JP2768645B2 - 低雑音発振回路用遅延検波回路 - Google Patents
低雑音発振回路用遅延検波回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/02—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a frequency discriminator comprising a passive frequency-determining element
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
- H03L7/113—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using frequency discriminator
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、低雑音発振回路にて使
用される遅延検波回路に関する。
用される遅延検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４には、一従来例に係る低雑音発振回
路の構成が示されている。この図に示される回路は、例
えば、「発振器の位相雑音の低減法」、作田他、電子情
報通信学会春季全国大会（１９８９年）、第１分冊、Ａ
−５６頁、平成元年３月等に開示されている。
路の構成が示されている。この図に示される回路は、例
えば、「発振器の位相雑音の低減法」、作田他、電子情
報通信学会春季全国大会（１９８９年）、第１分冊、Ａ
−５６頁、平成元年３月等に開示されている。
【０００３】この従来例においては、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１０の発振出力が、一方では直接に、他方で
は遅延器１２を介して、高周波乗算器１４に供給されて
いる。高周波乗算器１４は、ＶＣＯ１０の発振出力と遅
延器１２の出力とを乗じ、その結果をローパスフィルタ
（ＬＰＦ）１６に供給する。ＬＰＦ１６は、高周波乗算
器１４の出力から、乗算に伴って生じる高周波成分を除
去し、その結果得られた電圧ＶＣＯ１０に制御電圧とし
て供給する。ＶＣＯ１０は、この制御電圧の値に応じた
周波数で発振する。
（ＶＣＯ）１０の発振出力が、一方では直接に、他方で
は遅延器１２を介して、高周波乗算器１４に供給されて
いる。高周波乗算器１４は、ＶＣＯ１０の発振出力と遅
延器１２の出力とを乗じ、その結果をローパスフィルタ
（ＬＰＦ）１６に供給する。ＬＰＦ１６は、高周波乗算
器１４の出力から、乗算に伴って生じる高周波成分を除
去し、その結果得られた電圧ＶＣＯ１０に制御電圧とし
て供給する。ＶＣＯ１０は、この制御電圧の値に応じた
周波数で発振する。
【０００４】従って、ＶＣＯ１０の発振出力電圧を、
【数１】 と表すこととした場合、ＬＰＦ１６の出力電圧ＶＰ
（ｔ）は、
（ｔ）は、
【数２】 と表すことができる。但し、Ａ、ω及びφ（ｔ）はＶＣ
Ｏ１０の発振出力電圧の振幅、角周波数及び位相変動分
であり、τは遅延器１２の遅延量である。この従来例に
おいては、上述の文献に開示されているように、遅延器
１２の遅延量τを（２ｍ−１）π／２に制御する一方
で、ＬＰＦ１６の出力電圧ＶＰ（ｔ）を使用してＶＣＯ
１０の発振周波数を制御することにより、雑音低減を実
現している（ｍは整数）。
Ｏ１０の発振出力電圧の振幅、角周波数及び位相変動分
であり、τは遅延器１２の遅延量である。この従来例に
おいては、上述の文献に開示されているように、遅延器
１２の遅延量τを（２ｍ−１）π／２に制御する一方
で、ＬＰＦ１６の出力電圧ＶＰ（ｔ）を使用してＶＣＯ
１０の発振周波数を制御することにより、雑音低減を実
現している（ｍは整数）。
【０００５】しかし、この従来例には、遅延温度変化や
経年変化によって遅延器１２の遅延量τが変動した場合
に、十分な雑音低減効果を得ることができないという問
題がある。また、シンセサイザのようにＶＣＯ１０の発
振周波数（角周波数ω）を適宜変更して使用する用途に
おいては、発振周波数の変更に伴い遅延器１２の遅延量
τが最適動作点（２ｍ−１）π／２からずれるという問
題点がある。
経年変化によって遅延器１２の遅延量τが変動した場合
に、十分な雑音低減効果を得ることができないという問
題がある。また、シンセサイザのようにＶＣＯ１０の発
振周波数（角周波数ω）を適宜変更して使用する用途に
おいては、発振周波数の変更に伴い遅延器１２の遅延量
τが最適動作点（２ｍ−１）π／２からずれるという問
題点がある。
【０００６】このような問題点を解決可能な技術として
は、例えば、特開平３−１４００３０号公報に開示され
た回路構成がある。図５には、この公報にて開示された
低雑音発振回路の一例構成が示されている。
は、例えば、特開平３−１４００３０号公報に開示され
た回路構成がある。図５には、この公報にて開示された
低雑音発振回路の一例構成が示されている。
【０００７】この従来例においては、ＶＣＯ１０の発振
出力電圧Ｖ（ｔ）が、一方では直接に、他方では電圧制
御遅延器１８を介して、高周波乗算器１４に供給されて
いる。高周波乗算器１４の出力電圧は、ＶＣＯ１０に制
御電圧として供給されている。この図では、高周波成分
を無視し、高周波乗算器１４の出力をＶＰ（ｔ）と表し
ている。また、電圧制御遅延器１８はその遅延量τを電
圧制御可能な遅延器であり、その制御電圧としては、高
周波乗算器１４の出力ＶＰ（ｔ）をＬＰＦ２０によって
瀘波して得られる電圧が使用されている。ＬＰＦ２０の
遮断周波数は、高周波乗算器１４の発振出力ＶＰ（ｔ）
から位相雑音成分、すなわち上述のＶＰ（ｔ）の式の右
辺第２項を除去し、直流成分（右辺第１項）のみを通過
させるよう、設定されている。高周波乗算器１４の出力
電圧ＶＰ（ｔ）に含まれる直流電圧は電圧制御遅延器１
８の遅延量τに依存しているから、ＬＰＦ２０を含むフ
ィードバックループの感度が十分に高ければ、電圧制御
遅延器１８の遅延量τを常に最適動作点（２ｍ−１）π
／２に維持することができる。
出力電圧Ｖ（ｔ）が、一方では直接に、他方では電圧制
御遅延器１８を介して、高周波乗算器１４に供給されて
いる。高周波乗算器１４の出力電圧は、ＶＣＯ１０に制
御電圧として供給されている。この図では、高周波成分
を無視し、高周波乗算器１４の出力をＶＰ（ｔ）と表し
ている。また、電圧制御遅延器１８はその遅延量τを電
圧制御可能な遅延器であり、その制御電圧としては、高
周波乗算器１４の出力ＶＰ（ｔ）をＬＰＦ２０によって
瀘波して得られる電圧が使用されている。ＬＰＦ２０の
遮断周波数は、高周波乗算器１４の発振出力ＶＰ（ｔ）
から位相雑音成分、すなわち上述のＶＰ（ｔ）の式の右
辺第２項を除去し、直流成分（右辺第１項）のみを通過
させるよう、設定されている。高周波乗算器１４の出力
電圧ＶＰ（ｔ）に含まれる直流電圧は電圧制御遅延器１
８の遅延量τに依存しているから、ＬＰＦ２０を含むフ
ィードバックループの感度が十分に高ければ、電圧制御
遅延器１８の遅延量τを常に最適動作点（２ｍ−１）π
／２に維持することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】図５に示される第２従
来例は、遅延量τを常に最適動作点（２ｍ−１）π／２
に維持することができるという点で、図４に示される第
１従来例に比べて優れている。しかし、この第２従来例
においては、高周波乗算器の出力を電圧制御遅延器にフ
ィードバックするためのフィードバックループが必要と
なる。また、通常、ＬＰＦのみでは十分な感度を得るこ
とができないため、このフィードバックループ上に直流
増幅器が必要となる。さらには、電圧制御遅延器を構成
するためにはバラクタ等の電圧制御電子素子が必要とな
るが、この種の素子は集積回路化に不向きであり、装置
の集積化・小型化にとって支障となる。
来例は、遅延量τを常に最適動作点（２ｍ−１）π／２
に維持することができるという点で、図４に示される第
１従来例に比べて優れている。しかし、この第２従来例
においては、高周波乗算器の出力を電圧制御遅延器にフ
ィードバックするためのフィードバックループが必要と
なる。また、通常、ＬＰＦのみでは十分な感度を得るこ
とができないため、このフィードバックループ上に直流
増幅器が必要となる。さらには、電圧制御遅延器を構成
するためにはバラクタ等の電圧制御電子素子が必要とな
るが、この種の素子は集積回路化に不向きであり、装置
の集積化・小型化にとって支障となる。
【０００９】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、遅延器の電圧制御
を行うことなく、従ってその制御のためのフィードバッ
クループを用いることなく、低雑音発振回路を実現し、
ひいては装置の集積化、小型化を実現することを目的と
する。
とを課題としてなされたものであり、遅延器の電圧制御
を行うことなく、従ってその制御のためのフィードバッ
クループを用いることなく、低雑音発振回路を実現し、
ひいては装置の集積化、小型化を実現することを目的と
する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明の第１の構成は、制御電圧値に応じた
周波数で発振するＶＣＯの出力を遅延検波する遅延検波
回路において、ＶＣＯの出力を遅延させて出力する遅延
器と、ＶＣＯの出力をπ／２ラジアン移相させて出力す
る移相器と、それぞれＶＣＯ又は移相器の出力と遅延器
の出力を乗算しその結果を出力する第１及び第２の高周
波乗算器と、第２の低周波乗算器の出力に基づき、第１
の低周波乗算器の出力から二次位相雑音成分を除去する
と共に第１の低雑音発振回路の出力に含まれ遅延器の遅
延量に依存する一次雑音成分から当該依存性を除去し、
これにより得られ遅延量に依存しない一次位相雑音成分
を制御電圧としてＶＣＯに供給する手段と、を備えるこ
とを特徴とする。
るために、本発明の第１の構成は、制御電圧値に応じた
周波数で発振するＶＣＯの出力を遅延検波する遅延検波
回路において、ＶＣＯの出力を遅延させて出力する遅延
器と、ＶＣＯの出力をπ／２ラジアン移相させて出力す
る移相器と、それぞれＶＣＯ又は移相器の出力と遅延器
の出力を乗算しその結果を出力する第１及び第２の高周
波乗算器と、第２の低周波乗算器の出力に基づき、第１
の低周波乗算器の出力から二次位相雑音成分を除去する
と共に第１の低雑音発振回路の出力に含まれ遅延器の遅
延量に依存する一次雑音成分から当該依存性を除去し、
これにより得られ遅延量に依存しない一次位相雑音成分
を制御電圧としてＶＣＯに供給する手段と、を備えるこ
とを特徴とする。
【００１１】また、本発明の第２の構成は、制御電圧値
に応じた周波数で発振するＶＣＯの出力を遅延検波する
遅延検波回路において、ＶＣＯの出力を遅延させて出力
する遅延器と、遅延器の出力をπ／２ラジアン移相させ
て出力する移相器と、それぞれＶＣＯの出力と遅延器対
移相器の出力を乗算しその結果を出力する第１及び第２
の高周波乗算器と、それぞれ第１又は第２の高周波乗算
器の出力に含まれる直流成分及び位相雑音成分を第２又
は第１の高周波乗算器の出力に含まれる雑音成分と乗じ
その結果を出力する第１及び第２の低周波乗算器と、第
２の低周波乗算器の出力に基づき、第１の低周波乗算器
の出力から二次位相雑音成分を除去すると共に第１の低
雑音発振回路の出力に含まれ遅延器の遅延量に依存する
一次位相雑音成分から当該依存性を除去し、これにより
得られ遅延量に依存しない一次位相雑音成分を制御電圧
としてＶＣＯに供給する手段と、を備えることを特徴と
する。
に応じた周波数で発振するＶＣＯの出力を遅延検波する
遅延検波回路において、ＶＣＯの出力を遅延させて出力
する遅延器と、遅延器の出力をπ／２ラジアン移相させ
て出力する移相器と、それぞれＶＣＯの出力と遅延器対
移相器の出力を乗算しその結果を出力する第１及び第２
の高周波乗算器と、それぞれ第１又は第２の高周波乗算
器の出力に含まれる直流成分及び位相雑音成分を第２又
は第１の高周波乗算器の出力に含まれる雑音成分と乗じ
その結果を出力する第１及び第２の低周波乗算器と、第
２の低周波乗算器の出力に基づき、第１の低周波乗算器
の出力から二次位相雑音成分を除去すると共に第１の低
雑音発振回路の出力に含まれ遅延器の遅延量に依存する
一次位相雑音成分から当該依存性を除去し、これにより
得られ遅延量に依存しない一次位相雑音成分を制御電圧
としてＶＣＯに供給する手段と、を備えることを特徴と
する。
【００１２】
【作用】この発明の第１の構成において、まず、第１の
高周波乗算器により、ＶＣＯの出力と遅延器の出力が乗
ぜられ、第２の高周波乗算器により、移相器の出力と遅
延器の出力が乗ぜられる。移相器の出力は、ＶＣＯの出
力をπ／２ラジアン位相させた信号であるから、第２の
高周波乗算器の出力は第１の高周波乗算器の出力と直交
している。第１の低周波乗算器は、第１の高周波乗算器
の出力に含まれる直流成分及び位相雑音成分を、第２の
高周波乗算器の出力に含まれる位相雑音成分に乗ずる。
第２の低周波乗算器は、第２の高周波乗算器の出力に含
まれる直流成分及び位相雑音成分を、第１の高周波乗算
器の出力に含まれる位相雑音成分に乗ずる。従って、第
１及び第２の低周波乗算器の出力には、直流成分と位相
雑音成分を乗じた成分（一次位相雑音成分）と、位相雑
音成分同士の積の成分（二次位相雑音成分）が含まれ
る。また、前述のように第１の高周波乗算器の出力と第
２の高周波乗算器の出力が直交しているため、第１の低
周波乗算器の出力に含まれる一次位相雑音成分と、第２
の低周波乗算器の出力に含まれる一次位相雑音成分も直
交する。このように、第１及び第２の低周波乗算器の出
力は共に二次位相雑音成分を含んでいるから、第２の低
周波乗算器の出力に基づき第１の低周波乗算器の出力か
ら二次位相雑音成分を除去することができる。また、第
１及び第２の低周波乗算器の出力に含まれる一次位相雑
音成分は互いに直交しているから、この関係を利用し、
一次位相雑音成分における遅延量への依存性を除去する
ことができる。従って、これらの処理を実行することに
より、遅延器の遅延量に依存しない一次位相雑音成分を
得ることができる。この一次位相雑音成分をＶＣＯの制
御電圧として使用することにより、電圧制御遅延器を使
用することなく、低雑音発振回路に適する遅延検波回路
が得られる。
高周波乗算器により、ＶＣＯの出力と遅延器の出力が乗
ぜられ、第２の高周波乗算器により、移相器の出力と遅
延器の出力が乗ぜられる。移相器の出力は、ＶＣＯの出
力をπ／２ラジアン位相させた信号であるから、第２の
高周波乗算器の出力は第１の高周波乗算器の出力と直交
している。第１の低周波乗算器は、第１の高周波乗算器
の出力に含まれる直流成分及び位相雑音成分を、第２の
高周波乗算器の出力に含まれる位相雑音成分に乗ずる。
第２の低周波乗算器は、第２の高周波乗算器の出力に含
まれる直流成分及び位相雑音成分を、第１の高周波乗算
器の出力に含まれる位相雑音成分に乗ずる。従って、第
１及び第２の低周波乗算器の出力には、直流成分と位相
雑音成分を乗じた成分（一次位相雑音成分）と、位相雑
音成分同士の積の成分（二次位相雑音成分）が含まれ
る。また、前述のように第１の高周波乗算器の出力と第
２の高周波乗算器の出力が直交しているため、第１の低
周波乗算器の出力に含まれる一次位相雑音成分と、第２
の低周波乗算器の出力に含まれる一次位相雑音成分も直
交する。このように、第１及び第２の低周波乗算器の出
力は共に二次位相雑音成分を含んでいるから、第２の低
周波乗算器の出力に基づき第１の低周波乗算器の出力か
ら二次位相雑音成分を除去することができる。また、第
１及び第２の低周波乗算器の出力に含まれる一次位相雑
音成分は互いに直交しているから、この関係を利用し、
一次位相雑音成分における遅延量への依存性を除去する
ことができる。従って、これらの処理を実行することに
より、遅延器の遅延量に依存しない一次位相雑音成分を
得ることができる。この一次位相雑音成分をＶＣＯの制
御電圧として使用することにより、電圧制御遅延器を使
用することなく、低雑音発振回路に適する遅延検波回路
が得られる。
【００１３】本発明の第２構成においても、同様の作用
が生じる。第２の構成が第１の構成と異なる点は、移相
器によって位相されるのがＶＣＯの出力ではなく遅延器
の出力である点と、第２の高周波乗算器において乗算さ
れるのが移相器の出力と遅延器の出力ではなくＶＣＯの
出力と移相器の出力である点である。
が生じる。第２の構成が第１の構成と異なる点は、移相
器によって位相されるのがＶＣＯの出力ではなく遅延器
の出力である点と、第２の高周波乗算器において乗算さ
れるのが移相器の出力と遅延器の出力ではなくＶＣＯの
出力と移相器の出力である点である。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図４及び図５に示される従来例
と同様の構成には同一の符号を付し説明を省略する。
基づき説明する。なお、図４及び図５に示される従来例
と同様の構成には同一の符号を付し説明を省略する。
【００１５】図１には、本発明の第１実施例に係る低雑
音発振回路の構成が示されている。この実施例において
は、ＶＣＯ１０の発振出力電圧Ｖ（ｔ）が遅延検波回路
２２に供給されており、遅延検波回路２２から出力され
る電圧ＶＯＵＴがＶＣＯ１０に制御電圧として供給され
ている。
音発振回路の構成が示されている。この実施例において
は、ＶＣＯ１０の発振出力電圧Ｖ（ｔ）が遅延検波回路
２２に供給されており、遅延検波回路２２から出力され
る電圧ＶＯＵＴがＶＣＯ１０に制御電圧として供給され
ている。
【００１６】遅延検波回路２２は、２個の高周波乗算器
１４−１及び１４−２を有している。ＶＣＯ１０の発振
出力電圧Ｖ（ｔ）は、電圧Ｖ１（ｔ）として高周波乗算
器１４−１に供給される一方で、遅延器１２やπ／２移
相器２４にも供給される。遅延器τ１２は、ＶＣＯ１０
の発振出力電圧Ｖ（ｔ）を遅延量τだけ遅延させた上
で、電圧Ｖ２（ｔ）として高周波乗算器１４−１及び１
４−２に供給する。π／２移相器２４は、ＶＣＯ１０の
発振出力電圧Ｖ（ｔ）をπ／２ラジアンだけ移相させた
上で電圧Ｖ３（ｔ）として高周波乗算器１４−２に供給
する。高周波乗算器１４−１は、電圧Ｖ１（ｔ）とＶ２
（ｔ）とを乗じ、その結果得られる電圧ＶＰ１（ｔ）を
出力する。高周波乗算器１４−２は、電圧Ｖ２（ｔ）と
Ｖ３（ｔ）を乗じ、その結果得られる電圧ＶＰ２（ｔ）
を出力する。
１４−１及び１４−２を有している。ＶＣＯ１０の発振
出力電圧Ｖ（ｔ）は、電圧Ｖ１（ｔ）として高周波乗算
器１４−１に供給される一方で、遅延器１２やπ／２移
相器２４にも供給される。遅延器τ１２は、ＶＣＯ１０
の発振出力電圧Ｖ（ｔ）を遅延量τだけ遅延させた上
で、電圧Ｖ２（ｔ）として高周波乗算器１４−１及び１
４−２に供給する。π／２移相器２４は、ＶＣＯ１０の
発振出力電圧Ｖ（ｔ）をπ／２ラジアンだけ移相させた
上で電圧Ｖ３（ｔ）として高周波乗算器１４−２に供給
する。高周波乗算器１４−１は、電圧Ｖ１（ｔ）とＶ２
（ｔ）とを乗じ、その結果得られる電圧ＶＰ１（ｔ）を
出力する。高周波乗算器１４−２は、電圧Ｖ２（ｔ）と
Ｖ３（ｔ）を乗じ、その結果得られる電圧ＶＰ２（ｔ）
を出力する。
【００１７】ここに、ＶＣＯ１０の発振出力電圧Ｖ
（ｔ）を前述の式によって表すこととすると、高周波乗
算器１４−１及び１４−２に供給される電圧Ｖ１（ｔ）
〜Ｖ３（ｔ）は
（ｔ）を前述の式によって表すこととすると、高周波乗
算器１４−１及び１４−２に供給される電圧Ｖ１（ｔ）
〜Ｖ３（ｔ）は
【数３】 と表すことができる。
【００１８】従って、高周波乗算器１４−１から得られ
る電圧ＶＰ１（ｔ）は
る電圧ＶＰ１（ｔ）は
【数４】 と表すことができる。
【００１９】ここに、φ（ｔ）−φ（ｔ−τ）は非常に
小さいため、
小さいため、
【数５】 が成立するから、上述のＶＰ１（ｔ）は、
【数６】 と変形することができる。
【００２０】同様に、高周波乗算器１４−２から得られ
る電圧ＶＰ２（ｔ）は
る電圧ＶＰ２（ｔ）は
【数７】 と表すことができる。
【００２１】この高周波乗算器１４−１及び１４−２の
後段には、それぞれ、ＬＰＦ１６−１又は１６−２が設
けられている。ＬＰＦ１６−１及び１６−２は、高周波
乗算器１４−１又は１４−２から出力される電圧ＶＰ１
（ｔ）又はＶＰ２（ｔ）から、高周波成分を除去する。
従って、ＬＰＦ１６−１から出力される電圧ＶＬＦ１及
びＬＰＦ１６−２から出力される電圧ＶＬＦ２は、
後段には、それぞれ、ＬＰＦ１６−１又は１６−２が設
けられている。ＬＰＦ１６−１及び１６−２は、高周波
乗算器１４−１又は１４−２から出力される電圧ＶＰ１
（ｔ）又はＶＰ２（ｔ）から、高周波成分を除去する。
従って、ＬＰＦ１６−１から出力される電圧ＶＬＦ１及
びＬＰＦ１６−２から出力される電圧ＶＬＦ２は、
【数８】 と表すことができる。
【００２２】ＬＰＦ１６−１及び１６−２の後段には、
ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２６−１及び２６−２並び
に低周波乗算器２８−１及び２８−２が設けられてい
る。ＨＰＦ２６−１はＬＰＦ１６−１の出力電圧ＶＬＦ
１から直流成分を除去し、ＨＰＦ２６−２はＬＰＦ１６
−２の出力電圧ＶＬＦ２から直流成分を除去する。従っ
て、ＨＰＦ２６−１及び２６−２によって得られる電圧
ＶＨＦ１及びＶＨＦ２は、
ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２６−１及び２６−２並び
に低周波乗算器２８−１及び２８−２が設けられてい
る。ＨＰＦ２６−１はＬＰＦ１６−１の出力電圧ＶＬＦ
１から直流成分を除去し、ＨＰＦ２６−２はＬＰＦ１６
−２の出力電圧ＶＬＦ２から直流成分を除去する。従っ
て、ＨＰＦ２６−１及び２６−２によって得られる電圧
ＶＨＦ１及びＶＨＦ２は、
【数９】 と表すことができる。
【００２３】低周波乗算器２８−１は、電圧ＶＬＦ１と
ＶＨＦ２とを乗じ、その結果得られる電圧ＶＭ０１を減
算器３０に供給する。低周波乗算器２８−２は、電圧Ｖ
ＬＦ２とＶＨＦ１とを乗じその結果得られる電圧ＶＭ０
２を減算器３０に供給する。電圧ＶＭ０１は
ＶＨＦ２とを乗じ、その結果得られる電圧ＶＭ０１を減
算器３０に供給する。低周波乗算器２８−２は、電圧Ｖ
ＬＦ２とＶＨＦ１とを乗じその結果得られる電圧ＶＭ０
２を減算器３０に供給する。電圧ＶＭ０１は
【数１０】 と表すことができ、電圧ＶＭ０２は
【数１１】 と表すことができる。
【００２４】ここに、電圧ＶＭ０１及びＶＭ０２を表す
式の右辺第１項は、位相雑音成分φ（ｔ）−φ（ｔ−
τ）に対して一次の成分であり（一次位相雑音成分）、
右辺第２項は二次の成分である（二次位相雑音成分）。
また、電圧ＶＭ０１及びＶＭ０２に含まれる一次位相雑
音成分は共に遅延器１２の遅延上τに依存しているが、
高周波乗算器１４−２の前段にπ／２移相器２４が設け
られているため、電圧ＶＭ０１の一次位相雑音成分がｃ
ｏｓωτの２乗に比例しているのに対し、電圧ＶＭ０２
の一次位相雑音成分はｓｉｎωτの２乗に比例してい
る。
式の右辺第１項は、位相雑音成分φ（ｔ）−φ（ｔ−
τ）に対して一次の成分であり（一次位相雑音成分）、
右辺第２項は二次の成分である（二次位相雑音成分）。
また、電圧ＶＭ０１及びＶＭ０２に含まれる一次位相雑
音成分は共に遅延器１２の遅延上τに依存しているが、
高周波乗算器１４−２の前段にπ／２移相器２４が設け
られているため、電圧ＶＭ０１の一次位相雑音成分がｃ
ｏｓωτの２乗に比例しているのに対し、電圧ＶＭ０２
の一次位相雑音成分はｓｉｎωτの２乗に比例してい
る。
【００２５】従って、減算器３０において、電圧ＶＭ０
１から電圧ＶＭ０２を減ずることにより、二次位相雑音
成分を相殺することができると共に、一次位相雑音成分
における遅延量τへの依存性を相殺することができる。
すなわち、
１から電圧ＶＭ０２を減ずることにより、二次位相雑音
成分を相殺することができると共に、一次位相雑音成分
における遅延量τへの依存性を相殺することができる。
すなわち、
【数１２】 の式で表される電圧ＶＯＵＴを、減算器３０によって得
ることができる。この電圧ＶＯＵＴをＶＣＯ１０に制御
電圧として供給することにより、電圧制御遅延器を使用
することなく、低雑音発振回路を実現することができ
る。
ることができる。この電圧ＶＯＵＴをＶＣＯ１０に制御
電圧として供給することにより、電圧制御遅延器を使用
することなく、低雑音発振回路を実現することができ
る。
【００２６】なお、この実施例における高周波乗算器１
４−１及び１４−２は、従来例と同様ダブルバランスド
ミキサ等で実現することができる。また、π／２移相器
２４は、高周波乗算器１４−１の出力電圧ＶＰ１（ｔ）
と高周波乗算器１４−２の出力電圧ＶＰ２（ｔ）の間に
位相の直交関係を発生させるためのものであるから、図
２に示されるように、遅延器１２と高周波乗算器１４−
２との間に設けるようにしても、図１の回路と同様の効
果を得ることができる。
４−１及び１４−２は、従来例と同様ダブルバランスド
ミキサ等で実現することができる。また、π／２移相器
２４は、高周波乗算器１４−１の出力電圧ＶＰ１（ｔ）
と高周波乗算器１４−２の出力電圧ＶＰ２（ｔ）の間に
位相の直交関係を発生させるためのものであるから、図
２に示されるように、遅延器１２と高周波乗算器１４−
２との間に設けるようにしても、図１の回路と同様の効
果を得ることができる。
【００２７】図３には、上述した実施例の回路の応用例
が示されている。この応用例においては、ＶＣＯ１０の
発振出力が分周器３２によって分周された上で位相比較
器３４に供給されている。位相比較器３４には、また、
基準信号源３６から供給される基準信号も供給されてい
る。位相比較器３４は、分周器３２の出力と基準信号源
３６の出力を位相比較し、その結果を、ループを安定さ
せるためのＬＰＦ３８を介して合成器４０に供給してい
る。合成器４０は、遅延検波回路２２の出力、すなわち
使用電圧ＶＯＵＴと、ＬＰＦ３８の出力とを合成し、そ
の結果得られる電圧ＶＣＯ１０に供給する。このような
構成を採用することにより、本発明に係る周波数ロック
ループを、従来公知の位相ロックループと結合させるこ
とができる。また、上述の実施例では減算器３０を使用
しているが、低周波乗算器２８−１又は２８−２に極性
を反転する機能を付与することにより、減算器３０に代
えて加算器を使用することもできる。
が示されている。この応用例においては、ＶＣＯ１０の
発振出力が分周器３２によって分周された上で位相比較
器３４に供給されている。位相比較器３４には、また、
基準信号源３６から供給される基準信号も供給されてい
る。位相比較器３４は、分周器３２の出力と基準信号源
３６の出力を位相比較し、その結果を、ループを安定さ
せるためのＬＰＦ３８を介して合成器４０に供給してい
る。合成器４０は、遅延検波回路２２の出力、すなわち
使用電圧ＶＯＵＴと、ＬＰＦ３８の出力とを合成し、そ
の結果得られる電圧ＶＣＯ１０に供給する。このような
構成を採用することにより、本発明に係る周波数ロック
ループを、従来公知の位相ロックループと結合させるこ
とができる。また、上述の実施例では減算器３０を使用
しているが、低周波乗算器２８−１又は２８−２に極性
を反転する機能を付与することにより、減算器３０に代
えて加算器を使用することもできる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
高周波乗算器を２個用いると共に、ＶＣＯ又は遅延器の
出力をπ／２ラジアン移相させる移相器によって第１の
高周波乗算器の出力と第２の高周波乗算器の出力に直交
性を付与し、この直交性を利用して遅延量に依存しない
一次位相雑音成分を得るようにしたため、この一次位相
雑音成分をＶＣＯの制御電圧として用い低雑音発振を実
現することができる。従って、高周波乗算器の出力をフ
ィードバックして遅延器の遅延量を制御する必要がなく
なり、フィードバックループを構成するＬＰＦや直流増
幅器を廃止できる一方で、電圧制御遅延器を構成する上
で必要であったバラクタ等の素子を使用せずに済むた
め、従来に比べ集積化、小型化が進んだ低雑音発振回路
を実現することができる。
高周波乗算器を２個用いると共に、ＶＣＯ又は遅延器の
出力をπ／２ラジアン移相させる移相器によって第１の
高周波乗算器の出力と第２の高周波乗算器の出力に直交
性を付与し、この直交性を利用して遅延量に依存しない
一次位相雑音成分を得るようにしたため、この一次位相
雑音成分をＶＣＯの制御電圧として用い低雑音発振を実
現することができる。従って、高周波乗算器の出力をフ
ィードバックして遅延器の遅延量を制御する必要がなく
なり、フィードバックループを構成するＬＰＦや直流増
幅器を廃止できる一方で、電圧制御遅延器を構成する上
で必要であったバラクタ等の素子を使用せずに済むた
め、従来に比べ集積化、小型化が進んだ低雑音発振回路
を実現することができる。
【図１】 本発明の第１実施例に係る低雑音発振回路の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第２実施例に係る低雑音発振回路の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明の各実施例の応用例を示すブロック図
である。
である。
【図４】 第１従来例に係る低雑音発振回路の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図５】 第２従来例に係る低雑音発振回路の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
１０ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１２ 遅延器、１４
−１，１４−２ 高周波乗算器、１６−１，１６−２
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２２ 遅延検波回路、２
４ π／２移相器、２６−１，２６−２ ハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）、２８−１，２８−２ 低周波乗算器、
３０ 減算器。
−１，１４−２ 高周波乗算器、１６−１，１６−２
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２２ 遅延検波回路、２
４ π／２移相器、２６−１，２６−２ ハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）、２８−１，２８−２ 低周波乗算器、
３０ 減算器。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03L 1/00 - 7/00 H03B 1/00 - 5/04
Claims (2)
- 【請求項１】 制御電圧値に応じた周波数で発振する電
圧制御発振器の出力を遅延検波する遅延検波回路におい
て、 電圧制御発振器の出力を遅延させて出力する遅延器と、 電圧制御発振器の出力をπ／２ラジアン移相させて出力
する移相器と、 それぞれ電圧制御発振器又は移相器の出力と遅延器の出
力を乗算しその結果を出力する第１及び第２の高周波乗
算器と、 それぞれ第１又は第２の高周波乗算器の出力に含まれる
直流成分及び位相雑音成分を第２又は第１の高周波乗算
器の出力に含まれる位相雑音成分に乗じその結果を出力
する第１及び第２の低周波乗算器と、 第２の低周波乗算器の出力に基づき、第１の低周波乗算
器の出力から二次位相雑音成分を除去すると共に第１の
低周波乗算器の出力に含まれ遅延器の遅延量に依存する
一次位相雑音成分から当該依存性を除去し、これにより
得られ遅延量に依存しない一次位相雑音成分を制御電圧
として電圧制御発振器に供給する手段と、 を備えることを特徴とする遅延検波回路。 - 【請求項２】 制御電圧値に応じた周波数で発振する電
圧制御発振器の出力を遅延検波する遅延検波回路におい
て、 電圧制御発振器の出力を遅延させて出力する遅延器と、 遅延器の出力をπ／２ラジアン移相させて出力する移相
器と、 それぞれ電圧制御発振器の出力と遅延器又は移相器の出
力を乗算しその結果を出力する第１及び第２の高周波乗
算器と、 それぞれ第１又は第２の高周波乗算器の出力に含まれる
直流成分及び位相雑音成分を第２又は第１の高周波乗算
器の出力に含まれる位相雑音成分に乗じその結果を出力
する第１及び第２の低周波乗算器と、 第２の低周波乗算器の出力に基づき、第１の低周波乗算
器の出力から二次位相雑音成分を除去すると共に第１の
低周波乗算器の出力に含まれ遅延器の遅延量に依存する
一次位相雑音成分から当該依存性を除去し、これにより
得られ遅延量に依存しない一次位相雑音成分を制御電圧
として電圧制御発振器に供給する手段と、 を備えることを特徴とする遅延検波回路。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7006265A JP2768645B2 (ja) | 1995-01-19 | 1995-01-19 | 低雑音発振回路用遅延検波回路 |
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| US08/465,107 US5521557A (en) | 1995-01-19 | 1995-06-05 | Delay detection circuit and low-noise oscillation circuit using the same |
| CA002158809A CA2158809C (en) | 1995-01-19 | 1995-09-21 | Delay detection circuit and low-noise oscillation circuit using the same |
| KR1019950043686A KR100202123B1 (ko) | 1995-01-19 | 1995-11-21 | 지연검파회로 및 이를 사용한 저잡음 발진회로 |
| AU40866/96A AU693964B2 (en) | 1995-01-19 | 1996-01-08 | Delay detection circuit and low-noise oscillation circuit using the same |
| DE69600172T DE69600172T2 (de) | 1995-01-19 | 1996-01-15 | Detektorschaltung mit Zeitverzögerung und rauscharmer Oszillator mit einer solchen Schaltung |
| EP96300272A EP0723340B1 (en) | 1995-01-19 | 1996-01-15 | Delay detection circuit and low-noise oscillation circuit using the same |
| CN96101613A CN1085450C (zh) | 1995-01-19 | 1996-01-16 | 延迟检测电路及低噪音振荡电路 |
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|---|---|---|---|
| JP7006265A JP2768645B2 (ja) | 1995-01-19 | 1995-01-19 | 低雑音発振回路用遅延検波回路 |
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|---|---|
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ID=11633624
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| KR (1) | KR100202123B1 (ja) |
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| US5661439A (en) * | 1996-07-11 | 1997-08-26 | Northrop Grumman Corporation | Method and apparatus for cancelling phase noise |
| EP1402642B1 (en) * | 2001-05-31 | 2005-09-07 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Frequency locked loop, clock recovery circuit and receiver |
| US7886259B2 (en) * | 2003-02-25 | 2011-02-08 | Nxp B.V. | Method and circuit arrangement for determining power supply noise |
| WO2008006242A1 (fr) * | 2006-07-04 | 2008-01-17 | Zte Corporation | Procédé et dispositif de détection d'une phase à haute précision |
| CN1937485B (zh) * | 2006-10-30 | 2010-09-08 | 烽火通信科技股份有限公司 | 一种高速信号相位控制方法和装置 |
| US7501905B2 (en) * | 2006-12-13 | 2009-03-10 | Advantest Corporation | Oscillator circuit, PLL circuit, semiconductor chip, and test apparatus |
| US9425808B1 (en) * | 2015-06-05 | 2016-08-23 | Texas Instruments Incorporated | Frequency detector |
| NL1042961B1 (en) * | 2018-08-22 | 2020-02-27 | Zelectronix Holding Bv | Oscillator phase_noise reduction |
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|---|---|---|---|---|
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| US4470145A (en) * | 1982-07-26 | 1984-09-04 | Hughes Aircraft Company | Single sideband quadricorrelator |
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- 1996-01-15 DE DE69600172T patent/DE69600172T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-01-15 EP EP96300272A patent/EP0723340B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-01-16 CN CN96101613A patent/CN1085450C/zh not_active Expired - Fee Related
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| AU4086696A (en) | 1996-07-25 |
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