわち、 si（ｔ）＝｛ｓ（ｔ）＊cos（ωCｔ）｝LPF； sq（ｔ）＝｛ｓ（ｔ）＊sin（ωCｔ）｝LPF； であり、この場合、｛ ｝LPFはローパス・フィルタ
を介して括弧でかこまれた量が取られることを示す。三
角法を解くことによりＩ分岐における単一の放射に対す
る応答は、 Ｉ（ｔ）＊（1/2） となり、同様にＱ分岐においては、 −Ｑ（ｔ）＊（1/2） となる。
cos（ωCｔ）、213、であり、かつ“Q"または直角位相
分岐においては、ローカル発振器は−90度シフトされ
る、211。各々は受信信号からその送信された分岐を次
の式に従って、取出す。すなわち、 si（ｔ）＝｛ｓ（ｔ）＊cos（ωCｔ）｝LPF； sq（ｔ）＝｛ｓ（ｔ）＊sin（ωCｔ）｝LPF； であり、この場合、｛ ｝LPFはローパス・フィルタ
を介して括弧でかこまれた量が取られることを示す。三
角法を解くことによりＩ分岐における単一の放射に対す
る応答は、 Ｉ（ｔ）＊（1/2） となり、同様にＱ分岐においては、 −Ｑ（ｔ）＊（1/2） となる。
２つの放射が含まれる時、Ｉ分岐においては次のよう
に示される。
に示される。
si（ｔ）＝［Ｉ（ｔ）/2］ ＋［Ｉ′（ｔ）/2］cos（−φ） −［Ｑ′（ｔ）/2］sin（−φ） 同様に、Ｑ分岐においては、 sq（ｔ）＝−［Ｑ（ｔ）/2］ ＋［Ｉ′（ｔ）/2］sin（φ） ＋［Ｑ′（ｔ）/2］cos（φ） となり、この場合Ｉ′（ｔ）およびＱ′（ｔ）は第２
の放射の時間変化部分であり、かつφは第１の放射のキ
ャリアに関する第２の放射のキャリアの位相オフセット
である。信号ｓ（ｔ）の瞬時電力は、 Ps（ｔ）＝si 2（ｔ）＋sq 2（ｔ） によって与えられ、これは、 ＝I2（ｔ）＋Q2（ｔ）＋Ｉ′2（ｔ）＋Ｑ′2（ｔ） ＋２（Ｉ（ｔ）Ｉ′（ｔ） ＋Ｑ（ｔ）Ｑ′（ｔ））cos（φ） ＋２（Ｉ（ｔ）Ｑ′（ｔ） −Ｑ（ｔ）Ｉ′（ｔ））sin（φ）． のように解くことができる。最後の４つの項は瞬時電
力における急速な変動を表す。我々は最初の４つの項の
みを得たいが、しかしながら直接ｓ（ｔ）のサンプルさ
れたもののエンベロープを見てこれを行う方法はない。
本発明は各々の放射によって受信された電力である、各
々の受信された放射に対するI2（ｔ）＋Q2（ｔ）をどの
ようにして得るかを示す。これらの累乗の、またはそれ
らに比例する何らかの値の合計は単に受信信号のエンベ
ロープを測定するよりも信号強度のより安定かつ正確な
評価を与える。
の放射の時間変化部分であり、かつφは第１の放射のキ
ャリアに関する第２の放射のキャリアの位相オフセット
である。信号ｓ（ｔ）の瞬時電力は、 Ps（ｔ）＝si 2（ｔ）＋sq 2（ｔ） によって与えられ、これは、 ＝I2（ｔ）＋Q2（ｔ）＋Ｉ′2（ｔ）＋Ｑ′2（ｔ） ＋２（Ｉ（ｔ）Ｉ′（ｔ） ＋Ｑ（ｔ）Ｑ′（ｔ））cos（φ） ＋２（Ｉ（ｔ）Ｑ′（ｔ） −Ｑ（ｔ）Ｉ′（ｔ））sin（φ）． のように解くことができる。最後の４つの項は瞬時電
力における急速な変動を表す。我々は最初の４つの項の
みを得たいが、しかしながら直接ｓ（ｔ）のサンプルさ
れたもののエンベロープを見てこれを行う方法はない。
本発明は各々の放射によって受信された電力である、各
々の受信された放射に対するI2（ｔ）＋Q2（ｔ）をどの
ようにして得るかを示す。これらの累乗の、またはそれ
らに比例する何らかの値の合計は単に受信信号のエンベ
ロープを測定するよりも信号強度のより安定かつ正確な
評価を与える。
第３図は、本発明に係わる受信信号強度指示を決定す
るためのプロセスを示すものである。301および303に示
されるプロセスは上に説明した。
るためのプロセスを示すものである。301および303に示
されるプロセスは上に説明した。
次に、ｓ（ｎ）およびｒ（ｎ）の間の複素相関関数R
sr（ｚ）を計算することによりチャネルのインパルス応
答を得る、304。これはｓ（ｎ）およびｒ（ｎ）の双方
を複素量として取扱うことにより数学的に処理される。
複素相関は、ｓ（ｎ）およびｒ（ｎ）の間の相対的なシ
フトを表す、パラメータｚの関数である。複素相関関数
はよく知られておりかつ、 で与えられ、この場合ｒ＊（ｉ）は共役複素数を表し
かつ、各々のシフトｚに対し、ローカルに格納された基
準のすべての非ゼロサンプルに対し合計が行なわれる。
相関がローカルに最大であるこれらのシフトｚ＝Znに対
しては、直線的に組合わされた放射の１つが前記ローカ
ル基準と整列されかつその放射に対するそのポイントに
おける相関は、 で与えられ、この場合s2（ｔ）は、複素数について通
常行なわれるように、ｓ（ｔ）ｓ＊（ｔ）として定義さ
れる。これは放射またはエコーの１つにおけるエネルギ
に比例する。上の式における係数αは与えられた入力信
号強度に対する予期される受信機の出力電圧レベルおよ
び計算における複数のディスクリートなサンプルの使用
のためのスケーリング（scaling）を考慮したものであ
る。ここに技術の本質的な部分がある。複素相関関数を
計算するプロセスは本質的に各々の放射またはエコーに
対するZnを知ることにより時間的な位置を明らかにしか
つ、本発明にとって最も重要なことに、Rsr（Zn）の大
きさによりその強度を明らかにする。
sr（ｚ）を計算することによりチャネルのインパルス応
答を得る、304。これはｓ（ｎ）およびｒ（ｎ）の双方
を複素量として取扱うことにより数学的に処理される。
複素相関は、ｓ（ｎ）およびｒ（ｎ）の間の相対的なシ
フトを表す、パラメータｚの関数である。複素相関関数
はよく知られておりかつ、 で与えられ、この場合ｒ＊（ｉ）は共役複素数を表し
かつ、各々のシフトｚに対し、ローカルに格納された基
準のすべての非ゼロサンプルに対し合計が行なわれる。
相関がローカルに最大であるこれらのシフトｚ＝Znに対
しては、直線的に組合わされた放射の１つが前記ローカ
ル基準と整列されかつその放射に対するそのポイントに
おける相関は、 で与えられ、この場合s2（ｔ）は、複素数について通
常行なわれるように、ｓ（ｔ）ｓ＊（ｔ）として定義さ
れる。これは放射またはエコーの１つにおけるエネルギ
に比例する。上の式における係数αは与えられた入力信
号強度に対する予期される受信機の出力電圧レベルおよ
び計算における複数のディスクリートなサンプルの使用
のためのスケーリング（scaling）を考慮したものであ
る。ここに技術の本質的な部分がある。複素相関関数を
計算するプロセスは本質的に各々の放射またはエコーに
対するZnを知ることにより時間的な位置を明らかにしか
つ、本発明にとって最も重要なことに、Rsr（Zn）の大
きさによりその強度を明らかにする。
上記相関関数にはいくつかの局部的またはローカルピ
ークがあり、かつあるしきい値より上のもののみが考察
されるべきである、305。所定のしきい値より上の、す
べてのローカルな最大値が306において検出された時、
最後のステップはエネルギ、または２乗した電圧、また
は絶対電圧の、いずれか計算上都合のよいものを合計す
ることである、307。測定を使用することである判断プ
ロセスはどの測定が使用されているか、どれがスケーリ
ングファクタαに含まれ得るかを知ることが重要である
のみである。従ってこれが高速RSSI測定を表す。最後
に、次のタイムスロットからのサンプルが待機される、
308。
ークがあり、かつあるしきい値より上のもののみが考察
されるべきである、305。所定のしきい値より上の、す
べてのローカルな最大値が306において検出された時、
最後のステップはエネルギ、または２乗した電圧、また
は絶対電圧の、いずれか計算上都合のよいものを合計す
ることである、307。測定を使用することである判断プ
ロセスはどの測定が使用されているか、どれがスケーリ
ングファクタαに含まれ得るかを知ることが重要である
のみである。従ってこれが高速RSSI測定を表す。最後
に、次のタイムスロットからのサンプルが待機される、
308。
インパルス応答の変化率がチャネルのインパルス応答
を決定するために使用されるトレーニング・シーケンス
の繰返しレートに比較してかなり低い場合には、計算さ
れた高速RSSIは単独で、あるいは次に受信されるデータ
フィールドの強度の予測値として取ることができる。イ
ンパルス応答の変化率がより高速である場合には、RSSI
値のシーケンスをいくらか平均化しあるいはろ波するこ
とが適切である。該プロセスは無限インパルス応答ろ
波、ランニングまたはすべり平均を用いて有用な結果を
生み出すことができる。
を決定するために使用されるトレーニング・シーケンス
の繰返しレートに比較してかなり低い場合には、計算さ
れた高速RSSIは単独で、あるいは次に受信されるデータ
フィールドの強度の予測値として取ることができる。イ
ンパルス応答の変化率がより高速である場合には、RSSI
値のシーケンスをいくらか平均化しあるいはろ波するこ
とが適切である。該プロセスは無限インパルス応答ろ
波、ランニングまたはすべり平均を用いて有用な結果を
生み出すことができる。
この方法はバースト送信に限定されないが、ある知ら
れたシーケンスが予測可能なインターパルで発生する任
意のタイプの送信（単数または複数）の受信に同等に適
用可能であることにさらに注意を要する。
れたシーケンスが予測可能なインターパルで発生する任
意のタイプの送信（単数または複数）の受信に同等に適
用可能であることにさらに注意を要する。
また、本発明における技術はディスクリートな時間、
またはサンプルされた、処理に限定される必要がないこ
とも真実である。本質的に、同じ計算は相関が、表面音
響装置のような、連続的な時間装置によって行われる場
合に適用できるであろう。
またはサンプルされた、処理に限定される必要がないこ
とも真実である。本質的に、同じ計算は相関が、表面音
響装置のような、連続的な時間装置によって行われる場
合に適用できるであろう。
以上要するに、エコーを有する時間分散信号の高速の
受信信号強度指示（RSSI）の方法が提供され、この場
合、時間分散は送信された符号のインターバルのかなり
の部分または該インターバルより大きいものを表す。そ
れは受信信号と受信機に記憶された既知のシーケンスの
間の複素相関関数の生成段階を具備する。結果として得
られる相関関数は、その各々がエネルギに比例する、か
つ、該信号の時間スケールが知られてるから、個々のエ
コーの電力に比例する、ローカルな最大値に対する各々
の新しい測定試行において発生されたしきい値より上の
領域において調べられる。これらのエネルギ、または電
力、あるいはピーク電圧は加算されて初期の方法より受
信機の速度により依存しない任意の与えられたインター
バルの間のRSSI決定を与える。さらに、等価な精度のRS
SI決定がより迅速に得られ、あるいは単一のエンベロー
プのサンプリング方法よりも正確なRSSI決定が与えられ
た時間に得られる。
受信信号強度指示（RSSI）の方法が提供され、この場
合、時間分散は送信された符号のインターバルのかなり
の部分または該インターバルより大きいものを表す。そ
れは受信信号と受信機に記憶された既知のシーケンスの
間の複素相関関数の生成段階を具備する。結果として得
られる相関関数は、その各々がエネルギに比例する、か
つ、該信号の時間スケールが知られてるから、個々のエ
コーの電力に比例する、ローカルな最大値に対する各々
の新しい測定試行において発生されたしきい値より上の
領域において調べられる。これらのエネルギ、または電
力、あるいはピーク電圧は加算されて初期の方法より受
信機の速度により依存しない任意の与えられたインター
バルの間のRSSI決定を与える。さらに、等価な精度のRS
SI決定がより迅速に得られ、あるいは単一のエンベロー
プのサンプリング方法よりも正確なRSSI決定が与えられ
た時間に得られる。
エコーを有する時間分散信号（時間分散は送信された
符号のインターバルのかなりの部分または該インターバ
ルより多くを表す）の迅速な受信信号強度示（RSSI）の
方法が提供される。それは信号が送信される通信チャネ
ルの時間分散関数を得るために既知のシーケンスに対す
るあるいはチャネル測定による受信信号のスライディン
グ相関段階、および時間分散関数を利用した時間分散エ
コーの間に存在するエネルギの決定のための相関関数に
より規定されるエネルギを積分するため相関の相対的な
最大値（相関のピークはしきい値レベルに関して決定さ
れる）におけるエネルギの直角位相成分の２乗の加算段
階を具備する。従って、時間分散エコーに存在するエネ
ルギは受信信号強度に関係し、RSSIは存在するエネルギ
のスカラーからなりかつ該スカラーは受信機のゲインの
関数からなり、任意の与えられたインターバルの間のRS
SI決定は受信機の移動速度に依存することが少なくな
り、かつ等価的な精度のRSSSI決定がより迅速に得られ
あるいはより正確なRSSI決定が単位時間ごとに得られ
る。
符号のインターバルのかなりの部分または該インターバ
ルより多くを表す）の迅速な受信信号強度示（RSSI）の
方法が提供される。それは信号が送信される通信チャネ
ルの時間分散関数を得るために既知のシーケンスに対す
るあるいはチャネル測定による受信信号のスライディン
グ相関段階、および時間分散関数を利用した時間分散エ
コーの間に存在するエネルギの決定のための相関関数に
より規定されるエネルギを積分するため相関の相対的な
最大値（相関のピークはしきい値レベルに関して決定さ
れる）におけるエネルギの直角位相成分の２乗の加算段
階を具備する。従って、時間分散エコーに存在するエネ
ルギは受信信号強度に関係し、RSSIは存在するエネルギ
のスカラーからなりかつ該スカラーは受信機のゲインの
関数からなり、任意の与えられたインターバルの間のRS
SI決定は受信機の移動速度に依存することが少なくな
り、かつ等価的な精度のRSSSI決定がより迅速に得られ
あるいはより正確なRSSI決定が単位時間ごとに得られ
る。
本発明の好ましい実施例が述べられかつ示されたが、
当業者にはこの発明のさらに他の変形および修正を行う
ことが可能であることが理解されるであろう。これらお
よびすべての他の変更および適用は添付の請求の範囲の
範囲内にあるものと考えられる。
当業者にはこの発明のさらに他の変形および修正を行う
ことが可能であることが理解されるであろう。これらお
よびすべての他の変更および適用は添付の請求の範囲の
範囲内にあるものと考えられる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−190153（ＪＰ，Ａ) 米国特許4829543（ＵＳ，Ａ) 米国特許4718081（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 1/02 H04B 7/015 H04B 7/26
Claims (8)
- 【請求項１】受信機における信号の受信および処理を制
御する方法であって、該方法は時間分散信号の受信信号
強度指示（RSSI）を使用し、該方法は、 時間分散信号から信号が伝送される通信チャネルの特徴
的な時間分散関数を得る段階、 得られた時間分散関数から前記時間分散信号に存在する
エネルギを決定する段階、 前記決定されたエネルギに基づき受信信号強度指示を決
定する段階、そして 前記受信機における信号の受信および処理の内の１つを
制御する上で前記決定された受信信号強度指示を使用す
る段階、 を具備する受信機における信号の受信および処理を制御
する方法。 - 【請求項２】前記時間分散関数を得る段階は既知のシー
ケンスに対して時間分散信号を相関し局部的ピークを有
する相関関数を生成する段階からなる、請求項１に記載
の方法。 - 【請求項３】前記相関段階は既知のシーケンスに対し時
間分散信号の複合体のスライディング相関を行なう段階
からなる、請求項２に記載の方法。 - 【請求項４】前記エネルギを決定する段階はしきい値レ
ベルより大きな振幅を有する前記局部的ピークのエネル
ギを加算する段階からなる、請求項２に記載の方法。 - 【請求項５】前記相関段階は局部的ピークを有する複素
相関関数を生成するために直角位相時間分散信号を直角
位相基準信号に対して複素相関を行なう段階からなる、
請求項２に記載の方法。 - 【請求項６】前記エネルギを決定する段階はしきい値よ
り大きな振幅を有する前記局部的ピークの２乗を加算す
る段階からなる、請求項５に記載の方法。 - 【請求項７】前記受信信号強度指示はセルラ無線電話シ
ステムにおけるハンドオフ決定を可能にするために使用
される、請求項１に記載の方法。 - 【請求項８】受信機における信号の受信および処理を制
御する方法であって、該方法は時間分散信号の受信信号
強度指示を使用し、該方法は、 受信された時間分散信号を既知のシーケンスに対して相
関し信号が伝送される通信チャネルの時間分散関数を得
る段階、 前記相関の相対的な最大値で存在するエネルギを決定す
るため前記相関の相対的な最大値における前記相関の直
角位相成分の２乗の加算を行なう段階、 前記決定された存在するエネルギに基づき受信信号強度
指示を決定する段階、そして 前記受信機における信号の受信および処理の内の１つの
制御において前記決定された受信信号強度指示を使用す
る段階、 を具備する受信機における信号の受信および処理を制御
する方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US35832589A | 1989-05-26 | 1989-05-26 | |
| US358,325 | 1989-05-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04505527A JPH04505527A (ja) | 1992-09-24 |
| JP2789388B2 true JP2789388B2 (ja) | 1998-08-20 |
Family
ID=23409223
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2507573A Expired - Fee Related JP2789388B2 (ja) | 1989-05-26 | 1990-05-02 | 受信機における信号の受信および処理を制御する方法 |
Country Status (15)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5740530A (ja) |
| EP (1) | EP0399845B1 (ja) |
| JP (1) | JP2789388B2 (ja) |
| KR (1) | KR960009925B1 (ja) |
| CN (1) | CN1018690B (ja) |
| AR (1) | AR247636A1 (ja) |
| AT (1) | ATE132676T1 (ja) |
| AU (1) | AU635742B2 (ja) |
| CA (1) | CA2053313C (ja) |
| DE (1) | DE69024533T2 (ja) |
| HK (1) | HK1000980A1 (ja) |
| MX (1) | MX174520B (ja) |
| PT (1) | PT94149B (ja) |
| TR (1) | TR25382A (ja) |
| WO (1) | WO1990014730A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| WO1988008378A1 (en) * | 1987-04-29 | 1988-11-03 | G.M.B. (Australia) Pty. Ltd. | Tipping and/or lifting mechanism |
| JPH01191462A (ja) * | 1988-01-27 | 1989-08-01 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
| US5257401A (en) * | 1989-04-17 | 1993-10-26 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Method of maintaining an established connection in a mobile radio system comprising both analog and digital radio channels |
| JP2988742B2 (ja) * | 1991-05-20 | 1999-12-13 | 株式会社東芝 | 無線通信装置の電界強度検出回路 |
| US5261119A (en) * | 1991-06-21 | 1993-11-09 | Motorola, Inc. | Signal level measuring system for a radio receiver |
| US5918184A (en) * | 1992-09-21 | 1999-06-29 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for detecting a supervisory audio tone |
| US6097957A (en) * | 1997-11-14 | 2000-08-01 | Motorola, Inc. | Radiotelephone service planning system and method for determining a best server for a communication connection |
| US6157820A (en) * | 1998-06-12 | 2000-12-05 | Ericsson Inc. | Pilot strength measurement and multipath delay searcher for CDMA receiver |
| JP4478340B2 (ja) * | 2000-01-24 | 2010-06-09 | 株式会社日立国際電気 | 受信機 |
| US20040047284A1 (en) * | 2002-03-13 | 2004-03-11 | Eidson Donald Brian | Transmit diversity framing structure for multipath channels |
| KR100459715B1 (ko) * | 2002-08-09 | 2004-12-03 | 삼성전자주식회사 | 고속의 디지털 RSSI(Received Signal Strength Indicator) 회로 |
| US7113760B1 (en) | 2003-04-29 | 2006-09-26 | Ami Semiconductor, Inc. | Direct conversion receiver for amplitude modulated signals using linear/log filtering |
| US7139546B1 (en) | 2003-04-29 | 2006-11-21 | Ami Semiconductor, Inc. | Up-conversion of a down-converted baseband signal in a direct conversion architecture without the baseband signal passing through active elements |
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| US7197091B1 (en) | 2003-05-06 | 2007-03-27 | Ami Semiconductor, Inc. | Direct conversion receiver with direct current offset correction circuitry |
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-
1990
- 1990-05-02 CA CA002053313A patent/CA2053313C/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-02 AU AU56430/90A patent/AU635742B2/en not_active Ceased
- 1990-05-02 WO PCT/US1990/002472 patent/WO1990014730A1/en active Application Filing
- 1990-05-02 KR KR1019910701641A patent/KR960009925B1/ko not_active IP Right Cessation
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- 1990-05-24 TR TR90/0547A patent/TR25382A/xx unknown
- 1990-05-24 PT PT94149A patent/PT94149B/pt not_active IP Right Cessation
- 1990-05-25 EP EP90305752A patent/EP0399845B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-25 CN CN90103799A patent/CN1018690B/zh not_active Expired
- 1990-05-25 DE DE69024533T patent/DE69024533T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-25 AT AT90305752T patent/ATE132676T1/de active
-
1992
- 1992-05-26 US US07/890,320 patent/US5740530A/en not_active Expired - Fee Related
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- 1997-12-27 HK HK97102628A patent/HK1000980A1/xx not_active IP Right Cessation
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