JP2002504664A

JP2002504664A - 移動送信機の位置を判定する方法およびシステム

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Publication number: JP2002504664A
Application number: JP2000524685A
Authority: JP
Inventors: デント、ポール、ウィルキンソン; コーラパティ、ハビシュ
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1997-12-10
Filing date: 1998-11-20
Publication date: 2002-02-12
Anticipated expiration: 2018-11-20
Also published as: CA2313485A1; CN1281553A; DE69812161D1; EP1038188A1; CN1311242C; DE69812161T2; EP1038188B1; BR9813458A; WO1999030181A9; AU747967B2; TW396691B; JP3383797B2; US6243587B1; WO1999030181A1; AU1594499A

Abstract

(57)【要約】セルラ電話機のような移動送信機の位置を判定するシステムおよび方法を提供する。送信機は、第１周波数の第１信号（ＲＡＣＨ信号等）を第１および第２受信局に送信する。受信サイトは既知の場所に位置する。次に、送信機は第２周波数の第２信号（トラフィック信号等）を第１および第２受信局に送信する。第１および第２受信サイトにおける第１および第２信号の位相を測定する。測定した位相ならびに第１および第２周波数値を用いて、距離差を計算する。この距離差は、第１および第２受信局を焦点として有する第１双曲線を定義し、その上で送信機を突き止める。この手順を、異なる対の受信サイトを用いて繰り返すことによって、第２双曲線を決定することができる。第１および第２双曲線の共点が送信機の位置を規定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（発明の背景）本発明は、一般的に、位置検出方法およびシステムに関し、更に特定すれば、
２箇所以上の受信サイトにおいて受信した２つ以上の周波数の送信信号間の位相
差に基づいて、セルラ電話機のような移動通信機器即ち送信機の位置を検出する
方法およびシステムに関するものである。

【０００２】従来の位置検出システム、即ち、ナビゲーションシステムは、大きく２つの分
類、受動ナビゲーション・システムおよび能動ナビゲーション・システムに分割
することができる。受動ナビゲーション・システムでは、移動通信機器は、既知
の場所に位置する送信機から受信する信号に基づいてその位置を判定する。能動
ナビゲーション・システムでは、移動通信機器が信号を送信し、既知の場所に位
置する１つ以上の受信機がこれを受信する。次いで、受信信号および受信機の既
知の位置に基づいて、移動通信機器の位置を判定する。

【０００３】これまで、一般的には、受動ナビゲーション・システムの方が能動ナビゲーシ
ョン・システムよりも好まれていた。このように好まれる理由の１つとして、能
動システムでは、各移動ユニットはその位置を判定するために信号を送信しなけ
ればならないことがあげられる。単一の能動システム内の移動ユニット数は百万
単位にもなり得るので、これらの信号は能動システムに過度な輻輳を生じ、シス
テムに誤動作を招く虞れがある。この問題は、移動ユニットの位置を連続的に高
い精度で判定する必要がある状況において更に悪化する。例えば、航空機は、そ
の高速度のために事実上連続的な位置判定を必要とし、したがって事実上連続的
に信号を送信しなければならない。かかる信号を多数の移動ユニットに連続的に
送信させると、恐らく能動ナビゲーション・システムの過負荷、即ち、輻輳が発
生する可能性がある。

【０００４】従来技術の能動ナビゲーション・システムの１つに、ＧＥＯＳＴＡＲ社によっ
て提供されていた(espouse)ものがある。ＧＥＯＳＴＡＲシステムでは、少なくとも１つの軌道衛星が移動トランスポンダに信号を送信し、移動トランスポンダ
からの回答を受信する。計算の目的上、ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、移動トラン
スポンダが地球の表面上にあると仮定する。信号が衛星から移動トランスポンダ
まで伝達し更に衛星に戻ってくるまでに要する時間（ループ伝搬遅延）を測定す
ることによって、移動トランスポンダは、計算された適切な半径の球上のどこか
に位置することを判定することができる。計算した球と地球の表面との交差は円
となるので、ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、これによって、移動送信機がこの円上
のどこかにあることを突き止める訳である。２つの衛星を用いると、移動トラン
スポンダが第２の円上に位置することも推論可能となる。これら２つの円の交差
は２点であるので、ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、したがって、移動トランスポン
ダが２点の一方にあることを突き止めることができる。

【０００５】ＧＥＯＳＴＡＲシステムには、生憎、いくつかの重大な欠点がある。第１に、
ＧＥＯＳＴＡＲシステムには、他の従来技術の能動ナビゲーション・システムに
生ずるのと同様の輻輳という問題がある。第２に、ＧＥＯＳＴＡＲシステムは、
ループ遅延の測定に基づくが、この信頼性または精度には疑問があることが多い
。例えば、ループ遅延測定の精度は、トランスポンダのハードウエアにおけるタ
イミング誤差による悪影響を受ける。この誤差は、温度、不正確な製造許容度等
のような、多数の既知の要因によって生じ得るものである。加えて、ＧＥＯＳＴ
ＡＲシステムは、通常、高精度のループ遅延測定を確保するために、広帯域信号
送信を用いている。しかしながら、かかる広帯域信号送信は、利用可能な帯域幅
の大部分を占有するため、前述の輻輳問題に対する重大な要因となる。

【０００６】容量は、セルラ通信システムおよび衛星利用移動通信システムの中核における
重要問題である。サービス・エリアを多数の小さなセルに分割し、有限数の利用
可能な無線周波数を、適当に分離された異なるセルにおいて繰り返し再利用する
ことにより、全てのユーザに十分な容量を確保する。１９９７年４月８日にＤｅ
ｎｔ（デント）に発行された米国特許第５，６１９，５０３号は、マルチ・セル
またはマルチ・ビーム通信システムに対する改良について記載しており、高密度
化した周波数の再利用による高容量化を図り、最終的にあらゆるセルまたはビー
ムにおいて異なる目的のためにあらゆる周波数チャネルを使用することを可能と
する。米国特許第５，６１９，５０３号の開示内容は、この言及により本願にも
含まれるものとし、能動ナビゲーション・システムの連続動作を可能にするため
に必要な容量増大をもたらすものである。初期の概略的な位置推定値を得る方法
も記載されており、本発明においても使用可能である。

【０００７】したがって、当技術分野には、位置判定精度の向上を図った移動送信機の能動
位置判定を行なうシステムおよび方法が求められている。

【０００８】（発明の概要）この要望は、送信機からの第１周波数の第１信号および第２周波数の第２信号
を第１および第２受信局において受信するようにした、本発明による方法および
システムによって満たされる。第１および第２受信局において受信した信号の位
相シフトに基づいて、距離差を計算し、受信局を焦点として有する第１双曲線上
において送信機を突き止める。

【０００９】本発明の一態様によれば、セルラ電話機のような移動送信機の、第１および第
２受信サイトに対する位置を判定する方法を提供する。第１および第２受信サイ
トのいずれかまたは双方は、地上設置基地局または衛星中継局とすることができ
る。移動送信機によって第１周波数の第１信号を送信し、第１および第２受信サ
イトにおいて、それぞれ第１および第２受信信号として受信する。移動送信機に
よって第２周波数の第２信号を送信し、第１および第２受信サイトにおいて、そ
れぞれ第３および第４受信信号として受信する。第１および第２受信信号に基づ
いて、第１位相差測定を行なう。第３および第４受信信号に基づいて、第２位相
差測定を行なう。第１および第２位相差測定値、ならびに第１および第２周波数
と第１および第２の既知の位置に基づいて、移動送信機の位置を判定する。即ち
、第１および第２周波数に基づいて、第１および第２位相差測定値のスケーリン
グを行い、距離差を判定する。例えば、第１および第２周波数間の周波数差を判
定し、この周波数差によって第１および第２位相差測定値間の差をスケーリング
し、距離差を求める。

【００１０】第１位相差測定は、第１受信信号の第１位相シフトを判定し、第２受信信号の
第２位相シフトを判定し、第１および第２位相シフトに基づいて、第１位相差測
定を行なうことによって実行することが好ましい。同様に、第２位相差測定は、
第３受信信号の第３位相シフトを判定し、第４受信信号の第４位相シフトを測定
し、第３および第４位相シフトに基づいて、第２位相差測定を行なうことによっ
て実行することが好ましい。

【００１１】計算した距離差によって、第１および第２受信局を焦点に有する第１双曲線上
に送信機を位置付ける。送信機の位置を更に規定するために、本方法は、更に、
第３受信サイトならびに第１および第２受信サイトの一方について、第３および
第４位相差測定値を計算するステップと、第３受信サイトならびに第１および第
２受信サイトの一方に関連する第２双曲線上において、送信機を突き止めるステ
ップと、第１および第２双曲線の交点に基づいて、移動送信機の位置を判定する
ステップとを含むことができる。

【００１２】第１周波数はランダム・アクセス・チャネルとすることができ、第２周波数は
トラフィック・チャネルとすることができる。好ましくは、第１および第２周波
数の少なくとも一方は、周波数ホッピング通信のために、移動送信機に割り当て
られた１組の周波数に含まれる。第１および第２周波数の少なくとも一方におけ
る信号は、時分割多元接続フォーマットに応じてフォーマットされた信号バース
トで構成することができる。

【００１３】本発明の一態様は、必要な測定を行なうプロセスである。例えば、第１位相差
測定を行なうステップおよび第２位相差測定を行なうステップは、第１、第２、
第３および第４受信信号を、当該第１、第２、第３および第４受信信号の瞬時位
相を表わす数値のディジタル・ストリームに変換するステップと、数値ストリー
ムならびに第１および第２周波数に基づいて、送信機の位置を判定するステップ
とを含むものとすることができる。

【００１４】加えて、変換するステップは、第１および第３受信信号を第１中間周波数にダ
ウンコンバートするステップと、第２および第４受信信号を第２中間周波数にダ
ウンコンバートするステップと、ダウンコンバートした第１、第２、第３および
第４受信信号をサンプリングし、かつアナログ／ディジタル変換するステップと
を含むものとすることができる。第１および第２中間周波数は、共通基準周波数
に同期させることができる局部発振器によって発生することができる。共通基準
周波数は、衛星ナビゲーション信号から得ることも可能である。

【００１５】中間周波数がほぼゼロの場合、サンプリングおよびアナログ／ディジタル変換
を行なうステップは、ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４受信信
号を直交変換し、複素値を含む数値ストリームを生成するステップを含むことが
できる。あるいは、サンプリングおよびアナログ／ディジタル変換を行なうステ
ップは、ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４受信信号を対数極変
換(logpolar converting)し、瞬時信号位相および振幅を表わす数値対を含む、数値ストリームを生成するステップを含むことができる。

【００１６】位置を判定するステップは、第１、第２、第３および第４受信信号に対して、
第１、第２、第３および第４位相差測定値を判定するステップを含むことができ
る。次に、数値ストリームを相関付け、第１および第２受信信号ならびに第３お
よび第４受信信号が到達する間における遅延をサンプルの整数値で判定し、かつ
第１および第２相関位相をそれぞれ判定することができる。相関付けを行なうス
テップは、第１周波数および第２周波数において相関位相を判定し、相関位相を
用いて、第１および第２位相差測定値を判定することを含むものとすることがで
きる。

【００１７】本発明は、更に、位相測定値の時間変換も可能とする。例えば、第１位相差測
定を行なうステップは、異なる時点において第１位相差測定値の多数の測定を行
ない、多数の測定値を内挿補間または外挿補間し、第２位相差測定を行なった時
点における、第１位相差測定値の値を決定するステップを含む。

【００１８】本発明にしたがって第１および第２周波数間の差を変化させることにより、精
度を調節することができる。即ち、第１および第２周波数間の周波数差を判定す
る。次に、周波数差を所定の周波数値と比較する。判定した周波数差が所定の周
波数値よりも小さい場合、周波数差が大きくなるように、第１および第２周波数
の少なくとも一方に対して新たな値を選択する。次いで、更に第１および第２周
波数の少なくとも一方に対して新たな値を用いて、第１および第２位相差測定を
繰り返す。

【００１９】本発明の別の態様によれば、移動送信機の位置を判定するシステムを提供する
。移動送信機は、第１および第２周波数において第１および第２信号をそれぞれ
送信可能である。本システムは、第１信号を受信する第１および第２受信局と、
第１および第２局において受信した第１信号に基づいて第１位相差を計算するネ
ットワーク制御プロセッサとを備える。また、第１および第２受信局は、第２信
号も受信し、ネットワーク制御プロセッサは、２箇所の局において受信した第２
信号に基づいて第２位相差を計算する。次に、ネットワーク制御プロセッサは、
第１および第２位相差測定ならびに第１および第２周波数に基づいて、移動送信
機の距離差測定値を判定する。第１受信局は、第１受信局において受信した第１
および第２信号に対して、それぞれ、第１および第３位相値を判定する第１位相
測定回路を備える。同様に、第２受信局は、第２受信局において受信した第１お
よび第２信号に対して、それぞれ、第２および第４位相値を判定する第２位相測
定回路を備える。

【００２０】本発明のこれらおよびその他の特徴ならびに利点は、以下の詳細な説明、添付
図面および添付した特許請求の範囲から明白となろう。

【００２１】（発明の詳細な説明）本発明にしたがって移動送信機１０２の位置を判定するシステム１００を図１
に示す。移動送信機１０２は、セルラ電話機、衛星通信機、または信号を送信す
る他のいずれかの移動通信機器とすることができる。既知の位置に配置されてい
る第１、第２および第３受信局またはサイト１０４、１０６および１０８が、移
動送信機１０２によって送信された信号を受信する。受信サイト１０４、１０６
および１０８は、移動電話ネットワークに属する地上設置セルラ基地局(land-ba
sed cellular base station)、少なくとも１つの陸上局と通信する軌道衛星リレ
ー局、またはその組み合わせであることが考えられる。ネットワーク制御プロセ
ッサ１１０が、受信局１０４、１０６および１０８を制御し、受信局１０４、１
０６および１０８からの情報を受信し、この情報に基づいて、移動送信機１０２
の位置を計算する。また、ネットワーク制御プロセッサ１１０は、位相または周
波数基準信号Ｓ_Rを受信局１０４、１０６および１０８に供給する。尚、受信局１０４、１０６および１０８ならびにネットワーク制御プロセッサ１１０は、広
く分離されている場合もあり、したがって、信号は無線リンクのような通信リン
クを通じて通信機器間で送信されることは理解されよう。

【００２２】別個のユニットとして図示するが、ネットワーク制御プロセッサ１１０は、計
算を実行する種々の回路およびプロセッサで構成されている。これらの回路およ
びプロセッサは、代わりに、受信局１０４、１０６および１０８の１つに内蔵し
たり、あるいは複数のサイト間で分割してもよいことは、当業者であれば容易に
理解しよう。従来の構成要素および回路の構造、制御および構成は、殆どの部分
について、容易に理解できるブロック図および概略図として図面に示されている
。本明細書内の記載を適正に解釈した当業者には簡単明瞭な構造上の詳細によっ
て本開示を不明瞭にしないために、本発明に関連のある具体的な詳細のみを示す
ことにする。

【００２３】本発明は、２箇所以上の受信局を用いて実現することができる利点がある。即
ち、移動送信機１２０は、第１周波数ｗ₁の第１信号Ｓ₁を送信し、これを第１お
よび第２受信局１０４および１０６が、それぞれ第１および第２受信信号として
受信する。第１周波数ｗ₁は、ランダム・アクセス・チャネル（ＲＡＣＨ）とすることができ、送信機１０２が最初に局１０４、１０６および１０８ならびにプ
ロセッサ１１０との接触を開始する際に用いられる。公知のように、第１信号Ｓ ₁ は、第１受信局への送信中に第１位相シフトφ_A1を受け、更に第２受信局１０６への送信中に第２位相シフトφ_B1を受ける。位相シフトφ_A1およびφ_B1の大き
さは、第１信号Ｓ₁の各局１０４および１０６への伝達距離によって異なる。その結果、第１および第２位相シフトφ_A1およびφ_B1は、移動送信機１０２が第１
および第２受信局１０４および１０６から等距離にない限り、等しくはならない
。

【００２４】第１および第２受信局１０４および１０６は、ネットワーク制御プロセッサ１
１０のＧＰＳ衛星システムのような、共通ソースから周波数および位相基準信号
を受信する。局１０４および１０６は、共通位相基準信号を用いて、第１信号Ｓ ₁ の受信位相φ_A1およびφ_B1を測定し、位相測定値をネットワーク制御プロセッサに渡す。

【００２５】ネットワーク制御プロセッサ１１０は、以下の式にしたがって、第１位相差測
定値Δφ₁を判定する。

【００２６】

【数１】

【００２７】移動送信機１０２は、次に、第２周波数ｗ₂の第２信号Ｓ₂を送信し、これも同
様に、第１および第２局１０４および１０６がそれぞれ第３および第４受信信号
として受信する。第２周波数ｗ₂は、トラフィック・チャネルとすることができ、例えば、ＲＡＣＨチャネル上での最初の接触の後に通信トラフィックを渡すた
めに送信機１０２に割り当てられる。移動送信機１０２は、ネットワーク制御プ
ロセッサ１１０またはその他の制御機構からのコマンド上で、所定の周波数変更
スケジュール（周波数ホッピング・スケジュール）にて、第１および第２周波数
ｗ₁およびｗ₂間で変更を行なったり、あるいはこれらの周波数で送信することが
できる。第２信号Ｓ₂は、第１受信局１０４への送信中に第３位相シフトφ_A2を受け、更に第２受信局１０６への送信中に第４位相シフトφ_B2を受ける。位相シ
フトφ_A2およびφ_B2の大きさは、第２信号Ｓ₂のそれぞれの局１０４および１０６までの伝達距離によって異なる。同様に、第１および第２局１０４および１０
６は、共通基準信号を用いて位相φ_A2およびφ_B2を判定し、測定値をネットワー
ク制御プロセッサ１１０に渡す。次いで、ネットワーク制御プロセッサ１１０は
、以下の式を用いて、第２位相差測定値Δφ₂を判定する。

【００２８】

【数２】

【００２９】次に、以下の式を用いて、時間差ｄＴを判定する。

【数３】

【００３０】時間差ｄＴは、第１および第２信号Ｓ₁およびＳ₂の第１および第２受信局１０
４および１０６それぞれへの伝搬遅延における差の尺度となる。この伝搬遅延の
差は、局１０４および１０６の各々と移動送信機１０２との間の距離の差に応じ
て異なるので、時間差ｄＴは、局１０４および１０６の各々と移動送信機１０２
との間の距離差の尺度でもある。距離差ｄＲは、好ましくは、以下の式を用いて
ネットワーク制御プロセッサ１１０によって計算する。

【００３１】

【数４】

【００３２】ここで、ｃは光速（３×１０⁸ｍ／ｓ）である。距離差ｄＲに対して計算された値（距離差測定値）は、第１および第２受信局１０４および１０６を焦点として
有する、１群の双曲線内に含まれる第１双曲線上に、送信局１０２の位置を定め
る。

【００３３】第１および第２局１０４および１０６とはコリニアではないことが好ましい第
３受信局１０８を用いて、ネットワーク制御プロセッサ１１０は、第２双曲線上
において送信機１０２の位置を突き止める、他の測定値を受信することができる
。第１および第２双曲線の交点が、送信機１０２の位置を定義する。あるいは、
ループ遅延測定値が使用可能であれば、これを用いて、第１局１０４、第２局１
０６、または双方からの送信機１０２の距離を判定することにより、送信機１０
２を突き止める第１双曲線上の区画を特定することも可能である。

【００３４】本発明は、ループ遅延測定値が得られない場合、または前述のように行なった
距離差測定程精度が高くない場合に最も有用であると考えられる。このような状
況では、ループ遅延測定値を用いても曖昧さを解決できるだけであり、位置の不
確実性は第１双曲線に沿った次元内にあることに変わりはない。しかしながら、
第１双曲線に垂直な次元は、一層精度の高い距離差測定によって判定されるので
、こちらの位置精度は遥かに高い。

【００３５】距離差測定値ｄＲの計算における精度低下には、種々の誤差源が原因として考
えられる。送信機１０２は第２および第２周波数ｗ₁およびｗ₂を同時に送信する
のではないので、送信機１０２または受信局１０４、１０６または１０８のいず
れかが移動している場合、誤差源の１つが発生し得る。かかる場面では、送信機
１０２がある場所において第１周波数ｗ₁で送信し、第２周波数ｗ₂で送信する前
に別の場所に移動してしまっているという可能性がある。したがって、第２周波
数ｗ₂の信号は、部分的に第２位置から伝達される距離に基づく位相シフト特性を有することになる。この問題に対する解決策の１つ、そして恐らくは最適な解
決策は、カルマン・フィルタ・アルゴリズムを用いて全てのパラメータにおける
変化を追跡することである。これについては、以下で更に詳しく論ずることにす
る。

【００３６】共通基準信号の周波数誤差、ならびに送信機１０２または受信局１０４、１０
６および１０８の移動によるあらゆる誤差のために、位相差測定値Δφ₁および Δφ₂の連続的な変化が発生する可能性がある。時点ｔ₀，ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃．．．において取り込んだ位相差測定値の仮説的プログレッション（ｐｒｏｇｒｅｓｓ
ｉｏｎ）を図２に示す。説明を簡単にするために、位相差測定値にφ_1xおよびφ _2x と表記する。ここで下付き文字「１」および「２」は、それぞれ第１周波数ｗ ₁ および第２周波数ｗ₂を示し、下付き文字「ｘ」は測定が行われた時点を示す可
変整数を示す。例えば、位相差測定値φ₁₆は、時点ｔ₆において取り込まれ、第１周波数ｗ₁を有する信号の測定値である。

【００３７】図２に示す例では、送信機１０２は、偶数時点ｔ₀，ｔ₂，ｔ₄．．．での第１周波数ｗ₁の第１信号Ｓ₁の送信、および奇数時点ｔ₁，ｔ₃，ｔ₅．．．での第２周波数ｗ₂の第２信号Ｓ₂の送信を交互に行なう。即ち、「ホッピング」する。更
に、図２のグラフは、モジュロ−２πフォーマットで描かれており、位相差測定
値は、２π即ち３６０°毎に再びゼロから始まる。グラフに見られるように、第
１周波数ｗ₁に対する位相差測定値φ_1even-Xおよび第２周波数ｗ₂に対する位相差測定値φ_2odd-Xは、徐々に上昇する傾斜のライン上を移動する。線上での測定
は全て第１または第２周波数ｗ₁またはｗ₂のいずれかにおいて行われているので
、これらの線の傾斜は、異なる周波数において測定を行なうためではない。つま
り、傾斜は、前述の周波数誤差源によるものに相違ない。

【００３８】第２周波数ｗ₂に対する位相差測定値φ_2odd-Xを表わす傾斜線は、第１周波数ｗ₁に対する位相差測定値φ_1even-Xを表わす傾斜線とは多少異なる傾斜を有する
。この僅かな傾斜の差は、固定周波数誤差によって生ずる位相変化率は一定であ
るが、周波数誤差の一定割合による位相の変化率は周波数に比例するという事実
によるものである。２本の線間の傾斜の差は、実際上殆ど無視し得る可能性が高
いので、双方の線の傾斜を用いて、平均傾斜を判定することができる。したがっ
て、以下に明記するように平均を取ることにより、平均傾斜を判定することがで
きる。

【００３９】

【数５】

【数６】

【数７】

【数８】

【数９】および

【数１０】

【００４０】ここで、位相差は、計算したモジュロ−２πである（即ち、差が負になった場合
２πを加算する）。平均傾斜、即ち、求める傾斜ｄＷは、ここでは以下の式によ
って決定することができる。

【００４１】

【数１１】

【００４２】周波数誤差の次元を有する確定傾斜ｄＷを用いて、補間により実質的に同じ時
点で第１周波数ｗ₁および第２周波数ｗ₂における位相差の値を計算することがで
きる。

【００４３】したがって、時点１に対応する第２周波数ｗ₂における位相測定値φ₂₁は、次のように決定することができる。

【００４４】

【数１２】または

【数１３】

【００４５】また、２つの値の平均値は、次の通りである。

【数１４】

【００４６】後者を簡略化すると、次のようになる。

【数１５】

【００４７】時点ｔ₀，ｔ₁，ｔ₂，．．．が時間的に正確に等間隔であれば、ノイズの影響は無視される。

【００４８】最小二乗曲線の嵌め込みのような、いずれかの従来技術の補間方法を代わりに
用いて、位相測定値φ₂₁に最良の推定値を得ることも可能である。したがって、
第２周波数ｗ₂における位相測定の値を、ここで、同じ時点ｔ₁に第１周波数ｗ₁ において行なった位相測定値から減算すれば、傾斜誤差を補正する差の値を得る
ことができる。第１周波数ｗ₁における位相測定値の線、または第２周波数における位相測定値の線のいずれかを適宜補間し、他の時点ｔ₂，ｔ₃，．．．におい
て、これを繰り返せば、周波数変化のみに依存する一連の位相差を得ることがで
きる。送信機１０２ならびに受信局１０４、１０６および１０８が静止状態にあ
ることがわかっている場合、これらの位相測定値は全て、同じ距離差ｄＲに対応
するはずであり、時点ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃，．．．において計算した距離差を平均すれば、高精度化を図ることができる。

【００４９】あるいは、時点ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃，．．．において計算した連続する距離差ｄＲは、系統的なドリフトを示し、以前にモデル化しなかった、送信機１０２あるい
は受信局１０４、１０６または１０８の移動の可能性を解明することができる。
カルマン・フィルタの原理は、かかる移動全てをモデル化し、所与の時点におけ
る距離差がどれ位になるのか予測することである。例えば、送信機１０２の動き
は、一定速度を仮定することによってモデル化することができる。この一定速度
は推定しなければならない。あるいは、地球軌道内にある２機の受信局の動きは
、高度、傾き、偏心度等のような軌道パラメータ集合を用いることによってモデ
ル化することができる。モデルが、所与の時点における測定値から計算した値と
は異なる距離差を予測した場合、カルマン手順はモデル・パラメータを更新し、
最小二乗の意味で、予測および測定間の誤差を平均して最小化する。本発明のシ
ステムを用いて多数の移動送信機の位置を判定する場合、受信局の動きをモデル
化するパラメータは共通であるので、多くの移動送信機からの受信信号に基づい
て、受信局の動き（例えば、衛星軌道）を非常に精度高く判定することができる
。一方、これは、個々の送信機毎の高精度な位置判定に役立つ。

【００５０】図３は、２つ以上の周波数間の周波数ホッピングを用いず、他のプログラムに
よって周波数を変更する、別の測定シーケンスを示す。図３において、送信機は
、第１周波数ｗ₁で送信を開始し、第１および第２受信局１０４および１０６のような２箇所の受信局における信号位相差を、時点ｔ₀，ｔ₁およびｔ₂において、それぞれ、位相差測定値φ₁₀、φ₁₁およびφ₁₂として判定する。例えば、第１
周波数ｗ₁は、先に説明したように、ＲＡＣＨチャネル周波数とすることができる。次に、送信機は第２周波数ｗ₂に変更する。第２周波数ｗ₂は、ＲＡＣＨチャ
ネル周波数から多少周波数が異なる、例えば、５０ＫＨｚ異なる第１トラフィッ
ク・チャネル周波数とすることができる。次に、時点ｔ₃，ｔ₄およびｔ₅において、第２周波数ｗ₂で位相差測定を行い、位相差測定値φ₂₃、φ₂₄およびφ₂₅を得る。オプションとして、送信機は、次に、時点ｔ₆，ｔ₇およびｔ₈において別のトラフィック・チャネル周波数、即ち、周波数ｗ₃に切り替え、位相差測定値 φ₃₆、φ₃₇およびφ₃₈を得ることもできる。

【００５１】図３から、ｔ₂またはｔ₃のような同一時点での第１周波数ｗ₁および第２周波数ｗ₂における位相差測定は、第２周波数ｗ₂測定値に対する傾斜線の逆外挿補間
、または第１周波数ｗ₁に対する傾斜線の順外挿補間、あるいは双方によって得ることができることは明らかである。このようにして、第１距離差ｄＲ₁の第１推定値が得られる。同様に、第３周波数ｗ₃における傾斜線を逆外挿補間し、更に第２周波数ｗ₂における傾斜線を順外挿補間することによって、第２距離差を得ることができる。これは、第１距離差ｄＲ₁と同じ次数(order)のはずである。
ｗ₃−ｗ₂がｗ₂−ｗ₁よりもかなり大きい場合、２πの曖昧さがある。この２πの
曖昧さを解消するには、大きい方即ち高い方の差分周波数における波長の倍数、
即ち、２π＊ｃ／（ｗ₃−ｗ₂）の倍数を、距離差が第１距離差ｄＲ₁の第１推定値に近づくまで、加算または減算すればよい。しかしながら、第２距離差ｄＲ₂ の第２推定値は、第１距離差ｄＲ₁の第１推定値よりも精度が高い。最小二乗の意味で最良の直線嵌め込み、またはカルマン・フィルタリングのように、図３に
したがって収集したデータを処理する他の方法を実施することは、当然当業者の
能力範囲内である。

【００５２】これまでの説明は、送信機１０２が信号を送信し、２箇所の離れた受信局にお
いてこれを受信し、受信局は何らかの方法で受信信号を共通地点に搬送し、位相
比較を行なうことができると仮定した。位相比較を行なうということは、一方の
局からの信号が、他方の局からの信号と同時に得られることを意味する。

【００５３】しかしながら、通信の目的で送信機が送信する好適な波形は、反復ＴＤＭＡフ
レーム周期のタイムスロットを占める短い信号バーストである。衛星システムで
は、経路間の遅延差がタイムスロットの持続時間を超過する可能性が非常に高い
ので、信号は、重複する期間に第１受信局１０４および第２受信局１０６におい
て受信されない。この場合、位相比較器の双方の入力に同時に存在する、局１０
４および１０６からの信号に基づくことなく、位相差を判定する異なる方法が必
要となる。

【００５４】この状況を図４に示す。送信機１０２から送信された信号バーストが第１局１
０４において受信される期間と、同じ信号バーストが第２局１０６において受信
される期間との間には重複がないことがわかる。これが生ずるのは、図４ではＲ
ＡＮＧＥ（１）−ＲＡＮＧＥ（２）に等しい距離差ｄＲが、光速ｃにバースト持
続時間を乗算した値を超過する場合である。勿論、信号が、受信局１０４および
１０６に同時に存在する連続波信号（ＣＷ）である場合、到達の位相差を測定す
るには問題はない。したがって、本発明は、送信機１０２にＣＷ信号を十分な持
続時間にわたって送信するように命令し、ＣＷ信号が少なくとも２箇所の受信局
に重複する期間に到達することを補償するという、オプションの実施態様も備え
ている。次いで、２つの受信信号を位相比較器の２つの入力に印加すれば、位相
比較器は、双方の信号が存在する重複期間中に、到達の位相差を判定する。

【００５５】双方の信号が存在する重複期間がない場合、信号を位相比較器の入力に印加し
ても成果がないのことは明らかである。したがって、重複期間に２箇所の局に到
達しない２つの信号間の到達の位相差を測定するために、新たな解決策が必要と
なることは明白である。

【００５６】図５は、かかる解決策の原理を示す。送信機１０２は信号バーストを送信し、
第１および第２受信局１０４および１０６はそれぞれの第１および第２アンテナ
１１２および１１４においてこれを受信する。それぞれの受信信号は、第１およ
び第２受信機ＲＸ−Ａ１１６およびＲＸ−Ｂ１１８においてダウンコンバートさ
れ、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換およびサンプリングに適した周波数と
なる。例えば、Ａ／Ｄ変換およびサンプリングに適した周波数スペクトルは、複
素ベースバンドである。複素ベースバンドでは、信号はコサインおよびサイン発
振信号と混合され、同相および直交（Ｉ，Ｑ）信号を生成する。これらの各々は
、ゼロ（ＤＣ）から受信帯域幅の半分までのスペクトル・ドメインに達する。次
に、ＩおよびＱ信号は、第１および第２Ａ／Ｄ変換器１２０および１２２によっ
てサンプリングされ、ディジタル化される。この場合、各変換器は、２つの変換
チャネル、１つをＩ信号成分、１つをＱ信号成分に備えていることは理解されよ
う。得られた第１および第２信号サンプル・ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃．．．およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃．．．は、実（Ｉ）部および虚（Ｑ）部双方を有する複素サンプルとなる。信号をディジタル化しつつその複素ベクトル表現を保蔵する別の
技法は、Ｄｅｎｔに発行された米国特許第５，０４８，０５９号に記載されてい
るＬＯＧＰＯＬＡＲ技法である。その内容は、この言及により本願にも含まれる
ものとする。

【００５７】相対的な到達位相情報(relative phase-of-arrival information)を保存するためには、発振器同期手段１２４を用いて、第１および第２受信機ＲＸ−Ａ１１
６およびＲＸ−Ｂ１１８において用いられる全ての局部発振器を同期させ、ダウ
ンコンバジョン・プロセスの信号位相に対する影響が少なくともわかるようにす
る必要がある。同様に、変換器同期手段１２６を用いて、第１および第２Ａ／Ｄ
変換器１２０および１２２のサンプリングを同期させ、それらのサンプリング時
点が同一となるか、あるいは少なくとも関係がわかるようにする必要がある。発
振器および変換器同期手段１２４および１２６は、例えば、第１および第２受信
局１０４および１０６に配置され１／１０¹³の安定性を有する原子クロックで構
成することができ、あるいは高精度の時間および周波数基準を供給するＧＰＳ衛
星ナビゲーション受信機で構成することができる。また、ＧＰＳ受信機を用いて
原子クロックの遅いドリフトを補正することも可能である。いずれの場合にしろ
、送信機１０２の位置を計算するには信号受信位置を精度高く知る必要があるの
で、ＧＰＳ受信機は第１および第２受信アンテナ１１２および１１４の位置を精
度高く判定するためには望ましいものである。したがって、発振器および変換器
同期手段１２４および１２６が全ての局部発振器およびサンプリング・クロック
を同相および同期状態に維持すると仮定すると、アンテナ１１２および１１４に
おける送信信号到達の相対的時間および位相に関する情報は、複素第１および第
２信号サンプル・ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃．．．およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃．．．内
に含まれることになる。

【００５８】送信機１０２からの信号バーストは、第１受信機ＲＸ−Ａ１１６から発生される
サンプル番号Ａ_n．．．Ａ_(n+L)に影響を与えるが、遅延差のために、第２受信機
ＲＸ−Ｂ１１８から発生される異なるサンプル番号Ｂ_m．．．Ｂ_(m+L)に影響を与
える。第１信号サンプル・ストリームＡ_xと第２信号サンプル・ストリームＢ_xと
の間における従来の相互相関は、次のように定義される。

【００５９】

【数１６】

【００６０】ここで、＊は複素共役を意味し、Ｃ（ｋ）は相関値である。上記計算は、多くの
連続する「ｋ」の値について繰り返し、相関値Ｃ（１）、Ｃ（２）．．．等の集
合を得る。「ｋ」の値は、可能な最小遅延値から可能な最大遅延値まで、ｍ−ｎ
個のサンプル到達の公称時間差全体に及ぶ。

【００６１】相関値Ｃ（ｋ）は、サンプルＡ（ｊ＋１）にて始まる第１サンプル・ストリー
ムＡの、「ｋ」サンプルだけ遅延した、即ち、Ｂ（ｊ＋ｋ＋１）にて始まる第２
サンプル・ストリームＢに対する類似度を表わす。類似度は、Ｌ個の連続信号サ
ンプルの間隔にわたって判定される。相関値Ｃ（ｋ）は、相関の大きさおよび相
関位相を有する複素数である。「ｋ」の関数としてプロットした、相関の大きさ
は自己相関関数と呼ばれる特性曲線を示す。これは、信号に重畳される変調パタ
ーンによって決定される。

【００６２】信号が十分な長さのランダム・ディジタル変調パターンである場合、または望
ましい自己相関関数を生成する所定のシーケンスの１つとなるように故意に選択
した場合、自己相関関数は図６に示すようになる。図６ａは、帯域幅を制限され
ていないディジタル信号の自己相関関数を古典的な形態で示す。振幅は、相関器
の入力にある信号が完全に整合する１においてピークとなり、ピークから１ディ
ジタル・シンボル期間正および負方向に離れたところで０に低下する。ディジタ
ル・シンボル期間は、変調が２進位相偏移変調（ＢＰＳＫ）の場合１ビット期間
に等しく、変調が直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）である場合２ビット期間に等し
い。実際には、変調信号帯域幅および受信帯域幅は、隣接チャネルの干渉を防止
するために制限される。より一般的には、ウィーナー・ヒンチンの定理は、自己
相関関数は信号スペクトルの逆フーリエ変換であり、送信機および受信機のフィ
ルタリングによって影響を受けると述べている。図６ｂに示すように、典型的な
実際の自己相関関数は、図６ａに示す関数よりも丸みを帯び、ピークから離れる
に連れて振幅が減少しながら発振する。

【００６３】自己相関関数の振幅をプロットすると、関数の負の揺れ(swing)が、正半面(po
sitive half plane)（図６ｂにおいて破線で示す）内に反映される。最初のヌル
同士間のメイン・ローブの幅は、信号のメイン・スペクトル・ローブの逆にほぼ
等しい。例えば、信号スペクトル・ローブの幅が約４０ＫＨｚである場合、自己
相関ピークの幅は約２５マイクロ秒となる。したがって、到達時間差の概略的な
第１遅延推定値は、第１複素信号ストリームＡを第２複素信号ストリームＢと相
関付け、サンプル遅延「ｋ」のどの値に対して相関の大きさが最大になるかを判
定することによって、得ることができる。この判定の精度は、２５マイクロ秒の
いずれかの端数、例えば、２５マイクロ秒の１／１０、即ち、±２．５マイクロ
Ｓである。

【００６４】概略的な遅延推定値は、位相を無視した相関値Ｃ（ｋ）の大きさから得られた
。しかしながら、相関値Ｃ（ｋ）の位相により、遅延を遥かに精度高く判定する
ことが可能となる。より数学的な式によって位相の値を例示する。

【００６５】送信信号をＳ（ｔ）で示し、以下の式で与えられるとする。

【数１７】

【００６６】ここで、Ｚ（ｔ）は、信号のキャリア周波数の位相および振幅変調双方を記述す
る複素関数であり（純粋な位相変調でない場合、または純粋な振幅変調の場合）
、ＥＸＰ（ｊｗｔ）は未変調キャリア周波数を表わす。送信信号Ｓ（ｔ）は、第
１受信局１０４において第１遅延Ｔ１で受信され、第２受信局１０６において第
２遅延Ｔ２で受信される。したがって、第１受信局１０５で受信される信号Ａ（
ｔ）および第２受信局１０６で受信される信号Ｂ（ｔ）は、以下のように与えら
れる。

【００６７】

【数１８】

【００６８】信号Ａ（ｔ）およびＢ（ｔ）は、時点ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃．．．ｔ_i＝ｉ・ｄＴにお
いてサンプリングされる。ここで、ｄＴは双方の局１０４および１０６において
同期を想定したサンプル間の間隔である。したがって、以下に示す第１および第
２信号サンプル・ストリームＡ（ｉ）およびＢ（ｉ）が発生する。

【００６９】

【数１９】

【００７０】すると、相関値Ｃ（ｋ）は次に示すように表わすことができる。

【数２０】

【００７１】複素指数項は、総和のインデックス「ｉ」とは無関係であるので、総和の外側に
移動することができ、次の式が得られる。

【００７２】

【数２１】

【００７３】ここで、Ｃｍ（ｋ）は、キャリア周波数「ｗ」から除外した信号変調Ｚ（ｔ）の
自己相関関数であり、その自己相関関数は図６ｂで例示したものである。

【００７４】複素指数項は常に単位量(unit magnitude)であるので、相関値Ｃ（ｋ）の大き
さに影響を与えない。相関値Ｃ（ｋ）は、自己相関関数Ｃｍ（ｋ）に等しいが、
その位相角に次に示す量だけ影響を及ぼす。

【００７５】

【数２２】

【００７６】最大の大きさを有する相関値Ｃ（ｋ）を求める際に、ｋ・ｄＴが真の遅延差Ｔ
１−Ｔ２に最も近づき、したがってφ（ｋ）を最小化する「ｋ」の値が求められ
た。勿論、φ（ｋ）は、いずれの場合でも被約モジュロ−２π(reduced modulo-
2π)であるので、キャリア周波数ｗの全サイクルがどれだけ失われるのか正確に
言うことはできない。これは、キャリア周波数ｗの波長の未知数の距離差測定値
ｄＲにおける曖昧さに対応する。概略的な推定の誤差が±２．５μＳであり、キ
ャリア周波数が２ＧＨｚである場合、曖昧さは±５００波長となる。したがって
、可能な値が１，０００個ある場合どれが真の遅延値であるのかを言うことは不
可能である。この曖昧さは、本発明によれば、送信機が異なる周波数を用いてい
るときの相関を繰り返すことによって解消する。説明の目的上、キャリア周波数
ｗが第１周波数ｗ₁に等しく、差周波数を第２周波数ｗ₂とした概略的な例示(abo
ut example)を行なった。そして、次の式を得た。

【００７７】

【数２３】

【００７８】受信局において、同じ「ｋ」の値を有する相関を比較するように注意する。

【００７９】距離差ｄＲ＝Ｔ１−Ｔ２が、送信機が第１周波数ｗ₁で送信する時点とそれが第２周波数ｗ₂で送信する時点との間で変化しないと仮定すると、前述の位相値を減算して位相差ｄφが求められる。

【００８０】

【数２４】ｋ・ｄＴ−（Ｔ１−Ｔ２）の値は、±２．５μＳ程度の値をｋに選択すること
によって既約した(reduced)ことが思い出されよう。ここで、差ｗ₁−ｗ₂がπ／５μＳ未満となるように第１および第２周波数の値ｗ₁およびｗ₂を選択すること
によって（即ち、周波数差は１００ＫＨｚである）、例えば、先に決定した位相
差ｄφの値は±π／２の間となり、したがって曖昧ではなくなる。また、次のよ
うに、距離差Ｔ１−Ｔ２に一層高精度化した値を決定する。

【００８１】

【数２５】

【００８２】例えば、ｗ₁−ｗ₂が２π×５０ＫＨｚであり、±５°の精度で位相差ｄφを測
定可能であると仮定する。すると、距離差Ｔ１−Ｔ２上の残留誤差ε_rは、次のようになる。

【００８３】

【数２６】

【００８４】したがって、精度は、ほぼ１桁、２．５μＳから０．２７μＳの精度に改善さ
れたことになる。

【００８５】ここで、周波数差ｗ₁−ｗ₂の値を大きくして、測定を繰り返すことができる。
ここでは、０．２７μＳという小さな確信度で開始し、モジュロ−２πの曖昧さ
を生ずることなく、１ＭＨｚ程度の周波数差の使用が可能となる。１ＭＨｚの周
波数差を用いると、精度は更に２０倍改善され、±０．０１３５μＳとすること
ができる。これは、距離差の誤差が±４メートルであることを表わす。

【００８６】距離差Ｔ１−Ｔ２の値が、第１周波数ｗ₁での送信期間と第２周波数ｗ₂での送
信期間との間で一定でない場合、図２および図３にグラフで示す方法によって、
即ち、同一周波数上での連続測定間の差を判定し、次いで内挿補間または外挿補
間を行なって、同じ時点に変換された異なる周波数上での測定間の差を判定する
ことにより、変化率を判定することができる。

【００８７】以上のように、到達時間差の測定および複素相関位相差計算の組み合わせを用
いて、いかにして精度高く距離差を判定し、公知の双曲線ナビゲーション方程式
(hyperbolic navigation equation)を解くことによって送信機の位置を判定する
ことができるかについて示した。

【００８８】図７は、本発明が必要とする少なくとも２箇所の離れた受信局として、第１お
よび第２軌道衛星１２８，１３０を用いた場合を示す。移動送信機１０２からの
信号は、衛星１２８および１３０によって受信され、衛星１２８および１３０は
、送信機の元の周波数からフィーダリンク周波数に信号を変換した後、この信号
を第１および第２地上アンテナ１３２および１３４のそれぞれに中継する。好ま
しくは、アンテナ１３２および１３４は、地上のほぼ同じサイトに配置すること
により、共通のデュアル・チャネル受信システム１３６への接続を簡便化する。

【００８９】図８は、第１および第２受信チャネルを有するデュアル・チャネル受信システ
ムの一例を更に詳細に示す。第１アンテナ１３２からの信号は、第１ダウンコン
バータ２０１に供給され、第２アンテナ１３４からの信号は第２ダウンコンバー
タ２０２に供給される。第１ダウンコンバータ２０１は、ロー・ノイズ増幅器２
０１ａ、フィルタ２０１ｂ、ミキサ２０１ｃおよび局部発振器２０１ｄを備えて
いる。第２ダウンコンバータ２０２は、同じく、ロー・ノイズ増幅器２０２ａ、
フィルタ２０２ｂ、ミキサ２０２ｃおよび局部発振器２０２ｄによって構成され
ている。ダウンコンバータ２０１および２０２は、それぞれのアンテナの焦点に
位置することが好ましい。何故なら、導波路を用いて元のマイクロ波フィーダリ
ンク信号を送信するよりも、可撓性同軸ケーブルを用いて中間周波数出力を次の
処理回路に送信する方が簡単であるからである。

【００９０】ダウンコンバータ２０１および２０２からの中間周波数出力は、更に、ＩＦフ
ィルタ増幅器２０３および２０４において、増幅および濾波される。ＩＦフィル
タ増幅器２０３および２０４の出力は、それぞれの直交ダウンコンバータに供給
される。直交ダウンコンバータ２０５および２０７には、第１衛星１２８から受
信した信号が供給され、直交ダウンコンバータ２０６および２０８には、第２衛
星１３０から受信した信号が供給される。直交ダウンコンバータ２０５、２０６
、２０７および２０８は、それらの入力信号を、双方の受信チャネルに共通の第
３局部発振器２１０からのサインおよびコサイン波信号と混合する。直交ダウン
コンバータ２０５および２０６は、Ｉ−波形をデマルチプレクサ／デジタイザ２
１１および２１２のそれぞれに出力する。直交ダウンコンバータ２０７および２
０８は、Ｑ−波形をデマルチプレクサ／デジタイザ２１１および２１２のそれぞ
れに出力する。時間多重化フィーダリンクの動作については、米国特許第５，５
９６，９６１号、第５，５５５，２７１号、第５，６１９，５０３号、第５，６
１９，２１０号、第５，５７４，９６７号、第５，５６８，０８８号、および第
５，６４２，３５８号に更に詳細に記載されている。その開示内容は、この言及
により本願にも含まれるものとする。

【００９１】フィーダリンク信号は、衛星の受信アンテナ・エレメントからの信号の時間多
重、およびいずれかの既知の検査または較正信号を含む。較正信号は、例えば、
衛星上で１＋ｊ０に設定し、そのサンプルが時間多重化フィーダリンク・ストリ
ーム上で発生したときに、Ｉ−波形が１であり、Ｑ−波形が０であることがわか
るようにすることができる。したがって、デマルチプレクサ・ユニット２１１お
よび２１２は、直交ダウンコンバータ２０５、２０６、２０７および２０８から
受信したＩおよびＱ波形から、較正信号サンプルを抽出する。これらの較正信号
サンプルは、自動周波数制御（ＡＦＣ）、自動利得制御（ＡＧＣ）および同期（
ＳＹＮＣ）ユニット２１３および２１４に供給され、ここで、生成された予想値
および誤差信号と較正サンプルを比較する。誤差信号は３つの目的に用いられる
。即ち、（１）ＡＧＣをＩＦフィルタ増幅器２０３および２０４に適用し、較正
サンプルの大きさを予想値に制御するため、（２）ＡＦＣまたは自動位相制御（
ＡＰＣ）を第１および第２局部発振器２０１ｄおよび２０２ｄに適用し、較正サ
ンプルの位相を予想値に制御するため、および（３）デマルチプレクサ２１１お
よび２１２におけるあらゆるサンプリング・タイミング誤差を補正し、それらの
最適なサンプリング範囲の中央において、較正サンプルをサンプリングするため
である。このように、２系統のフィーダリンク・チャネルにおける位相および振
幅整合誤差は全て、衛星からそれぞれの地上処理チャネルを経由してデマルチプ
レクサ２１１および２１２の出力に至るまでに除去される。

【００９２】デマルチプレクサ２１１および２１２の出力は、各々、衛星受信アンテナの一
方１３２または１３４が受信した全ての信号の複合体を表わす。これは、異なる
チャネル周波数上で動作する多くの移動送信信号から成る場合もある。ディジタ
ル・チャネル分割ユニット２１５および２１６が、最初に、各アンテナ・エレメ
ントからの信号を、異なるチャネル周波数ｗ₁，ｗ₂．．．ｗ_nに対応する各エレメントから多数の信号に分割する。特定の周波数、例えば、ｗ₁に対するアンテナ・エレメント信号集合が、次に、第１衛星１２８では参照番号２１７で示し、
第２衛星１３０では参照番号２１８で示す、ディジタル・ビームフォーマに供給
される。周波数ｗ_nに対するアンテナ・エレメント信号集合は、ディジタル・ビームフォーマ２１９および２２０に供給される。図示するのは４つのビームフォ
ーマ２１７、２１８、２１９および２２０だけであるが、各周波数ｗ₁，ｗ₂．．
．ｗ_n毎に、別個のディジタル・ビームフォーマ対がある。

【００９３】ディジタル・ビームフォーマ２１７、２１８、２１９および２２０は、各衛星
アンテナ・エレメントからの信号を、複素係数を用いて結合し、異なる方向から
の信号を判別する多数の方向性受信ビームを作成する。例示のシステムでは、最
初にチャネル分割を行い、次いで方向分割を行なうが、これは単に好ましい配列
に過ぎないことは理解されよう。チャネル分割および方向分割の動作は、帯域幅
ビーム・フォーマ、およびそれに続くチャネル分割を各ビーム毎に用いることに
よって、逆にすることも可能である。好ましい配列の利点は、異なるチャネル周
波数上におけるビーム方向のスタガリングを可能とし（単一の周波数上でのタイ
ムスロットでさえも）、地上における周波数再利用を進めることによって、スペ
クトル効率を高めることである。これは、先に本願にも含まれるものとした引例
に更に詳しく記載されている。

【００９４】このように形成した受信ビームの１つに送信機１０２が位置した場合、その信
号は、当該送信機の周波数に割り当てられたビームフォーマのビーム出力の適切
なものによって強化されて現れる。例えば、送信機１０２が第１周波数またはチ
ャネルｗ₁上で送信している場合、その信号は、ビームフォーマ２１７の１つのビーム出力、およびビームフォーマ２１８の異なるビーム出力から現れる。これ
は、第１および第２衛星１２８および１３０の空間における分離のために地球を
照明するのが多少異なるので、ビーム数が必ずしも第１および第２衛星１２８お
よび１３０と同一ではないためである。したがって、図５に示した複素数ストリ
ームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃．．．およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃．．．は、送信機１０２が第１周
波数ｗ₁上で動作しているときにはビームフォーマ２１７および２１８それぞれから現れ、また送信機１０２が第ｎ周波数ｗ_n上で動作しているときにはビームフォーマ２１９および２２０から現れる。尚、送信信号が現れるビーム出力がわ
かるように、少なくとも地上におけるビームの直径の端数の精度で、他の何らか
の手段によって送信機１０２の位置が予めわかるようにしておくことも勿論考え
られる。これは、他のビームのＲＡＣＨ検出器においてではなく、例えば、当該
ビームに対するＲＡＣＨ検出器（図示せず）における送信機１０２からのランダ
ム・アクセス・バーストを検出することによって、判定することができる。

【００９５】 Dent（デント）およびEwerbring（イーワブリング）の”Diversity-Oriented
Channel Allocation In A Mobile Communications System”（移動通信システム
におけるダイバシティ指向チャネル割当）と題し、１９９４年１２月１２日に出
願された米国特許出願第０８／３０５，９０４号に記載されているように、サン
プル・ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃．．．およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃．．．を処理して送
信機１０２の位置を判定するだけでなく、ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃．．．およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃．．．をダイバシティ復調およびデコーダに供給し、送信情報を抽出することも可能である。その開示内容は、この言及により本願にも含まれ
るものとする。

【００９６】一旦サンプル・ストリームＡ₁，Ａ₂，Ａ₃．．．およびＢ₁，Ｂ₂，Ｂ₃．．．を
発生したなら、これらを格納するとよい。あるいは、相関のような、これらのあ
る特性を計算し、オフライン処理のために格納してもよい。このようにすると、
送信機の位置判定は、リアル・タイムで行なう必要はない。格納したサンプル・
ストリームを逆に処理することによって、必要に応じて後に位置を推論すること
ができる。更に、本発明は、地上において正確に分かっている位置を与えるある
数の固定送信機を用い、所与の時点における衛星の位置のような、必要なパラメ
ータを判定するのに役立てることも含むことができる。かかる送信機からの信号
は、周期的に送信することができ、地上におけるチャネル／ビーム処理による出
力から出現した後に、オフラインで処理するために格納することができる。

【００９７】本発明の要素は、位置を突き止める送信機から信号を送信し、この信号を２箇
所の別個の受信サイトにおいて受信し、各サイトにおいて同期した局部発振周波
数または既知の局部発振周波数およびサンプリング時間基準を用いて、信号をダ
ウンコンバートし、サンプリングし、ディジタル化することを含む。次に、それ
ぞれの信号サンプルを、ネットワーク・プロセッサのような、共通位置に伝達し
、ここで処理して、送信機からそれぞれの受信サイトまでの高精度な距離差を求
める。

【００９８】一実施態様では、２箇所の別個の受信サイトは、受信信号を地上局に中継する
２つの軌道衛星中継局を含む。信号を中継する際、衛星は、送信機から受信した
周波数を、フィーダリンクと呼ばれる異なる周波数に変換し、フィーダリンク上
で中継信号を地上局に移送する。その場合、同期手段１２４が、それぞれの宇宙
船上にある局部発振器を同期させ、その間のあらゆる位相誤差を好ましくは０に
、または少なくとも予測可能とする手段を構成する。かかる手段は、地上局から
双方の衛星にパイロット信号を送信することも含み、衛星の移動を考慮するため
に、衛星毎に別個にドプラ・シフトを再補償することも可能である。言及により
本願にも含まれるものとした、先に提示した特許は、マルチビームまたは整相ア
レイ衛星受信アンテナと共に、各衛星において受信した全ての信号の受信位相を
、フィーダリンク送信を通じて保存可能な衛星トランスポンダ手段について記載
する。その特性は、本願の場合にも有用である。

【００９９】言及により本願にも含まれるものとした引例および図１から図６の補助によっ
て先に説明した本発明は、地上基地局または空港または軌道衛星局のいずれかを
用い、更にＣＷ信号または短いＴＤＭＡ信号バーストを含む、任意の変調による
信号のいずれかを用いる種々の送信機によって、種々の実施態様が可能である。
前述の教示の補助により当業者に可能なかかる変形全ては、以下の特許請求の範
囲に記載した本発明の精神および範囲に該当するものとする。

【図面の簡単な説明】

【図１】移動送信機および３箇所の受信局から成る本発明によるシステムの図である。

【図２】図１に示した送信機が周波数ホッピングを行なっている間に行われる連続位相
差測定を示すグラフである。

【図３】連続的に異なる周波数上で行われる位相差測定を示すグラフである。

【図４】図１に示した受信局の内２箇所における信号の非同時到達を示す図である。

【図５】２箇所の受信局において同時に到達しない信号間の位相差測定を示す図である
。

【図６ａ】ランダムなディジタル変調信号の自己相関関数の一例を示すグラフである。

【図６ｂ】ランダムなディジタル変調信号の自己相関関数の一例を示すグラフである。

【図７】受信局の少なくとも１つが衛星である、本発明によるシステムの構成である。

【図８】本発明の一態様によるデュアル・チャネル受信システムの一例の概略図である
。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (71)出願人 7001 ＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔＤｒｉｖｅ，Ｐ．Ｏ．Ｂｏｘ 13969，ＲｅｓｅｒａｃｈＴｒｉａｎｇｌｅＰａｒｋ，ＮＣ 27709 Ｕ．Ｓ．Ａ． (72)発明者コーラパティ、ハビシュアメリカ合衆国ノースカロライナ、ローリー、アベントファーリイロード 2800、アパートメントエイチ − ６Ｆターム(参考） 5J062 AA08 BB05 CC12 5K067 AA33 BB02 DD20 DD34 EE02 EE07 EE10 EE16 EE24 JJ53 JJ57 JJ65

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】移動送信機の位置を判定する方法であって、前記移動送信機から第１周波数の第１信号を送信するステップと、第１および第２受信サイトにおいて、前記第１信号をそれぞれ第１および第２
受信信号として受信するステップと、前記移動送信機から第２周波数の第２信号を送信するステップと、第１および第２受信サイトにおいて、前記第２信号をそれぞれ第３および第４
受信信号として受信するステップと、前記第１および第２受信信号に基づいて第１位相差測定を行なうステップと、前記第３および第４受信信号に基づいて第２位相差測定を行なうステップと、前記第１および第２位相差測定ならびに前記第１および第２周波数に基づいて
、前記移動送信機の位置を判定するステップと、を含む方法。
【請求項２】第１位相差測定を行なう前記ステップは、基準信号に対する前記第１受信信号の第１位相を判定するステップと、前記基準信号に対する前記第２受信信号の第２位相を判定するステップと、前記第１および第２位相に基づいて、前記第１位相差測定を行なうステップと
、を含む請求項１記載の方法。
【請求項３】第２位相差測定を行なう前記ステップは、基準信号に対する前記第３受信信号の第３位相を判定するステップと、前記基準信号に対する前記第４受信信号の第４位相を判定するステップと、前記第３および第４位相に基づいて、前記第２位相差測定を行なうステップと
、を含む請求項２記載の方法。
【請求項４】前記移動送信機の位置を判定する前記ステップは、前記第１および第２位相差測定間の差を判定するステップを含む請求項１記載
の方法。
【請求項５】前記送信機の位置を判定する前記ステップは、前記第１および第２周波数に基づいて周波数差を判定するステップと、前記第１および第２位相差ならびに前記周波数差に基づいて前記移動送信機の
位置を判定するステップと、を含む請求項４記載の方法。
【請求項６】前記移動送信機の位置を判定する前記ステップは、前記第１および第２周波数間の周波数差を判定するステップと、前記周波数差によって、前記第１および第２位相差測定間の差をスケーリング
し、距離差を求めるステップと、を含む請求項４記載の方法。
【請求項７】前記移動送信機の位置を判定する前記ステップは、一定の距離差の第１双曲線上において前記移動送信機の位置を判定するステッ
プを含む請求項６記載の方法。
【請求項８】更に、第３受信サイトならびに前記第１および第２受信サイトの一方について、第３
および第４位相差測定値を計算するステップと、前記第３受信サイトならびに前記第１および第２受信サイトの前記一方に関連
する第２双曲線上において、前記送信機を突き止めるステップと、前記第１および第２双曲線の共点に基づいて、前記移動送信機の位置を判定す
るステップと、を含む請求項６記載の方法。
【請求項９】前記第１および第２受信サイトの少なくとも一方は、地上設
置セルラ基地局である請求項１記載の方法。
【請求項１０】前記第１および第２受信サイトの少なくとも一方は、衛星
中継局である請求項１記載の方法。
【請求項１１】前記送信機はセルラ電話機を構成する請求項１記載の方法
。
【請求項１２】第１周波数の第１信号を送信する前記ステップは、ランダム・アクセス・チャネルである前記第１周波数において送信するステッ
プを含む請求項１記載の方法。
【請求項１３】第２周波数の第２信号を送信する前記ステップは、トラフィック・チャネルである前記第２周波数を送信するステップを含む請求
項１記載の方法。
【請求項１４】前記第１および第２周波数の少なくとも一方は、周波数ホ
ッピング通信のために前記移動送信機に割り当てられた１組の周波数に含まれる
請求項１記載の方法。
【請求項１５】前記第１および第２周波数の少なくとも一方は、時分割多
元接続フォーマットにしたがってフォーマットした信号バーストを含む請求項１
記載の方法。
【請求項１６】第１位相差測定を行なう前記ステップ、および第２位相差
測定を行なう前記ステップは、前記第１、第２、第３および第４受信信号を、当該第１、第２、第３および第
４受信信号の瞬時位相を表わす数値のディジタル・ストリームに変換するステッ
プと、前記数値ストリームならびに前記第１および第２周波数に基づいて、前記送信
機の位置を判定するステップと、を含む請求項１記載の方法。
【請求項１７】前記変換するステップは、前記第１および第３受信信号を第１中間周波数にダウンコンバートするステッ
プと、前記第２および第４受信信号を第２中間周波数にダウンコンバートするステッ
プと、前記ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４受信信号をサンプリン
グし、かつアナログ／ディジタル変換するステップと、を含む請求項１６記載の方法。
【請求項１８】前記第１および第３受信信号をダウンコンバートする前記
ステップは、第１局部発振器を用いて前記第１中間周波数を発生するステップを含み、前記第２および第４受信信号をダウンコンバートする前記ステップは、第２局部発振器を用いて前記第２中間周波数を発生するステップを含む、請求項１７記載の方法。
【請求項１９】更に、前記第１および第２中間周波数を共通基準周波数に
同期させるステップを含む請求項１７記載の方法。
【請求項２０】更に、衛星ナビゲーション信号から、前記共通基準周波数
を得るステップを含む請求項１９記載の方法。
【請求項２１】更に、前記第１、第２、第３および第４受信信号のサンプ
リングを共通時間基準に同期させるステップを含む請求項１７記載の方法。
【請求項２２】更に、衛星ナビゲーション信号から前記共通時間基準を得
るステップを含む請求項２１記載の方法。
【請求項２３】前記中間周波数はほぼゼロであり、サンプリングおよびアナログ／ディジタル変換を行なう前記ステップは、前記ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４受信信号を直交変換し
、複素値を含む数値ストリームを生成するステップを含む、請求項１７記載の方法。
【請求項２４】サンプリングおよびアナログ／ディジタル変換を行なう前
記ステップは、前記ダウンコンバートした第１、第２、第３および第４受信信号を対数極変換
(logpolar converting)し、瞬時信号位相および振幅を表わす数値対を含む、数値ストリームを生成するステップを含む請求項１７記載の方法。
【請求項２５】前記位置を判定する前記ステップは、前記第１、第２、第３および第４受信信号に対して、第１、第２、第３および
第４位相差測定値を判定するステップを含む請求項１６記載の方法。
【請求項２６】前記位置を判定する前記ステップは、前記数値ストリームを相関付け、前記第１および第２受信信号ならびに前記第
３および第４受信信号が到達する間における遅延をサンプルの整数値で判定し、
かつ第１および第２相関位相をそれぞれ判定するステップを含む請求項２５記載
の方法。
【請求項２７】前記相関付けを行なうステップは、前記第１周波数および前記第２周波数において前記相関位相を判定するステッ
プと、前記相関位相を用いて、前記第１および第２位相差測定値を判定するステップ
と、を含む請求項２５記載の方法。
【請求項２８】第１位相差測定を行なう前記ステップは、異なる時点において前記第１位相差測定値の多数の測定を行なうステップと、前記多数の測定値を内挿補間または外挿補間し、前記第２位相差測定を行なっ
た時点における、前記第１位相差測定値に対する値を決定するステップと、を含む請求項１記載の方法。
【請求項２９】更に、前記第１および第２周波数間の周波数差を判定するステップと、前記周波数差を所定の周波数値と比較するステップと、前記判定した周波数差が前記所定の周波数値よりも小さい場合、前記周波数差
が大きくなるように、前記第１および第２周波数の少なくとも一方に対して新た
な値を選択し、更に前記第１および第２周波数の少なくとも一方に対して前記新
たな値を用いて、前記第１および第２位相差測定を繰り返すステップと、を含む請求項１記載の方法。
【請求項３０】移動送信機の位置を判定するシステムであって、前記移動
送信機は、第１および第２周波数において第１および第２信号をそれぞれ送信可
能であり、前記第１および第２局において受信した前記第１信号と、前記第１および第２
局において受信した前記第２信号との間の第１および第２位相差をそれぞれ判定
する位相比較手段と、前記第１および第２位相差測定ならびに前記第１および第２周波数に基づいて
、前記移動送信機の距離差測定値を判定するネットワーク制御プロセッサと、を備えるシステム。
【請求項３１】前記第１および第２受信局の少なくとも一方は、衛星中継
局を含む請求項３０記載のシステム。