JP3383797B2

JP3383797B2 - 移動送信機の位置を判定する方法およびシステム

Info

Publication number: JP3383797B2
Application number: JP2000524685A
Authority: JP
Inventors: デント、ポール、ウィルキンソン; コーラパティ、ハビシュ
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1997-12-10
Filing date: 1998-11-20
Publication date: 2003-03-04
Anticipated expiration: 2018-11-20
Also published as: JP2002504664A; CA2313485A1; CN1281553A; DE69812161D1; EP1038188A1; CN1311242C; DE69812161T2; EP1038188B1; BR9813458A; WO1999030181A9; AU747967B2; TW396691B; US6243587B1; WO1999030181A1; AU1594499A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（発明の背景）本発明は、一般的に、位置検出方法およびシステムに関
し、更に特定すれば、２箇所以上の受信サイトにおいて
受信した２つ以上の周波数の送信信号間の位相差に基づ
いて、セルラ電話機のような移動通信機器即ち送信機の
位置を検出する方法およびシステムに関するものであ
る。

【０００２】従来の位置検出システム、即ち、ナビゲー
ションシステムは、大きく２つの分類、受動ナビゲーシ
ョン・システムおよび能動ナビゲーション・システムに
分割することができる。受動ナビゲーション・システム
では、移動通信機器は、既知の場所に位置する送信機か
ら受信する信号に基づいてその位置を判定する。能動ナ
ビゲーション・システムでは、移動通信機器が信号を送
信し、既知の場所に位置する１つ以上の受信機がこれを
受信する。次いで、受信信号および受信機の既知の位置
に基づいて、移動通信機器の位置を判定する。

【０００３】これまで、一般的には、受動ナビゲーショ
ン・システムの方が能動ナビゲーション・システムより
も好まれていた。このように好まれる理由の１つとし
て、能動システムでは、各移動ユニットはその位置を判
定するために信号を送信しなければならないことがあげ
られる。単一の能動システム内の移動ユニット数は百万
単位にもなり得るので、これらの信号は能動システムに
過度な輻輳を生じ、システムに誤動作を招く虞れがあ
る。この問題は、移動ユニットの位置を連続的に高い精
度で判定する必要がある状況において更に悪化する。例
えば、航空機は、その高速度のために事実上連続的な位
置判定を必要とし、したがって事実上連続的に信号を送
信しなければならない。かかる信号を多数の移動ユニッ
トに連続的に送信させると、恐らく能動ナビゲーション
・システムの過負荷、即ち、輻輳が発生する可能性があ
る。

【０００４】従来技術の能動ナビゲーション・システム
の１つに、ＧＥＯＳＴＡＲ社によって提供されていた(e
spouse)ものがある。ＧＥＯＳＴＡＲシステムでは、少
なくとも１つの軌道衛星が移動トランスポンダに信号を
送信し、移動トランスポンダからの回答を受信する。計
算の目的上、ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、移動トランス
ポンダが地球の表面上にあると仮定する。信号が衛星か
ら移動トランスポンダまで伝達し更に衛星に戻ってくる
までに要する時間（ループ伝搬遅延）を測定することに
よって、移動トランスポンダは、計算された適切な半径
の球上のどこかに位置することを判定することができ
る。計算した球と地球の表面との交差は円となるので、
ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、これによって、移動送信機
がこの円上のどこかにあることを突き止める訳である。
２つの衛星を用いると、移動トランスポンダが第２の円
上に位置することも推論可能となる。これら２つの円の
交差は２点であるので、ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、し
たがって、移動トランスポンダが２点の一方にあること
を突き止めることができる。

【０００５】ＧＥＯＳＴＡＲシステムには、生憎、いく
つかの重大な欠点がある。第１に、ＧＥＯＳＴＡＲシス
テムには、他の従来技術の能動ナビゲーション・システ
ムに生ずるのと同様の輻輳という問題がある。第２に、
ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、ループ遅延の測定に基づく
が、この信頼性または精度には疑問があることが多い。
例えば、ループ遅延測定の精度は、トランスポンダのハ
ードウエアにおけるタイミング誤差による悪影響を受け
る。この誤差は、温度、不正確な製造許容度等のよう
な、多数の既知の要因によって生じ得るものである。加
えて、ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、通常、高精度のルー
プ遅延測定を確保するために、広帯域信号送信を用いて
いる。しかしながら、かかる広帯域信号送信は、利用可
能な帯域幅の大部分を占有するため、前述の輻輳問題に
対する重大な要因となる。

【０００６】容量は、セルラ通信システムおよび衛星利
用移動通信システムの中核における重要問題である。サ
ービス・エリアを多数の小さなセルに分割し、有限数の
利用可能な無線周波数を、適当に分離された異なるセル
において繰り返し再利用することにより、全てのユーザ
に十分な容量を確保する。１９９７年４月８日にＤｅｎ
ｔ（デント）に発行された米国特許第５，６１９，５０
３号は、マルチ・セルまたはマルチ・ビーム通信システ
ムに対する改良について記載しており、高密度化した周
波数の再利用による高容量化を図り、最終的にあらゆる
セルまたはビームにおいて異なる目的のためにあらゆる
周波数チャネルを使用することを可能とする。米国特許
第５，６１９，５０３号の開示内容は、この言及により
本願にも含まれるものとし、能動ナビゲーション・シス
テムの連続動作を可能にするために必要な容量増大をも
たらすものである。初期の概略的な位置推定値を得る方
法も記載されており、本発明においても使用可能であ
る。

【０００７】したがって、当技術分野には、位置判定精
度の向上を図った移動送信機の能動位置判定を行なうシ
ステムおよび方法が求められている。

【０００８】（発明の概要）この要望は、送信機からの第１周波数の第１信号および
第２周波数の第２信号を第１および第２受信局において
受信するようにした、本発明による方法およびシステム
によって満たされる。第１および第２受信局において受
信した信号の位相シフトに基づいて、距離差を計算し、
受信局を焦点として有する第１双曲線上において送信機
を突き止める。

【０００９】本発明の一態様によれば、セルラ電話機の
ような移動送信機の、第１および第２受信サイトに対す
る位置を判定する方法を提供する。第１および第２受信
サイトのいずれかまたは双方は、地上設置基地局または
衛星中継局とすることができる。移動送信機によって第
１周波数の第１信号を送信し、第１および第２受信サイ
トにおいて、それぞれ第１および第２受信信号として受
信する。移動送信機によって第２周波数の第２信号を送
信し、第１および第２受信サイトにおいて、それぞれ第
３および第４受信信号として受信する。第１および第２
受信信号に基づいて、第１位相差測定を行なう。第３お
よび第４受信信号に基づいて、第２位相差測定を行な
う。第１および第２位相差測定値、ならびに第１および
第２周波数と第１および第２の既知の位置に基づいて、
移動送信機の位置を判定する。即ち、第１および第２周
波数に基づいて、第１および第２位相差測定値のスケー
リングを行い、距離差を判定する。例えば、第１および
第２周波数間の周波数差を判定し、この周波数差によっ
て第１および第２位相差測定値間の差をスケーリング
し、距離差を求める。

【００１０】第１位相差測定は、第１受信信号の第１位
相シフトを判定し、第２受信信号の第２位相シフトを判
定し、第１および第２位相シフトに基づいて、第１位相
差測定を行なうことによって実行することが好ましい。
同様に、第２位相差測定は、第３受信信号の第３位相シ
フトを判定し、第４受信信号の第４位相シフトを測定
し、第３および第４位相シフトに基づいて、第２位相差
測定を行なうことによって実行することが好ましい。

【００１１】計算した距離差によって、第１および第２
受信局を焦点に有する第１双曲線上に送信機を位置付け
る。送信機の位置を更に規定するために、本方法は、更
に、第３受信サイトならびに第１および第２受信サイト
の一方について、第３および第４位相差測定値を計算す
るステップと、第３受信サイトならびに第１および第２
受信サイトの一方に関連する第２双曲線上において、受
信機を突き止めるステップと、第１および第２双曲線の
交点に基づいて、移動送信機の位置を判定するステップ
とを含むことができる。

【００１２】第１周波数はランダム・アクセス・チャネ
ルとすることができ、第２周波数はトラフィック・チャ
ネルとすることができる。好ましくは、第１および第２
周波数の少なくとも一方は、周波数ホッピング通信のた
めに、移動送信機に割り当てられた１組の周波数に含ま
れる。第１および第２周波数の少なくとも一方における
信号は、時分割多元接続フォーマットに応じてフォーマ
ットされた信号バーストで構成することができる。

【００１３】本発明の一態様は、必要な測定を行なうプ
ロセスである。例えば、第１位相差測定を行なうステッ
プおよび第２位相差測定を行なうステップは、第１、第
２、第３および第４受信信号を、当該第１、第２、第３
および第４受信信号の瞬時位相を表わす数値のディジタ
ル・ストリームに変換するステップと、数値ストリーム
ならびに第１および第２周波数に基づいて、送信機の位
置を判定するステップとを含むものとすることができ
る。

【００１４】加えて、変換するステップは、第１および
第３受信信号を第１中間周波数にダウンコンバートする
ステップと、第２および第４受信信号を第２中間周波数
にダウンコンバートするステップと、ダウンコンバート
した第１、第２、第３および第４受信信号をサンプリン
グし、かつアナログ／ディジタル変換するステップとを
含むものとすることができる。第１および第２中間周波
数は、共通基準周波数に同期させることができる局部発
振器によって発生することができる。共通基準周波数
は、衛星ナビゲーション信号から得ることも可能であ
る。

【００１５】中間周波数がほぼゼロの場合、サンプリン
グおよびアナログ／ディジタル変換を行なうステップ
は、ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４
受信信号を直交変換し、複素値を含む数値ストリームを
生成するステップを含むことができる。あるいは、サン
プリングおよびアナログ／ディジタル変換を行なうステ
ップは、ダウンコンバートした第１、第２、第３および
第４受信信号を対数極変換(logpolar converting)し、
瞬時信号位相および振幅を表わす数値対を含む、数値ス
トリームを生成するステップを含むことができる。

【００１６】位置を判定するステップは、第１、第２、
第３および第４受信信号に対して、第１、第２、第３お
よび第４位相差測定値を判定するステップを含むことが
できる。次に、数値ストリームを相関付け、第１および
第２受信信号ならびに第３および第４受信信号が到達す
る間における遅延をサンプルの整数値で判定し、かつ第
１および第２相関位相をそれぞれ判定することができ
る。相関付けを行なうステップは、第１周波数および第
２周波数において相関位相を判定し、相関位相を用い
て、第１および第２位相差測定値を判定することを含む
ものとすることができる。

【００１７】本発明は、更に、位相測定値の時間変換も
可能とする。例えば、第１位相差測定を行なうステップ
は、異なる時点において第１位相差測定値の多数の測定
を行ない、多数の測定値を内挿補間または外挿補間し、
第２位相差測定を行なった時点における、第１位相差測
定値の値を決定するステップを含む。

【００１８】本発明にしたがって第１および第２周波数
間の差を変化させることにより、精度を調節することが
できる。即ち、第１および第２周波数間の周波数差を判
定する。次に、周波数差を所定の周波数値と比較する。
判定した周波数差が所定の周波数値よりも小さい場合、
周波数差が大きくなるように、第１および第２周波数の
少なくとも一方に対して新たな値を選択する。次いで、
更に第１および第２周波数の少なくとも一方に対して新
たな値を用いて、第１および第２位相差測定を繰り返
す。

【００１９】本発明の別の態様によれば、移動送信機の
位置を判定するシステムを提供する。移動送信機は、第
１および第２周波数において第１および第２信号をそれ
ぞれ送信可能である。本システムは、第１信号を受信す
る第１および第２受信局と、第１および第２局において
受信した第１信号に基づいて第１位相差を計算するネッ
トワーク制御プロセッサとを備える。また、第１および
第２受信局は、第２信号も受信し、ネットワーク制御プ
ロセッサは、２箇所の局において受信した第２信号に基
づいて第２位相差を計算する。次に、ネットワーク制御
プロセッサは、第１および第２位相差測定ならびに第１
および第２周波数に基づいて、移動送信機の距離差測定
値を判定する。第１受信局は、第１受信局において受信
した第１および第２信号に対して、それぞれ、第１およ
び第３位相値を判定する第１位相測定回路を備える。同
様に、第２受信局は、第２受信局において受信した第１
および第２信号に対して、それぞれ、第２および第４位
相値を判定する第２位相測定回路を備える。

【００２０】本発明のこれらおよびその他の特徴ならび
に利点は、以下の詳細な説明、添付図面および添付した
特許請求の範囲から明白となろう。

【００２１】（発明の詳細な説明）本発明にしたがって移動送信機１０２の位置を判定する
システム１００を図１に示す。移動送信機１０２は、セ
ルラ電話機、衛星通信機、または信号を送信する他のい
ずれかの移動通信機器とすることができる。既知の位置
に配置されている第１、第２および第３受信局またはサ
イト１０４、１０６および１０８が、移動送信機１０２
によって送信された信号を受信する。受信サイト１０
４、１０６および１０８は、移動電話ネットワークに属
する地上設置セルラ基地局(land-based cellular base
station)、少なくとも１つの陸上局と通信する軌道衛星
リレー局、またはその組み合わせであることが考えられ
る。ネットワーク制御プロセッサ１１０が、受信局１０
４、１０６および１０８を制御し、受信局１０４、１０
６および１０８からの情報を受信し、この情報に基づい
て、移動送信機１０２の位置を計算する。また、ネット
ワーク制御プロセッサ１１０は、位相または周波数基準
信号Ｓ_Rを受信局１０４、１０６および１０８に供給す
る。尚、受信局１０４、１０６および１０８ならびにネ
ットワーク制御プロセッサ１１０は、広く分離されてい
る場合もあり、したがって、信号は無線リンクのような
通信リンクを通じて通信機器間で送信されることは理解
されよう。

【００２２】別個のユニットとして図示するが、ネット
ワーク制御プロセッサ１１０は、計算を実行する種々の
回路およびプロセッサで構成されている。これらの回路
およびプロセッサは、代わりに、受信局１０４、１０６
および１０８の１つに内蔵したり、あるいは複数のサイ
ト間で分割してもよいことは、当業者であれば容易に理
解しよう。従来の構成要素および回路の構造、制御およ
び構成は、殆どの部分について、容易に理解できるブロ
ック図および概略図として図面に示されている。本明細
書内の記載を適正に解釈した当業者には簡単明瞭な構造
上の詳細によって本開示を不明瞭にしないために、本発
明に関連のある具体的な詳細のみを示すことにする。

【００２３】本発明は、２箇所以上の受信局を用いて実
現することができる利点がある。即ち、移動送信機１２
０は、第１周波数ｗ₁の第１信号Ｓ₁を送信し、これを第
１および第２受信局１０４および１０６が、それぞれ第
１および第２受信信号として受信する。第１周波数ｗ₁
は、ランダム・アクセス・チャネル（ＲＡＣＨ）とする
ことができ、送信機１０２が最初に局１０４、１０６お
よび１０８ならびにプロセッサ１１０との接触を開始す
る際に用いられる。公知のように、第１信号Ｓ₁は、第
１受信局への送信中に第１位相シフトφ_A1を受け、更に
第２受信局１０６への送信中に第２位相シフトφ_B1を受
ける。位相シフトφ_A1およびφ_B1の大きさは、第１信号
Ｓ₁の各局１０４および１０６への伝達距離によって異
なる。その結果、第１および第２位相シフトφ_A1および
φ_B1は、移動送信機１０２が第１および第２受信局１０
４および１０６から等距離にない限り、等しくはならな
い。

【００２４】第１および第２受信局１０４および１０６
は、ネットワーク制御プロセッサ１１０のＧＰＳ衛星シ
ステムのような、共通ソースから周波数および位相基準
信号を受信する。局１０４および１０６は、共通位相基
準信号を用いて、第１信号Ｓ₁の受信位相φ_A1およびφ
_B1を測定し、位相測定値をネットワーク制御プロセッサ
に渡す。

【００２５】ネットワーク制御プロセッサ１１０は、以
下の式にしたがって、第１位相差測定値Δφ₁を判定す
る。

【００２６】

【数１】 Δφ₁＝φ_A1−φ_B1 （１）

【００２７】移動送信機１０２は、次に、第２周波数ｗ
₂の第２信号Ｓ₂を送信し、これも同様に、第１および第
２局１０４および１０６がそれぞれ第３および第４受信
信号として受信する。第２周波数ｗ₂は、トラフィック
・チャネルとすることができ、例えば、ＲＡＣＨチャネ
ル上での最初の接触の後に通信トラフィックを渡すため
に送信機１０２に割り当てられる。移動送信機１０２
は、ネットワーク制御プロセッサ１１０またはその他の
制御機構からのコマンド上で、所定の周波数変更スケジ
ュール（周波数ホッピング・スケジュール）にて、第１
および第２周波数ｗ₁およびｗ₂間で変更を行なったり、
あるいはこれらの周波数で送信することができる。第２
信号Ｓ₂は、第１受信局１０４への送信中に第３位相シ
フトφ_A2を受け、更に第２受信局１０６への送信中に第
４位相シフトφ_B2を受ける。位相シフトφ_A2およびφ_B2
の大きさは、第２信号Ｓ₂のそれぞれの局１０４および
１０６までの伝達距離によって異なる。同様に、第１お
よび第２局１０４および１０６は、共通基準信号を用い
て位相φ_A2およびφ_B2を判定し、測定値をネットワーク
制御プロセッサ１１０に渡す。次いで、ネットワーク制
御プロセッサ１１０は、以下の式を用いて、第２位相差
測定値Δφ₂を判定する。

【００２８】

【数２】 Δφ₂＝φ_A2−φ_B2 （２）

【００２９】次に、以下の式を用いて、時間差ｄＴを判
定する。

【数３】

【００３０】時間差ｄＴは、第１および第２信号Ｓ₁お
よびＳ₂の第１および第２受信局１０４および１０６そ
れぞれへの伝搬遅延における差の尺度となる。この伝搬
遅延の差は、局１０４および１０６の各々と移動送信機
１０２との間の距離の差に応じて異なるので、時間差ｄ
Ｔは、局１０４および１０６の各々と移動送信機１０２
との間の距離差の尺度でもある。距離差ｄＲは、好まし
くは、以下の式を用いてネットワーク制御プロセッサ１
１０によって計算する。

【００３１】

【数４】ｄＲ＝ｃ＊ｄＴ（４）

【００３２】ここで、ｃは光速（３×１０⁸ｍ／ｓ）で
ある。距離差ｄＲに対して計算された値（距離差測定
値）は、第１および第２受信局１０４および１０６を焦
点として有する、１群の双曲線内に含まれる第１双曲線
上に、送信局１０２の位置を定める。

【００３３】第１および第２局１０４および１０６とは
コリニアではないことが好ましい第３受信局１０８を用
いて、ネットワーク制御プロセッサ１１０は、第２双曲
線上において送信機１０２の位置を突き止める、他の測
定値を受信することができる。第１および第２双曲線の
交点が、送信機１０２の位置を定義する。あるいは、ル
ープ遅延測定値が使用可能であれば、これを用いて、第
１局１０４、第２局１０６、または双方からの送信機１
０２の距離を判定することにより、送信機１０２を突き
止める第１双曲線上の区画を特定することも可能であ
る。

【００３４】本発明は、ループ遅延測定値が得られない
場合、または前述のように行なった距離差測定程精度が
高くない場合に最も有用であると考えられる。このよう
な状況では、ループ遅延測定値を用いても曖昧さを解決
できるだけであり、位置の不確実性は第１双曲線に沿っ
た次元内にあることに変わりはない。しかしながら、第
１双曲線に垂直な次元は、一層精度の高い距離差測定に
よって判定されるので、こちらの位置精度は遥かに高
い。

【００３５】距離差測定値ｄＲの計算における精度低下
には、種々の誤差源が原因として考えられる。送信機１
０２は第２および第２周波数ｗ₁およびｗ₂を同時に送信
するのではないので、送信機１０２または受信局１０
４、１０６または１０８のいずれかが移動している場
合、誤差源の１つが発生し得る。かかる場面では、送信
機１０２がある場所において第１周波数ｗ₁で送信し、
第２周波数ｗ₂で送信する前に別の場所に移動してしま
っているという可能性がある。したがって、第２周波数
ｗ₂の信号は、部分的に第２位置から伝達される距離に
基づく位相シフト特性を有することになる。この問題に
対する解決策の１つ、そして恐らくは最適な解決策は、
カルマン・フィルタ・アルゴリズムを用いて全てのパラ
メータにおける変化を追跡することである。これについ
ては、以下で更に詳しく論ずることにする。

【００３６】共通基準信号の周波数誤差、ならびに送信
機１０２または受信局１０４、１０６および１０８の移
動によるあらゆる誤差のために、位相差測定値Δφ₁お
よびΔφ₂の連続的な変化が発生する可能性がある。時
点ｔ₀，ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃・・・において取り込んだ位相差
測定値の仮説的プログレッション（ｐｒｏｇｒｅｓｓｉ
ｏｎ）を図２に示す。説明を簡単にするために、位相差
測定値にφ_1xおよびφ_2xと表記する。ここで下付き文字
「１」および「２」は、それぞれ第１周波数ｗ₁および
第２周波数ｗ₂を示し、下付き文字「ｘ」は測定が行わ
れた時点を示す可変整数を示す。例えば、位相差測定値
φ₁₆は、時点ｔ₆において取り込まれ、第１周波数ｗ₁を
有する信号の測定値である。

【００３７】図２に示す例では、送信機１０２は、偶数
時点ｔ₀，ｔ₂，ｔ₄・・・での第１周波数ｗ₁の第１信号
Ｓ₁の送信、および奇数時点ｔ₁，ｔ₃，ｔ₅・・・での第
２周波数ｗ₂の第２信号Ｓ₂の送信を交互に行なう。即
ち、「ホッピング」する。更に、図２のグラフは、モジ
ュロ−２πフォーマットで描かれており、位相差測定値
は、２π即ち３６０゜毎に再びゼロから始まる。グラフ
に見られるように、第１周波数ｗ₁に対する位相差測定
値φ_1even-Xおよび第２周波数ｗ₂に対する位相差測定値
φ_2odd-Xは、徐々に上昇する傾斜のライン上を移動す
る。線上での測定は全て第１または第２周波数ｗ₁また
はｗ₂のいずれかにおいて行われているので、これらの
線の傾斜は、異なる周波数において測定を行なうためで
はない。つまり、傾斜は、前述の周波数誤差源によるも
のに相違ない。

【００３８】第２周波数ｗ₂に対する位相差測定値φ
_2odd-Xを表わす傾斜線は、第１周波数ｗ₁に対する位相
差測定値φ_1even-Xを表わす傾斜線とは多少異なる傾斜
を有する。この僅かな傾斜の差は、固定周波数誤差によ
って生ずる位相変化率は一定であるが、周波数誤差の一
定割合による位相の変化率は周波数に比例するという事
実によるものである。２本の線間の傾斜の差は、実際上
殆ど無視し得る可能性が高いので、双方の線の傾斜を用
いて、平均傾斜を判定することができる。したがって、
以下に明記するように平均を取ることにより、平均傾斜
を判定することができる。

【００３９】

【数５】

【数６】

【数７】

【数８】

【数９】および

【数１０】

【００４０】ここで、位相差は、計算したモジュロ−２
πである（即ち、差が負になった場合２πを加算す
る）。平均傾斜、即ち、求める傾斜ｄＷは、ここでは以
下の式によって決定することができる。

【００４１】

【数１１】

【００４２】周波数誤差の次元を有する確定傾斜ｄＷを
用いて、補間により実質的に同じ時点で第１周波数ｗ₁
および第２周波数ｗ₂における位相差の値を計算するこ
とができる。

【００４３】したがって、時点１に対応する第２周波数
ｗ₂における位相測定値φ₂₁は、次のように決定するこ
とができる。

【００４４】

【数１２】 φ₂₁＝φ₁₀−ｄＷ＊（ｔ₁−ｔ₀）または

【数１３】 φ₂₁＝φ₁₂−ｄＷ＊（ｔ₂−ｔ₁）

【００４５】また、２つの値の平均値は、次の通りであ
る。

【数１４】

【００４６】後者を簡略化すると、次のようになる。

【数１５】

【００４７】時点ｔ₀，ｔ₁，ｔ₂，・・・が時間的に正
確に等間隔であれば、ノイズの影響は無視される。

【００４８】最小二乗曲線の嵌め込みのような、いずれ
かの従来技術の補間方法を代わりに用いて、位相測定値
φ₂₁に最良の推定値を得ることも可能である。したがっ
て、第２周波数ｗ₂における位相測定の値を、ここで、
同じ時点ｔ₁に第１周波数ｗ₁において行なった位相測定
値から減算すれば、傾斜誤差を補正する差の値を得るこ
とができる。第１周波数ｗ₁における位相測定値の線、
または第２周波数における位相測定値の線のいずれかを
適宜補間し、他の時点ｔ₂，ｔ₃，・・・において、これ
を繰り返せば、周波数変化のみに依存する一連の位相差
を得ることができる。送信機１０２ならびに受信局１０
４、１０６および１０８が静止状態にあることがわかっ
ている場合、これらの位相測定値は全て、同じ距離差ｄ
Ｒに対応するはずであり、時点ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃，・・・
において計算した距離差を平均すれば、高精度化を図る
ことができる。

【００４９】あるいは、時点ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃，・・・に
おいて計算した連続する距離差ｄＲは、系統的なドリフ
トを示し、以前にモデル化しなかった、送信機１０２あ
るいは受信局１０４、１０６または１０８の移動の可能
性を解明することができる。カルマン・フィルタの原理
は、かかる移動全てをモデル化し、所与の時点における
距離差がどれ位になるのか予測することである。例え
ば、送信機１０２の動きは、一定速度を仮定することに
よってモデル化することができる。この一定速度は推定
しなければならない。あるいは、地球軌道内にある２機
の受信局の動きは、高度、傾き、偏心度等のような軌道
パラメータ集合を用いることによってモデル化すること
ができる。モデルが、所与の時点における測定値から計
算した値とは異なる距離差を予測した場合、カルマン手
順はモデル・パラメータを更新し、最小二乗の意味で、
予測および測定間の誤差を平均して最小化する。本発明
のシステムを用いて多数の移動送信機の位置を判定する
場合、受信局の動きをモデル化するパラメータは共通で
あるので、多くの移動送信機からの受信信号に基づい
て、受信局の動き（例えば、衛星軌道）を非常に精度高
く判定することができる。一方、これは、個々の送信機
毎の高精度な位置判定に役立つ。

【００５０】図３は、２つ以上の周波数間の周波数ホッ
ピングを用いず、他のプログラムによって周波数を変更
する、別の測定シーケンスを示す。図３において、送信
機は、第１周波数ｗ₁で送信を開始し、第１および第２
受信局１０４および１０６のような２箇所の受信局にお
ける信号位相差を、時点ｔ₀，ｔ₁およびｔ₂において、
それぞれ、位相差測定値φ₁₀、φ₁₁およびφ₁₂として判
定する。例えば、第１周波数ｗ₁は、先に説明したよう
に、ＲＡＣＨチャネル周波数とすることができる。次
に、送信機は第２周波数ｗ₂に変更する。第２周波数ｗ₂
は、ＲＡＣＨチャネル周波数から多少周波数が異なる、
例えば、５０ＫＨｚ異なる第１トラフィック・チャネル
周波数とすることができる。次に、時点ｔ₃，ｔ₄および
ｔ₅において、第２周波数ｗ₂で位相差測定を行い、位相
差測定値φ₂₃、φ₂₄およびφ₂₅を得る。オプションとし
て、送信機は、次に、時点ｔ₆，ｔ₇およびｔ₈において
別のトラフィック・チャネル周波数、即ち、周波数ｗ₃
に切り替え、位相差測定値φ₃₆、φ₃₇およびφ₃₈を得る
こともできる。

【００５１】図３から、ｔ₂またはｔ₃のような同一時点
での第１周波数ｗ₁および第２周波数ｗ₂における位相差
測定は、第２周波数ｗ₂測定値に対する傾斜線の逆外挿
補間、または第１周波数ｗ₁に対する傾斜線の順外挿補
間、あるいは双方によって得ることができることは明ら
かである。このようにして、第１距離差ｄＲ₁の第１推
定値が得られる。同様に、第３周波数ｗ₃における傾斜
線を逆外挿補間し、更に第２周波数ｗ₂における傾斜線
を順外挿補間することによって、第２距離差を得ること
ができる。これは、第１距離差ｄＲ₁と同じ次数(order)
のはずである。ｗ₃−ｗ₂がｗ₂−ｗ₁よりもかなり大きい
場合、２πの曖昧さがある。この２πの曖昧さを解消す
るには、大きい方即ち高い方の差分周波数における波長
の倍数、即ち、２π＊ｃ／（ｗ₃−ｗ₂）の倍数を、距離
差が第１距離差ｄＲ₁の第１推定値に近づくまで、加算
または減算すればよい。しかしながら、第２距離差ｄＲ
₂の第２推定値は、第１距離差ｄＲ₁の第１推定値よりも
精度が高い。最小二乗の意味で最良の直線嵌め込み、ま
たはカルマン・フィルタリングのように、図３にしたが
って収集したデータを処理する他の方法を実施すること
は、当然当業者の能力範囲内である。

【００５２】これまでの説明は、送信機１０２が信号を
送信し、２箇所の離れた受信局においてこれを受信し、
受信局は何らかの方法で受信信号を共通地点に搬送し、
位相比較を行なうことができると仮定した。位相比較を
行なうということは、一方の局からの信号が、他方の局
からの信号と同時に得られることを意味する。

【００５３】しかしながら、通信の目的で送信機が送信
する好適な波形は、反復ＴＤＭＡフレーム周期のタイム
スロットを占める短い信号バーストである。衛星システ
ムでは、経路間の遅延差がタイムスロットの持続時間を
超過する可能性が非常に高いので、信号は、重複する期
間に第１受信局１０４および第２受信局１０６において
受信されない。この場合、位相比較器の双方の入力に同
時に存在する、局１０４および１０６からの信号に基づ
くことなく、位相差を判定する異なる方法が必要とな
る。

【００５４】この状況を図４に示す。送信機１０２から
送信された信号バーストが第１局１０４において受信さ
れる期間と、同じ信号バーストが第２局１０６において
受信される期間との間には重複がないことがわかる。こ
れが生ずるのは、図４ではＲＡＮＧＥ（１）−ＲＡＮＧ
Ｅ（２）に等しい距離差ｄＲが、光速ｃにバースト持続
時間を乗算した値を超過する場合である。勿論、信号
が、受信局１０４および１０６に同時に存在する連続波
信号（ＣＷ）である場合、到達の位相差を測定するには
問題はない。したがって、本発明は、送信機１０２にＣ
Ｗ信号を十分な持続時間にわたって送信するように命令
し、ＣＷ信号が少なくとも２箇所の受信局に重複する期
間に到達することを補償するという、オプションの実施
態様も備えている。次いで、２つの受信信号を位相比較
器の２つの入力に印加すれば、位相比較器は、双方の信
号が存在する重複期間中に、到達の位相差を判定する。

【００５５】双方の信号が存在する重複期間がない場
合、信号を位相比較器の入力に印加しても成果がないの
ことは明らかである。したがって、重複期間に２箇所の
局に到達しない２つの信号間の到達の位相差を測定する
ために、新たな解決策が必要となることは明白である。

【００５６】図５は、かかる解決策の原理を示す。送信
機１０２は信号バーストを送信し、第１および第２受信
局１０４および１０６はそれぞれの第１および第２アン
テナ１１２および１１４においてこれを受信する。それ
ぞれの受信信号は、第１および第２受信機ＲＸ−Ａ１１
６およびＲＸ−Ｂ１１８においてダウンコンバートさ
れ、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換およびサンプ
リングに適した周波数となる。例えば、Ａ／Ｄ変換およ
びサンプリングに適した周波数スペクトルは、複素ベー
スバンドである。複素ベースバンドでは、信号はコサイ
ンおよびサイン発振信号と混合され、同相および直交
（Ｉ，Ｑ）信号を生成する。これらの各々は、ゼロ（Ｄ
Ｃ）から受信帯域幅の半分までのスペクトル・ドメイン
に達する。次に、ＩおよびＱ信号は、第１および第２Ａ
／Ｄ変換器１２０および１２２によってサンプリングさ
れ、ディジタル化される。この場合、各変換器は、２つ
の変換チャネル、１つをＩ信号成分、１つをＱ信号成分
に備えていることは理解されよう。得られた第１および
第２信号サンプル・ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃・・・お
よびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃・・・は、実（Ｉ）部および虚
（Ｑ）部双方を有する複素サンプルとなる。信号をディ
ジタル化しつつその複素ベクトル表現を保蔵する別の技
法は、Ｄｅｎｔに発行された米国特許第５，０４８，０
５９号に記載されているＬＯＧＰＯＬＡＲ技法である。
その内容は、この言及により本願にも含まれるものとす
る。

【００５７】相対的な到達位相情報(relative phase-of
-arrival information)を保存するためには、発振器同
期手段１２４を用いて、第１および第２受信機ＲＸ−Ａ
１１６およびＲＸ−Ｂ１１８において用いられる全ての
局部発振器を同期させ、ダウンコンバジョン・プロセス
の信号位相に対する影響が少なくともわかるようにする
必要がある。同様に、変換器同期手段１２６を用いて、
第１および第２Ａ／Ｄ変換器１２０および１２２のサン
プリングを同期させ、それらのサンプリング時点が同一
となるか、あるいは少なくとも関係がわかるようにする
必要がある。発振器および変換器同期手段１２４および
１２６は、例えば、第１および第２受信局１０４および
１０６に配置され１／１０¹³の安定性を有する原子クロ
ックで構成することができ、あるいは高精度の時間およ
び周波数基準を供給するＧＰＳ衛星ナビゲーション受信
機で構成することができる。また、ＧＰＳ受信機を用い
て原子クロックの遅いドリフトを補正することも可能で
ある。いずれの場合にしろ、送信機１０２の位置を計算
するには信号受信位置を精度高く知る必要があるので、
ＧＰＳ受信機は第１および第２受信アンテナ１１２およ
び１１４の位置を精度高く判定するためには望ましいも
のである。したがって、発振器および変換器同期手段１
２４および１２６が全ての局部発振器およびサンプリン
グ・クロックを同相および同期状態に維持すると仮定す
ると、アンテナ１１２および１１４における送信信号到
達の相対的時間および位相に関する情報は、複素第１お
よび第２信号サンプル・ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃・・
・およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃・・・内に含まれることにな
る。

【００５８】送信機１０２からの信号バーストは、第１
受信機ＲＸ−Ａ１１６から発生されるサンプル番号Ａ_n
・・・Ａ_(n+L)に影響を与えるが、遅延差のために、第
２受信機ＲＸ−Ｂ１１８から発生される異なるサンプル
番号Ｂ_m・・・Ｂ_(m+L)に影響を与える。第１信号サンプ
ル・ストリームＡ_xと第２信号サンプル・ストリームＢ_x
との間における従来の相互相関は、次のように定義され
る。

【００５９】

【数１６】

【００６０】ここで、＊は複素共役を意味し、Ｃ（ｋ）
は相関値である。上記計算は、多くの連続する「ｋ」の
値について繰り返し、相関値Ｃ（１）、Ｃ（２）・・・
等の集合を得る。「ｋ」の値は、可能な最小遅延値から
可能な最大遅延値まで、ｍ−ｎ個のサンプル到達の公称
時間差全体に及ぶ。

【００６１】相関値Ｃ（ｋ）は、サンプルＡ（ｊ＋１）
にて始まる第１サンプル・ストリームＡの、「ｋ」サン
プルだけ遅延した、即ち、Ｂ（ｊ＋ｋ＋１）にて始まる
第２サンプル・ストリームＢに対する類似度を表わす。
類似度は、Ｌ個の連続信号サンプルの間隔にわたって判
定される。相関値Ｃ（ｋ）は、相関の大きさおよび相関
位相を有する複素数である。「ｋ」の関数としてプロッ
トした、相関の大きさは自己相関関数と呼ばれる特性曲
線を示す。これは、信号に重畳される変調パターンによ
って決定される。

【００６２】信号が十分な長さのランダム・ディジタル
変調パターンである場合、または望ましい自己相関関数
を生成する所定のシーケンスの１つとなるように故意に
選択した場合、自己相関関数は図６に示すようになる。
図６ａは、帯域幅を制限されていないディジタル信号の
自己相関関数を古典的な形態で示す。振幅は、相関器の
入力にある信号が完全に整合する１においてピークとな
り、ピークから１ディジタル・シンボル期間正および負
方向に離れたところで０に低下する。ディジタル・シン
ボル期間は、変調が２進位相偏移変調（ＢＰＳＫ）の場
合１ビット期間に等しく、変調が直交位相偏移変調（Ｑ
ＰＳＫ）である場合２ビット期間に等しい。実際には、
変調信号帯域幅および受信帯域幅は、隣接チャネルの干
渉を防止するために制限される。より一般的には、ウィ
ーナー・ヒンチンの定理は、自己相関関数は信号スペク
トルの逆フーリエ変換であり、送信機および受信機のフ
ィルタリングによって影響を受けると述べている。図６
ｂに示すように、典型的な実際の自己相関関数は、図６
ａに示す関数よりも丸みを帯び、ピークから離れるに連
れて振幅が減少しながら発振する。

【００６３】自己相関関数の振幅をプロットすると、関
数の負の揺れ(swing)が、正半面(positive half plane)
（図６ｂにおいて破線で示す）内に反映される。最初の
ヌル同士間のメイン・ローブの幅は、信号のメイン・ス
ペクトル・ローブの逆にほぼ等しい。例えば、信号スペ
クトル・ローブの幅が約４０ＫＨｚである場合、自己相
関ピークの幅は約２５マイクロ秒となる。したがって、
到達時間差の概略的な第１遅延推定値は、第１複素信号
ストリームＡを第２複素信号ストリームＢと相関付け、
サンプル遅延「ｋ」のどの値に対して相関の大きさが最
大になるかを判定することによって、得ることができ
る。この判定の精度は、２５マイクロ秒のいずれかの端
数、例えば、２５マイクロ秒の１／１０、即ち、±２．
５マイクロＳである。

【００６４】概略的な遅延推定値は、位相を無視した相
関値Ｃ（ｋ）の大きさから得られた。しかしながら、相
関値Ｃ（ｋ）の位相により、遅延を遥かに精度高く判定
することが可能となる。より数学的な式によって位相の
値を例示する。

【００６５】送信信号をＳ（ｔ）で示し、以下の式で与
えられるとする。

【数１７】Ｓ（ｔ）＝Ｚ（ｔ）ＥＸＰ（ｊｗｔ）

【００６６】ここで、Ｚ（ｔ）は、信号のキャリア周波
数の位相および振幅変調双方を記述する複素関数であり
（純粋な位相変調でない場合、または純粋な振幅変調の
場合）、ＥＸＰ（ｊｗｔ）は未変調キャリア周波数を表
わす。送信信号Ｓ（ｔ）は、第１受信局１０４において
第１遅延Ｔ１で受信され、第２受信局１０６において第
２遅延Ｔ２で受信される。したがって、第１受信局１０
５で受信される信号Ａ（ｔ）および第２受信局１０６で
受信される信号Ｂ（ｔ）は、以下のように与えられる。

【００６７】

【数１８】Ａ（ｔ）＝Ｚ（ｔ−Ｔ１）ＥＸＰ（ｊｗ（ｔ−Ｔ１))およびＢ（ｔ）＝Ｚ（ｔ−Ｔ２）ＥＸＰ（ｊｗ（ｔ−Ｔ２))

【００６８】信号Ａ（ｔ）およびＢ（ｔ）は、時点
ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃・・・ｔ_i＝ｉ・ｄＴにおいてサンプリン
グされる。ここで、ｄＴは双方の局１０４および１０６
において同期を想定したサンプル間の間隔である。した
がって、以下に示す第１および第２信号サンプル・スト
リームＡ（ｉ）およびＢ（ｉ）が発生する。

【００６９】

【数１９】Ａ（ｉ）＝Ａ（ｉ・ｄＴ）＝Ｚ（ｉ・ｄＴ−Ｔ１）ＥＸＰ（ｊｗ（ｉ・ｄＴ−Ｔ１))およびＢ（ｉ）＝Ｂ（ｉ・ｄＴ）＝Ｚ（ｉ・ｄＴ−Ｔ１）ＥＸＰ（ｊｗ（ｉ・ｄＴ−Ｔ２))

【００７０】すると、相関値Ｃ（ｋ）は次に示すように
表わすことができる。

【数２０】

【００７１】複素指数項は、総和のインデックス「ｉ」
とは無関係であるので、総和の外側に移動することがで
き、次の式が得られる。

【００７２】

【数２１】

【００７３】ここで、Ｃｍ（ｋ）は、キャリア周波数
「ｗ」から除外した信号変調Ｚ（ｔ）の自己相関関数で
あり、その自己相関関数は図６ｂで例示したものであ
る。

【００７４】複素指数項は常に単位量(unit magnitude)
であるので、相関値Ｃ（ｋ）の大きさに影響を与えな
い。相関値Ｃ（ｋ）は、自己相関関数Ｃｍ（ｋ）に等し
いが、その位相角に次に示す量だけ影響を及ぼす。

【００７５】

【数２２】 φ（ｋ）＝ｗ（ｋ・ｄＴ−（Ｔ１−Ｔ２))

【００７６】最大の大きさを有する相関値Ｃ（ｋ）を求
める際に、ｋ・ｄＴが真の遅延差Ｔ１−Ｔ２に最も近づ
き、したがってφ（ｋ）を最小化する「ｋ」の値が求め
られた。勿論、φ（ｋ）は、いずれの場合でも被約モジ
ュロ−２π(reduced modulo-2π)であるので、キャリア
周波数ｗの全サイクルがどれだけ失われるのか正確に言
うことはできない。これは、キャリア周波数ｗの波長の
未知数の距離差測定値ｄＲにおける曖昧さに対応する。
概略的な推定の誤差が±２．５μＳであり、キャリア周
波数が２ＧＨｚである場合、曖昧さは±５００波長とな
る。したがって、可能な値が１，０００個ある場合どれ
が真の遅延値であるのかを言うことは不可能である。こ
の曖昧さは、本発明によれば、送信機が異なる周波数を
用いているときの相関を繰り返すことによって解消す
る。説明の目的上、キャリア周波数ｗが第１周波数ｗ₁
に等しく、差周波数を第２周波数ｗ₂とした概略的な例
示(about example)を行なった。そして、次の式を得
た。

【００７７】

【数２３】 φ（１，ｋ）＝ｗ₁・（ｋ・ｄＴ−（Ｔ１−Ｔ２)) φ（２，ｋ）＝ｗ₂・（ｋ・ｄＴ−（Ｔ１−Ｔ２))

【００７８】受信局において、同じ「ｋ」の値を有する
相関を比較するように注意する。

【００７９】距離差ｄＲ＝Ｔ１−Ｔ２が、送信機が第１
周波数ｗ₁で送信する時点とそれが第２周波数ｗ₂で送信
する時点との間で変化しないと仮定すると、前述の位相
値を減算して位相差ｄφが求められる。

【００８０】

【数２４】ｄφ＝φ（１，ｋ）−φ（２，ｋ）＝（ｗ₁−ｗ₂）・（ｋ・ｄＴ− （Ｔ１−Ｔ２)) ｋ・ｄＴ−（Ｔ１−Ｔ２）の値は、±２．５μＳ程度の
値をｋに選択することによって既約した(reduced)こと
が思い出されよう。ここで、差ｗ₁−ｗ₂がπ／５μＳ未
満となるように第１および第２周波数の値ｗ₁およびｗ₂
を選択することによって（即ち、周波数差は１００ＫＨ
ｚである）、例えば、先に決定した位相差ｄφの値は±
π／２の間となり、したがって曖昧ではなくなる。ま
た、次のように、距離差Ｔ１−Ｔ２に一層高精度化した
値を決定する。

【００８１】

【数２５】

【００８２】例えば、ｗ₁−ｗ₂が２π×５０ＫＨｚであ
り、±５゜の精度で位相差ｄφを測定可能であると仮定
する。すると、距離差Ｔ１−Ｔ２上の残留誤差ε_rは、
次のようになる。

【００８３】

【数２６】 ε_r＝±５／３６０．５００００＝±０．２７μＳ

【００８４】したがって、精度は、ほぼ１桁、２．５μ
Ｓから０．２７μＳの精度に改善されたことになる。

【００８５】ここで、周波数差ｗ₁−ｗ₂の値を大きくし
て、測定を繰り返すことができる。ここでは、０．２７
μＳという小さな確信度で開始し、モジュロ−２πの曖
昧さを生ずることなく、１ＭＨｚ程度の周波数差の使用
が可能となる。１ＭＨｚの周波数差を用いると、精度は
更に２０倍改善され、±０．０１３５μＳとすることが
できる。これは、距離差の誤差が±４メートルであるこ
とを表わす。

【００８６】距離差Ｔ１−Ｔ２の値が、第１周波数ｗ₁
での送信期間と第２周波数ｗ₂での送信期間との間で一
定でない場合、図２および図３にグラフで示す方法によ
って、即ち、同一周波数上での連続測定間の差を判定
し、次いで内挿補間または外挿補間を行なって、同じ時
点に変換された異なる周波数上での測定間の差を判定す
ることにより、変化率を判定することができる。

【００８７】以上のように、到達時間差の測定および複
素相関位相差計算の組み合わせを用いて、いかにして精
度高く距離差を判定し、公知の双曲線ナビゲーション方
程式(hyperbolic navigation equation)を解くことによ
って送信機の位置を判定することができるかについて示
した。

【００８８】図７は、本発明が必要とする少なくとも２
箇所の離れた受信局として、第１および第２軌道衛星１
２８，１３０を用いた場合を示す。移動送信機１０２か
らの信号は、衛星１２８および１３０によって受信さ
れ、衛星１２８および１３０は、送信機の元の周波数か
らフィーダリンク周波数に信号を変換した後、この信号
を第１および第２地上アンテナ１３２および１３４のそ
れぞれに中継する。好ましくは、アンテナ１３２および
１３４は、地上のほぼ同じサイトに配置することによ
り、共通のデュアル・チャネル受信システム１３６への
接続を簡便化する。

【００８９】図８は、第１および第２受信チャネルを有
するデュアル・チャネル受信システムの一例を更に詳細
に示す。第１アンテナ１３２からの信号は、第１ダウン
コンバータ２０１に供給され、第２アンテナ１３４から
の信号は第２ダウンコンバータ２０２に供給される。第
１ダウンコンバータ２０１は、ロー・ノイズ増幅器２０
１ａ、フィルタ２０１ｂ、ミキサ２０１ｃおよび局部発
振器２０１ｄを備えている。第２ダウンコンバータ２０
２は、同じく、ロー・ノイズ増幅器２０２ａ、フィルタ
２０２ｂ、ミキサ２０２ｃおよび局部発振器２０２ｄに
よって構成されている。ダウンコンバータ２０１および
２０２は、それぞれのアンテナの焦点に位置することが
好ましい。何故なら、導波路を用いて元のマイクロ波フ
ィーダリンク信号を送信するよりも、可撓性同軸ケーブ
ルを用いて中間周波数出力を次の処理回路に送信する方
が簡単であるからである。

【００９０】ダウンコンバータ２０１および２０２から
の中間周波数出力は、更に、ＩＦフィルタ増幅器２０３
および２０４において、増幅および濾波される。ＩＦフ
ィルタ増幅器２０３および２０４の出力は、それぞれの
直交ダウンコンバータに供給される。直交ダウンコンバ
ータ２０５および２０７には、第１衛星１２８から受信
した信号が供給され、直交ダウンコンバータ２０６およ
び２０８には、第２衛星１３０から受信した信号が供給
される。直交ダウンコンバータ２０５、２０６、２０７
および２０８は、それらの入力信号を、双方の受信チャ
ネルに共通の第３局部発振器２１０からのサインおよび
コサイン波信号と混合する。直交ダウンコンバータ２０
５および２０６は、Ｉ−波形をデマルチプレクサ／デジ
タイザ２１１および２１２のそれぞれに出力する。直交
ダウンコンバータ２０７および２０８は、Ｑ−波形をデ
マルチプレクサ／デジタイザ２１１および２１２のそれ
ぞれに出力する。時間多重化フィーダリンクの動作につ
いては、米国特許第５，５９６，９６１号、第５，５５
５，２７１号、第５，６１９，５０３号、第５，６１
９，２１０号、第５，５７４，９６７号、第５，５６
８，０８８号、および第５，６４２，３５８号に更に詳
細に記載されている。その開示内容は、この言及により
本願にも含まれるものとする。

【００９１】フィーダリンク信号は、衛星の受信アンテ
ナ・エレメントからの信号の時間多重、およびいずれか
の既知の検査または較正信号を含む。較正信号は、例え
ば、衛星上で１＋ｊ０に設定し、そのサンプルが時間多
重化フィーダリンク・ストリーム上で発生したときに、
Ｉ−波形が１であり、Ｑ−波形が０であることがわかる
ようにすることができる。したがって、デマルチプレク
サ・ユニット２１１および２１２は、直交ダウンコンバ
ータ２０５、２０６、２０７および２０８から受信した
ＩおよびＱ波形から、較正信号サンプルを抽出する。こ
れらの較正信号サンプルは、自動周波数制御（ＡＦ
Ｃ）、自動利得制御（ＡＧＣ）および同期（ＳＹＮＣ）
ユニット２１３および２１４に供給され、ここで、生成
された予想値および誤差信号と較正サンプルを比較す
る。誤差信号は３つの目的に用いられる。即ち、（１）
ＡＧＣをＩＦフィルタ増幅器２０３および２０４に適用
し、較正サンプルの大きさを予想値に制御するため、
（２）ＡＦＣまたは自動位相制御（ＡＰＣ）を第１およ
び第２局部発振器２０１ｄおよび２０２ｄに適用し、較
正サンプルの位相を予想値に制御するため、および
（３）デマルチプレクサ２１１および２１２におけるあ
らゆるサンプリング・タイミング誤差を補正し、それら
の最適なサンプリング範囲の中央において、較正サンプ
ルをサンプリングするためである。このように、２系統
のフィーダリンク・チャネルにおける位相および振幅整
合誤差は全て、衛星からそれぞれの地上処理チャネルを
経由してデマルチプレクサ２１１および２１２の出力に
至るまでに除去される。

【００９２】デマルチプレクサ２１１および２１２の出
力は、各々、衛星受信アンテナの一方１３２または１３
４が受信した全ての信号の複合体を表わす。これは、異
なるチャネル周波数上で動作する多くの移動送信信号か
ら成る場合もある。ディジタル・チャネル分割ユニット
２１５および２１６が、最初に、各アンテナ・エレメン
トからの信号を、異なるチャネル周波数ｗ₁，ｗ₂・・・
ｗ_nに対応する各エレメントから多数の信号に分割す
る。特定の周波数、例えば、ｗ₁に対するアンテナ・エ
レメント信号集合が、次に、第１衛星１２８では参照番
号２１７で示し、第２衛星１３０では参照番号２１８で
示す、ディジタル・ビームフォーマに供給される。周波
数ｗ_nに対するアンテナ・エレメント信号集合は、ディ
ジタル・ビームフォーマ２１９および２２０に供給され
る。図示するのは４つのビームフォーマ２１７、２１
８、２１９および２２０だけであるが、各周波数ｗ₁，
ｗ₂・・・ｗ_n毎に、別個のディジタル・ビームフォーマ
対がある。

【００９３】ディジタル・ビームフォーマ２１７、２１
８、２１９および２２０は、各衛星アンテナ・エレメン
トからの信号を、複素係数を用いて結合し、異なる方向
からの信号を判別する多数の方向性受信ビームを作成す
る。例示のシステムでは、最初にチャネル分割を行い、
次いで方向分割を行なうが、これは単に好ましい配列に
過ぎないことは理解されよう。チャネル分割および方向
分割の動作は、帯域幅ビーム・フォーマ、およびそれに
続くチャネル分割を各ビーム毎に用いることによって、
逆にすることも可能である。好ましい配列の利点は、異
なるチャネル周波数上におけるビーム方向のスタガリン
グを可能とし（単一の周波数上でのタイムスロットでさ
えも）、地上における周波数再利用を進めることによっ
て、スペクトル効率を高めることである。これは、先に
本願にも含まれるものとした引例に更に詳しく記載され
ている。

【００９４】このように形成した受信ビームの１つに送
信機１０２が位置した場合、その信号は、当該送信機の
周波数に割り当てられたビームフォーマのビーム出力の
適切なものによって強化されて現れる。例えば、送信機
１０２が第１周波数またはチャネルｗ₁上で送信してい
る場合、その信号は、ビームフォーマ２１７の１つのビ
ーム出力、およびビームフォーマ２１８の異なるビーム
出力から現れる。これは、第１および第２衛星１２８お
よび１３０の空間における分離のために地球を照明する
のが多少異なるので、ビーム数が必ずしも第１および第
２衛星１２８および１３０と同一ではないためである。
したがって、図５に示した複素数ストリームＡ₁，Ａ₂，
Ａ₃・・・およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃・・・は、送信機１０２
が第１周波数ｗ₁上で動作しているときにはビームフォ
ーマ２１７および２１８それぞれから現れ、また送信機
１０２が第ｎ周波数ｗ_n上で動作しているときにはビー
ムフォーマ２１９および２２０から現れる。尚、送信信
号が現れるビーム出力がわかるように、少なくとも地上
におけるビームの直径の端数の精度で、他の何らかの手
段によって送信機１０２の位置が予めわかるようにして
おくことも勿論考えられる。これは、他のビームのＲＡ
ＣＨ検出器においてではなく、例えば、当該ビームに対
するＲＡＣＨ検出器（図示せず）における送信機１０２
からのランダム・アクセス・バーストを検出することに
よって、判定することができる。

【００９５】Dent（デント）およびEwerbring（イーワ
ブリング）の”Diversity-Oriented Channel Allocatio
n In A Mobile Communications System”（移動通信シ
ステムにおけるダイバシティ指向チャネル割当）と題
し、１９９４年１２月１２日に出願された米国特許出願
第０８／３０５，９０４号に記載されているように、サ
ンプル・ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃・・・およびＢ₁，Ｂ
₂，Ｂ₃・・・を処理して送信機１０２の位置を判定する
だけでなく、ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃・・・および
Ｂ₁，Ｂ₂，Ｂ₃・・・をダイバシティ復調およびデコー
ダに供給し、送信情報を抽出することも可能である。そ
の開示内容は、この言及により本願にも含まれるものと
する。

【００９６】一旦サンプル・ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃
・・・およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃・・・を発生したなら、こ
れらを格納するとよい。あるいは、相関のような、これ
らのある特性を計算し、オフライン処理のために格納し
てもよい。このようにすると、送信機の位置判定は、リ
アル・タイムで行なう必要はない。格納したサンプル・
ストリームを逆に処理することによって、必要に応じて
後に位置を推論することができる。更に、本発明は、地
上において正確に分かっている位置を与えるある数の固
定送信機を用い、所与の時点における衛星の位置のよう
な、必要なパラメータを判定するのに役立てることも含
むことができる。かかる送信機からの信号は、周期的に
送信することができ、地上におけるチャネル／ビーム処
理による出力から出現した後に、オフラインで処理する
ために格納することができる。

【００９７】本発明の要素は、位置を突き止める送信機
から信号を送信し、この信号を２箇所の別個の受信サイ
トにおいて受信し、各サイトにおいて同期した局部発振
周波数または既知の局部発振周波数およびサンプリング
時間基準を用いて、信号をダウンコンバートし、サンプ
リングし、ディジタル化することを含む。次に、それぞ
れの信号サンプルを、ネットワーク・プロセッサのよう
な、共通位置に伝達し、ここで処理して、送信機からそ
れぞれの受信サイトまでの高精度な距離差を求める。

【００９８】一実施態様では、２箇所の別個の受信サイ
トは、受信信号を地上局に中継する２つの軌道衛星中継
局を含む。信号を中継する際、衛星は、送信機から受信
した周波数を、フィーダリンクと呼ばれる異なる周波数
に変換し、フィーダリンク上で中継信号を地上局に移送
する。その場合、同期手段１２４が、それぞれの宇宙船
上にある局部発振器を同期させ、その間のあらゆる位相
誤差を好ましくは０に、または少なくとも予測可能とす
る手段を構成する。かかる手段は、地上局から双方の衛
星にパイロット信号を送信することも含み、衛星の移動
を考慮するために、衛星毎に別個にドプラ・シフトを再
補償することも可能である。言及により本願にも含まれ
るものとした、先に提示した特許は、マルチビームまた
は整相アレイ衛星受信アンテナと共に、各衛星において
受信した全ての信号の受信位相を、フィーダリンク送信
を通じて保存可能な衛星トランスポンダ手段について記
載する。その特性は、本願の場合にも有用である。

【００９９】言及により本願にも含まれるものとした引
例および図１から図６の補助によって先に説明した本発
明は、地上基地局または空港または軌道衛星局のいずれ
かを用い、更にＣＷ信号または短いＴＤＭＡ信号バース
トを含む、任意の変調による信号のいずれかを用いる種
々の送信機によって、種々の実施態様が可能である。前
述の教示の補助により当業者に可能なかかる変形全て
は、以下の特許請求の範囲に記載した本発明の精神およ
び範囲に該当するものとする。［図面の簡単な説明］

【図１】移動送信機および３箇所の受信局から成る本発
明によるシステムの図である。

【図２】図１に示した送信機が周被数ホッピングを行な
っている間に行われる連続位相差測定を示すグラフであ
る。

【図３】連続的に異なる周波数上で行われる位相差測定
を示すグラフである。

【図４】図１に示した受信局の内２箇所における信号の
非同時到達を示す図である。

【図５】２箇所の受信局において同時に到達しない信号
間の位相差測定を示す図である。

【図６ａ】ランダムなディジタル変調信号の自己相関関
数の一例を示すグラフである。

【図６ｂ】ランダムなディジタル変調信号の自己相関関
数の一例を示すグラフである。

【図７】受信局の少なくとも１つが衛星である、本発明
によるシステムの構成である。

【図８】本発明の一態様によるデュアル・チャネル受信
システムの一例の概略図である。

フロントページの続き (72)発明者デント、ポール、ウィルキンソンアメリカ合衆国ノースカロライナ、ピッツボロ、イーグルポイントロード 637 (72)発明者コーラパティ、ハビシュアメリカ合衆国ノースカロライナ、ローリー、アベントファーリイロード 2800、アパートメントエイチ − ６ (56)参考文献特開平５−203717（ＪＰ，Ａ) 特表平３−502995（ＪＰ，Ａ) 特表平５−500592（ＪＰ，Ａ) 国際公開95／26510（ＷＯ，Ａ１) 米国特許5596330（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01S 5/00 - 5/14 H04B 7/24 - 7/26 H04Q 7/00 - 7/38

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】移動送信機の位置を判定する方法であっ
て、前記移動送信機から第１周波数の第１信号を送信するス
テップと、第１および第２受信サイトにおいて、前記第１信号をそ
れぞれ第１および第２受信信号として受信するステップ
と、前記第１信号の送信後に前記移動送信機から第２周波数
の第２信号を送信するステップと、第１および第２受信サイトにおいて、前記第２信号をそ
れぞれ第３および第４受信信号として受信するステップ
と、前記第１および第２受信信号に基づいて第１位相差測定
を行なうステップと、前記第３および第４受信信号に基づいて第２位相差測定
を行なうステップと、前記第１および第２位相差測定ならびに前記第１および
第２周波数に基づいて、前記移動送信機の位置を判定す
るステップと、を含む方法。
【請求項２】第１位相差測定を行なう前記ステップ
は、基準信号に対する前記第１受信信号の第１位相を判定す
るステップと、前記基準信号に対する前記第２受信信号の第２位相を判
定するステップと、前記第１および第２位相に基づいて、前記第１位相差測
定を行なうステップと、を含む請求項１記載の方法。
【請求項３】第２位相差測定を行なう前記ステップ
は、基準信号に対する前記第３受信信号の第３位相を判定す
るステップと、前記基準信号に対する前記第４受信信号の第４位相を判
定するステップと、前記第３および第４位相に基づいて、前記第２位相差測
定を行なうステップと、を含む請求項２記載の方法。
【請求項４】前記移動送信機の位置を判定する前記ス
テップは、前記第１および第２位相差測定間の差を判定するステッ
プを含む請求項１記載の方法。
【請求項５】前記送信機の位置を判定する前記ステッ
プは、前記第１および第２周波数に基づいて周波数差を判定す
るステップと、前記第１および第２位相差ならびに前記周波数差に基づ
いて前記移動送信機の位置を判定するステップと、を含む請求項４記載の方法。
【請求項６】前記移動送信機の位置を判定する前記ス
テップは、前記第１および第２周波数間の周波数差を判定するステ
ップと、前記周波数差によって、前記第１および第２位相差測定
間の差をスケーリングし、距離差を求めるステップと、を含む請求項４記載の方法。
【請求項７】前記移動送信機の位置を判定する前記ス
テップは、一定の距離差の第１双曲線上において前記移動送信機の
位置を判定するステップを含む請求項６記載の方法。
【請求項８】更に、第３受信サイトならびに前記第１および第２受信サイト
の一方について、第３および第４位相差測定値を計算す
るステップと、前記第３受信サイトならびに前記第１および第２受信サ
イトの前記一方に関連する第２双曲線上において、前記
送信機を突き止めるステップと、前記第１および第２双曲線の共点に基づいて、前記移動
送信機の位置を判定するステップと、を含む請求項６記載の方法。
【請求項９】前記第１および第２受信サイトの少なく
とも一方は、地上設置セルラ基地局である請求項１記載
の方法。
【請求項１０】前記第１および第２受信サイトの少な
くとも一方は、衛星中継局である請求項１記載の方法。
【請求項１１】前記送信機はセルラ電話機を構成する
請求項１記載の方法。
【請求項１２】第１周波数の第１信号を送信する前記
ステップは、ランダム・アクセス・チャネルである前記第１周波数に
おいて送信するステップを含む請求項１記載の方法。
【請求項１３】第２周波数の第２信号を送信する前記
ステップは、トラフィック・チャネルである前記第２周波数を送信す
るステップを含む請求項１記載の方法。
【請求項１４】前記第１および第２周波数の少なくと
も一方は、周波数ホッピング通信のために前記移動送信
機に割り当てられた１組の周波数に含まれる請求項１記
載の方法。
【請求項１５】前記第１および第２周波数の少なくと
も一方は、時分割多元接続フォーマットにしたがってフ
ォーマットした信号バーストを含む請求項１記載の方
法。
【請求項１６】第１位相差測定を行なう前記ステッ
プ、および第２位相差測定を行なう前記ステップは、前記第１、第２、第３および第４受信信号を、当該第
１、第２、第３および第４受信信号の瞬時位相を表わす
数値のディジタル・ストリームに変換するステップと、前記数値ストリームならびに前記第１および第２周波数
に基づいて、前記送信機の位置を判定するステップと、を含む請求項１記載の方法。
【請求項１７】前記変換するステップは、前記第１および第３受信信号を第１中間周波数にダウン
コンバートするステップと、前記第２および第４受信信号を第２中間周波数にダウン
コンバートするステップと、前記ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４
受信信号をサンプリングし、かつアナログ／ディジタル
変換するステップと、を含む請求項１６記載の方法。
【請求項１８】前記第１および第３受信信号をダウン
コンバートする前記ステップは、第１局部発振器を用いて前記第１中間周波数を発生する
ステップを含み、前記第２および第４受信信号をダウンコンバートする前
記ステップは、第２局部発振器を用いて前記第２中間周波数を発生する
ステップを含む、請求項１７記載の方法。
【請求項１９】更に、前記第１および第２中間周波数
を共通基準周波数に同期させるステップを含む請求項１
７記載の方法。
【請求項２０】更に、衛星ナビゲーション信号から、
前記共通基準周波数を得るステップを含む請求項１９記
載の方法。
【請求項２１】更に、前記第１、第２、第３および第
４受信信号のサンプリングを共通時間基準に同期させる
ステップを含む請求項１７記載の方法。
【請求項２２】更に、衛星ナビゲーション信号から前
記共通時間基準を得るステップを含む請求項２１記載の
方法。
【請求項２３】前記中間周波数はほぼゼロであり、サンプリングおよびアナログ／ディジタル変換を行なう
前記ステップは、前記ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４
受信信号を直交変換し、複素値を含む数値ストリームを
生成するステップを含む、請求項１７記載の方法。
【請求項２４】サンプリングおよびアナログ／ディジ
タル変換を行なう前記ステップは、前記ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４
受信信号を対数極変換（logpolar converting）し、瞬
時信号位相および振幅を表わす数値対を含む、数値ストリームを生成するステップを含む請求項１７記
載の方法。
【請求項２５】前記位置を判定する前記ステップは、前記第１、第２、第３および第４受信信号に対して、第
１、第２、第３および第４位相差測定値を判定するステ
ップを含む請求項１６記載の方法。
【請求項２６】前記位置を判定する前記ステップは、前記数値ストリームを相関付け、前記第１および第２受
信信号ならびに前記第３および第４受信信号が到達する
間における遅延をサンプルの整数値で判定し、かつ第１
および第２相関位相をそれぞれ判定するステップを含む
請求項２５記載の方法。
【請求項２７】前記相関付けを行なうステップは、前記第１周波数および前記第２周波数において前記相関
位相を判定するステップと、前記相関位相を用いて、前記第１および第２位相差測定
値を判定するステップと、を含む請求項２６記載の方法。
【請求項２８】第１位相差測定を行なう前記ステップ
は、異なる時点において前記第１位相差測定値の多数の測定
を行なうステップと、前記多数の測定値を内挿補間または外挿補間し、前記第
２位相差測定を行なった時点における、前記第１位相差
測定値に対する値を決定するステップと、を含む請求項１記載の方法。
【請求項２９】更に、前記第１および第２周波数間の周波数差を判定するステ
ップと、前記周波数差を所定の周波数値と比較するステップと、前記判定した周波数差が前記所定の周波数値よりも小さ
い場合、前記周波数差が大きくなるように、前記第１お
よび第２周波数の少なくとも一方に対して新たな値を選
択し、更に前記第１および第２周波数の少なくとも一方
に対して前記新たな値を用いて、前記第１および第２位
相差測定を繰り返すステップと、を含む請求項１記載の方法。
【請求項３０】移動送信機の位置を判定するシステム
であって、前記移動送信機は、第１および第２周波数に
おいて第１および第２信号をそれぞれ送信可能であり、
前記第２信号は前記第１信号の後に送信され、前記第１および第２局において受信した前記第１信号
と、その後に前記第１および第２局において受信した前
記第２信号との間の第１および第２位相差をそれぞれ判
定する位相比較手段と、前記第１および第２位相差測定ならびに前記第１および
第２周波数に基づいて、前記移動送信機の距離差測定値
を判定するネットワーク制御プロセッサと、を備えるシステム。
【請求項３１】前記第１および第２受信局の少なくと
も一方は、衛星中継局を含む請求項３０記載のシステ
ム。
【請求項３２】前記第１および第２受信局の少なくと
も一方は、地上設置セルラ基地局を含む請求項３０記載
のシステム。
【請求項３３】前記移動送信機は、セルラ電話機を含
む請求項３０記載のシステム。