JP2599268B2 - モータ巻線の電流制御方法および装置 - Google Patents

モータ巻線の電流制御方法および装置

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    • H02P2205/01—Current loop, i.e. comparison of the motor current with a current reference

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は誘導負荷中の電流の制御に関し、さらに詳し
くはモータの巻線の電流を制御するためのパルス幅変調
ドライバに関する。
従来技術の説明 モータ制御では、モータ巻線の電流レベルを制御し
て、シャフトのトルク、加速度、速度、または位置を制
御し、そしてその結果、モータによって駆動される機械
的システムのトルク、加速度、速度または位置を制御す
ることがしばしば要望されている。パルス幅変調（PW
M）は巻線電流を制御するためにしばしば使用される方
法である。
２方向電流制御はしばしば必要とされるものであり、
これは米国特許第4,490,796号および第4,368,414号に開
示されているように、第１図に示す４つのパルス幅変調
（PWM）スイッチによるブリッジ構成によって実行され
ているのが通例である。このブリッジは、その極端子に
論理“H"レベルが入力されるとオンとなる４つの電子ス
イッチSW1、SW2、SW3およびSW4および電流の流れの駆動
方向に対して逆の極性を有する４個のダイオードD1、D
2、D3、およびD4、を有している。左下のスイッチSW1
は、制御信号「電流方向命令」によって制御され、右下
のスイッチSW2はこの信号がインバータINV1によって反
転された後、この信号によって制御される。右上のスイ
ッチSW4はANDゲートG1の出力信号によって制御され、こ
のANDゲートG1の２つの入力は、それぞれ比較器COMP1と
「電流方向命令」信号の入力に接続されている。※比較
器COMP1は「三角波発生器」によって作られた三角波の
電圧レベルと、※左上のスイッチSW3はANDゲートG2の出
力信号によって制御され、このANDゲートG2の２つの入
力はそれぞれ比較器COMP1とインバータINV1の出力に接
続されている。制御信号「電圧振幅命令」の電圧レベル
と抵抗器Rfによってサンプルされ不完全積分器INTによ
って平滑化されたモータ巻線の電流レベルとの差を増幅
する積分電流誤差増幅器AMP1の出力レベルとを比較す
る。モータ巻線は巻線インダクタンスLmと巻線抵抗Rmに
よって示されている。
巻線電流が右から左に流れるために制御信号「電流方
向命令」は“H"にセットされる。これによってスイッチ
SW1はオンし、スイッチSW2、SW3はオフし、スイッチSW4
はチョッピングすなわち（PWM）モードにセットされ
る。PWMモードでは、スイッチSW4は、ANDゲートG1によ
って比較器COMP1の出力レベルに応じて交互にオンオフ
を繰返されている。ゲートG1のチョッピング出力信号の
周波数は上述した三角波の周波数であり、デューティ・
サイクルは電流誤差信号の電圧レベルによって決定され
る。さらに詳しく述べれば、その電圧レベルが三角波の
ピークの振幅に近かければ近いほど、デューティ・サイ
クルは低い。
このPWMモードでスイッチSW4がオンすると、第２図に
示すようにモータ巻線の右側が正の電源＋Ｖに接続され
る。この構成では、エネルギーは巻線に加えられ、その
結果、巻線電流IWは指数関数的に増加する。
PWMモードでスイッチSW4がオフになると、第３図に示
されるように、モータの右側がダイオードD2によって接
地される。この構成では電流は「自由輪」となり巻線を
循環し、エネルギーは損失によって回路から消滅し、そ
の結果巻線電流IWは指数関数的に減少する。
スイッチSW4をオンオフせしめる信号のデューティ・
サイクルを制御することによって、第１図のモータドラ
イバの動作は、第4A、ＢおよびＣ図の「制御巻線電流」
の部分に示されているように、一般的に巻線電流IWが制
御信号「電流振幅命令」に密接に追従するという結果を
もたらす。しかしながら、巻線電流の希望減衰率がダイ
オードD2によって巻線の右側の接地することによって得
られる自然減衰率を越える場合には、第１図の装置は第
4A図の「非制御電流減衰」の部分に示されるように巻線
電流を制御することができない。スイッチSW4は開のま
まであり（第４図の非制御電流減衰の部分）、巻線電流
はダイオードD2を経由して流れる（第4C図の非制御電流
減衰の部分）。
第５図は、別のブリッジモータドライバを示している
が、これは米国特許第4,163,931号に開示され、Unitrod
e Corp.の1985−1986半導体データブック２頁−９頁に
示されてるものである。このドライバは、第１図の回路
と同様に４個の１方向性電子スイッチSW1A、SW2A、SW3A
およびSW4Aと４個のダイオードD1A、D2A、D3AおよびD4A
によって構成されている。右上のスイッチSW4Aと左下の
スイッチSW1Aは比較器COMP2の正の出力によって制御さ
れ、左上のスイッチSW3Aと右下のスイッチSW2Aは比較器
COMP2の負の出力によって制御される。比較器COMP2は
「三角波発生器」によって作られた三角波の電圧レベル
と、制御信号「電流命令」の電圧レベルと抵抗器Rf1とR
f2によってサンプルされ積分増幅器AMP2によって微分的
に増幅されたモータ巻線電流との差を増幅する積分電流
誤差増幅器AMP3の出力レベルとを比較する。
比較器COMP2の出力信号によって対角線上逆の位置に
あって調和している１組のスイッチがオンオフされる。
巻線電流が右から左へ流れるものと仮定すれば、スイッ
チSW4AとSW1Aがオンすると、電流は正の電源＋Ｖからス
イッチSW4A、巻線、スイッチSW1A、抵抗器Rf1を通って
アースに流れる。スイッチSW4AとSW1Aがオフすると、電
流は「自由輪」となり接地ターミナルから抵抗器Rf2、
ダイオードD2A、モータ巻線、ダイオードD3Aおよび電源
＋Ｖを通って逆方向に循環し、その結果巻線電流は急速
に減衰する。エネルギーは、このため巻線電流に交互に
加えられたりそこから差引かれたりするので、その結果
巻線電流が制御される。
モータ駆動回路は命令波形の急速に減衰する部分に追
従することが可能である。この回路は減衰を制御するこ
とはできる。しかしこの回路には正の電流＋Ｖを通って
電流の流れの方向が連続して交互に変化するため全体の
回路効率を低下させるという相当な損失があるというこ
とと、電磁干渉（EMI）のレベルが高いという付随的な
欠点がある。
要望されているのは、命令波形の減衰部分に急速に追
従でき、しかもかなり効率がよくて、過度なEMIを生じ
ないモータ駆動ドライバ回路である。
本発明の概要 本発明の主な目的は、命令波形の急速に減衰する部分
でモータの巻線電流を正確に制御でき、しかもかなり効
率が良くて、EMIの少ないモータ巻線電流ドライバを提
供することである。
本発明の１つの特徴は、モータ巻線（誘導負荷）を流
れる１方向電流を制御することである。すなわち第１モ
ードでの、モータ巻線の両端にあるスイッチ（電流変調
器）を制御して、１方のスイッチをオンに他のスイッチ
をパルス幅変調してオンオフすることによって、この１
方向電流は、急速減衰部以外のすべての部分で命令波形
に追従する。命令波形急速減衰部ではスイッチは第２モ
ードで制御され巻線はスイッチの１つによって前方向の
電源から遮断され他のスイッチはパルス幅を変調してオ
ンオフされ巻線の制御量の方向を転換し「自由輪」すな
わち循環電流は電源を経由して後方へ流れの巻線電流の
所望の急速な減衰を達成しこれによって効率が向上し、
しかもEMIを低減した制御を得ることができる。
本発明の他の特徴によれば、制御損失検出回路が何時
第１モードによる動作が制御を維持することができなく
なったかを検出して動作を第２モードに切換える。
本発明の他の特徴によれば、命令波形急速減衰部で制
御損失を検出する検出回路は電流変調が何時あるしきい
値以下に低下したかを検出する活動センサを有してい
る。
本発明の他の特徴と利点は以下の明細書と添付図面を
吟味することによって明らかになる。
本発明の好適な実施例の説明 第６図は、本発明よるにＨブリッジモータ駆動回路12
を示している。ブリッジ12は４個のスイッチ14、16、1
8、20によって構成されている。スイッチ14はＮチャン
ネルの電界効果トランジスタQ1とダイオードD5によって
構成されており、このダイオードD5は電界効果トランジ
スタQ1に内蔵されているダイオードの導通を防止するた
めのものである。同時に、スイッチ16はＰチャンネルの
電界効果トランジスタQ3とダイオードD7によって構成さ
れている。スイッチ20はＰチャンネルの電界効果トラン
ジスタQ4とダイオードD8によって構成されている。
スイッチ18と20の上部端子は＋48Vの電源に接続され
ている。ダイオードD11、D12はそれぞれスイッチ18と20
の両端に接続されている。ダイオードD11とD12はそれぞ
れスイッチ18と20の両端に接続されている。ダイオード
D9とD10の陰極はそれぞれスイッチ14と16上部端子に接
続されている。ダイオードD9とD10の陽極は相互に接続
され、電流検出抵抗R6によって接地されている。スイッ
チ14と16の下部端子は相互に接続され、第２の電流検出
抵抗Raによって接地されている。ドライバ12は、モータ
巻線および個別に構成されているインダクタンスコイ
ル、抵抗およびコンデンサ（図示せず）を有している負
荷22を駆動し、ここでコンデンサは高周波の切換信号と
高調波が負荷に届くのを防止する機能を果す。
これがなければ、これらの切換信号と高調波は近くに
ある他の敏感な回路に放散するであろう。
抵抗器RaとRbに接続されている積分器24と26は、端子
28と30の電流検出フィードバック電圧をそれぞれ平滑化
するために用いられる。積分器24は、抵抗器32とコンデ
ンサ34および36によって構成されている。積分器26は、
抵抗器38とコンデンサ40および42によって構成されてい
る。積分器24の出力の信号はオペアンプ46と抵抗器48、
50によって構成されている極性反転増幅器44によって反
転される。極性反転増幅器44の出力は「Ｂ電流センス」
を表示され、積分器26の出力は「Ａ電流センス」と表示
されている。
第７図はスイッチ14、16、18および20を変調する２個
の調整パルス幅変調器52と54を示しており、各変調器
は、それぞれSilicon Geneval Corp.製の単純化した形
で示されているSG 3526A型集積回路（ICs）56および58
によって構成されている。各パルス幅変調器のICは下記
のブロックによって構成されている。すなわち、それら
は安定化のために外部コンデンサCstを必要とし電流ソ
ース型出力段を有する電流フィードバック増幅器AMP、
外部タイミングコンデンサCtと抵抗器Rtとが接続された
場合に、TR端子で三角波を発生し、負SYNC端子で矩形波
を発生する。発振器OSC、増幅器AMPの出力信号を発振器
OSCによって発生された三角波と比較する比較器COMP、
および外部プルアップ抵抗Rpuが負PWM端子と＋5V電源と
の間に接続された場合に、比較器COMPの出力をバッファ
し、この端子にパルス幅変調信号を発生させる「出力ロ
ジックおよびバッファ」ブロックである。
IC56端子に接続された外部タイミング抵抗器Rtとコン
デンサCtの値は、IC56の発振器OSCによって発生された
三角波の周波数が250KHzとなるように定められている。
外部タイミング抵抗器はIC56の端子60に接続されていな
いので、その発振器OSCは不活性である。IC58は導線62
と64によってIC56に接続されており、その結果IC58は、
動作上IC56の発振器OSCによって発生される三角波およ
び矩形波によって駆動される。
IC56の増幅器AMPは制御信号「電流振幅命令」と「Ａ
電流センス」信号との差を増幅し、IC58の増幅器AMPは
制御信号「電流振幅命令」と「Ｂ電流センス信号」との
差を増幅する。
IC56の負PWM出力は、介在論理装置66のNOR、ゲートG3
の入力１と活動センサ74の再トリが可能安定マルチバイ
ブレータのクロックCL入力とに接続されている。IC58の
負PWM出力は介在論理回路66のNORゲートG7の入力２と活
動センサ82の再トリガ可能単安定マルチバイブレータの
クロックCL入力とに接続されている。単安定マルチバイ
ブレータ68と76はTexas Instruments,Inc.製の74LS123
型ICである。抵抗器72とコンデンサ70は単安定バイブレ
ータ68のパルス時間を40マイクロセカンド又はIC56のPW
M出力信号の10周期にプログラムする。抵抗器80とコン
デンサ78は単安定マルチバイブレータ76のパルス時間を
同様に40マイクロセカンドにプログラムする。介在論理
装置66はNORゲートG3とG7、NANDゲートG4、G5とG6およ
びフリップフロップF1によって構成されている。ゲート
G4の入力２は活動センサ74のマルチバイブレータ68のＱ
出力に接続され、ゲートG6の入力１は活動センサ82のマ
ルチバイブレータ76の負Ｑ出力に接続されている。フリ
ップフロップF1のＳ−BaR入力は制御信号「−モード
Ａ」に接続されている。ゲートG3の出力信号は「A PW
M」とに表示されゲートG7の出力信号は「B PWM」とに表
示されて、第８図の極性論理装置に対する入力となる。
第８図は、極性論理装置84を示しており、この装置は
第９図に示す真理値表に従ってドライバ12のスイッチ1
4、16、18および20を制御する。２元極性バッファBUF1
によってバッファされている「A PWM」信号は抵抗器9
2、94、96および98によってトランジスタ88と90とによ
って構成されている微分トランジスタ対86を制御する。
トランジスタ対86は、ダイオード140と抵抗器142とによ
ってバッファ138を制御する。バッファ138は、トランジ
スタ144と146および抵抗器148と150とによって構成され
ている。これは、導線Q3の「ゲート」によってブリッジ
12のスイッチ18を制御する。２元極性バッファBUF3によ
ってバッファされている「A PWM」信号は、抵抗器106、
108、110と112によってトランジスタ102と104によって
構成されている微分トランジスタ対100を制御する。ト
ランジスタ対100は、ダイオード152と抵抗器154によっ
てバッファ156を制御する。バッファ156はトランジスタ
158と160および抵抗器162と164とによって構成されてい
る。その出力は導線「Q4のゲート」によってブリッジ12
のスイッチ20を制御する。
モータ巻線22内の電流の方向を制御する制御信号「電
流極性命令」は２元極性バッファBUF2によってバッファ
され、このバッファの負出力２は抵抗器116と118によっ
てトランジスタ114を制御する。トランジスタ114はダイ
オード120と抵抗器122によって微分トランジスタ対86の
電流を制御する。さらに、トランジスタ114は、ダイオ
ード126と抵抗器128とによってバッファ124を制御す
る。バッファ124はトランジスタ130と132および抵抗器1
34と136とによって構成され、導線「Q1ゲート」と「Q
1、Q2ソース」によってドライバ12のスイッチ14を制御
する。
バッファBUF2の正出力３は、抵抗器170と172によって
トランジスタ168を制御する。トランジスタ168はダイオ
ード174と抵抗器176とによって微分トランジスタ対100
の電流を制御する。さらに、トランジスタ168は、ダイ
オード180と抵抗器182によってバッファ178を制御す
る。バッファ178はトランジスタ184と186および抵抗器1
88と190とによって構成され、導線「Q2ゲート」と「Q
1、Q2ソース」とによってドライバ12のスイッチ16を制
御する。
本発明の装置の動作 次に第10図を参照しながら、本発明のモータ駆動回路
の動作を説明する。負荷22における電流を右から右へ流
すために、第８図のBUF2に対する制御信号「電流極性命
令」を“H"レベルに設定して、スイッチ18と16をオフに
する。第10a図は振幅がパルス幅変調器52と54に対する
制御信号「電流振幅命令」の電圧レベルによって命令さ
れた希望巻線電流を示している。最初、希望巻線電流は
一定「第10a図の部分１）であり、PWM電流制御の従来の
モード（モードＡと呼ぶ）が制御信号の“L"値によって
セットされ、−モードＡが第７図のフリップフロップF1
に供給される（第10b図の１の部分）。モードＡではド
ライバ12の左下のスイッチ14がオンとなり、パルス幅変
調は右上のスイッチ20に対して行なわれる。その結果、
巻線電流は絶えずスイッチ14と抵抗器Raを経由して流れ
（第10c図の１の部分）、巻線電流の流れのソースはス
イッチ20（第10d図の部分１）とダイオードD10（第10e
図の１の部分）との間で交互に切替わる。スイッチ20に
対するPWM信号は出力Q4ゲートとしての電流極性ロジッ
ク84を経由して介在ロジック66のゲートG3によって（第
10k図の１の部分）パルス幅変調器52により供給され
る。巻線電流は抵抗器Raによって節点30において検出さ
れ、積分器26と導体「Ａ電流センス」によってパルス幅
変調器52の増幅器AMPに供給される。
制御信号−モードＡは次に“H"にセットされ、これに
よって介在ロジック66が後述する変調モードＡとＢとの
間を介在することが可能となる。モードＢでは変調信号
はパルス幅変調器58によって供給される。介在ロジック
66の目的は、巻線電流が制御されている限り、装置がど
のようなモードにあろうとそのモードを保持し、電流の
制御ができなくなったときに他のモードに切替えること
である。電流の制御不能は、電流を制御するために現在
選択されているパルス幅変調器のIC（56または58）の負
PWM出力のパルスが消滅することによって示される。制
御の損失は活動センサ74と82によって検出される。IC56
がその負PWM出力にパルスを発生している時は、IC56は
活動センサ74の再トリガ可能性単安定マルチバイブレー
タ68を保持し、これによってその「Ａ活動」出力信号を
“H"に保持し、これらのパルスが消滅した時には、この
「Ａ活動」信号は“L"になる。IC58がその負PWM出力に
パルスを発生している時には、IC58は活動センサ82の再
トリガ可能単安定マルチバイブレータ76を保持し、これ
によってその負「Ｂ活動」出力信号を“L"に保持し、こ
れらのパルスが消滅した時には、この負「Ｂ活動」信号
は“H"となる。選択された電流変調モード、A PWMまた
はB PWMは第８図の介在回路66のフリップフロップF1の
状態によって決定される。フリップフロップF1のＱ出力
が“H"の場合には、装置はモードＡの状態にあり、その
出力が“L"の場合には装置はモードＢの状態にある。介
在ロジック66の真理値表は、第11図に示されている。
本発明のモータ駆動回路は第10a−ｍ図の部分２に示
されているように、モードＡにとどまることによって、
電流命令波形の電流形成段階および電流減衰段階の初期
の部分、第10a図、を介して巻線電流を制御する。命令
された電流減衰率がスイッチ20をオフすることによって
得られる自然の減衰率を越える場合は（第10a図の３の
部分）、IC56の増幅器AMPの負入力のフィードバック信
号「Ａ電流センス」のレベルはこの増幅器の正入力の制
御信号「電流振幅命令」のレベルを越え、その結果、パ
ルスはIC56の負PWM出力から消滅し（第10g図の３の部
分）、活動センサ74の「Ａ活動」出力信号が“L"値に切
替わる。この時、巻線電流は絶えず電流検出抵抗Rbを通
って流れており（第103図の３の部分）、その結果検出
された電流すなわち、IC58の増幅器AMPの正入力の信号
「Ｂ電流センス」のレベルがこの増幅器の負入力の制御
信号「電流振幅命令」のレベルを越え、従ってパルスが
IC58の負PWM出力に表われ、（第10h図の３の部分）活動
センサ82の「Ａ活動」出力信号が“L"値に切替わる。こ
の結果、介在ロジック66が状態を変更し（第10m図の３
の部分）、介在回路66は、変調モードＢを選択する。
モードＢでは、スイッチ20がオフとなり、パルス幅変
調はスイッチ14に適用される。その結果「自由輪」すな
わち、循環巻線電流はダイオードD10と抵抗切Rb（第10e
図の３の部分）を経由して流れ、スイッチ14を経由する
経路（第10c図の３の部分）とダイオードD11、逆方向の
＋48Vの電源、アース、および抵抗器Rbを経由する経路
を交互に切替える（第10f図の３の部分）。スイッチ14
に対するPWM信号は電流極性ロジック84を通してパルス
幅変調器58によって供給される（第106図の３の部
分）。巻線電流は「Ｂ電流センス」として抵抗器Rbによ
って検出され、スイッチ14に供給されるB PWM出力を引
き出すためにパルス幅変調器54の「電流振幅命令」と比
較される。
以上述べたとおり、本発明のモータ巻線制御回路は、
モータ巻線22を通る１方向の電流の流れに限定されてき
た。１方向の電流の流れには、いくつかの適用分野があ
るが、他の適用分野では双方向の電流の流れとその制御
を必要としている。
本発明の回路は、第９図の真理値表にしたがい、第６
図に示すブリッジ中の４個のスイッチ全てを使用するこ
とによって、巻線22の電流の流れに対して２方向の制御
を提供する。すなわち、スイッチ14と20は１つの方向の
巻線電流の流れを制御するために使用され、スイッチ16
と18は逆方向の巻線電流の流れを制御するために使用さ
れる。
したがって、本発明は電流形成期間ばかりでなく急速
電流減衰期間にもモータの巻線電流を正確に制御する４
個のスイッチを有するモータ巻線電流ドライバを接続す
る。さらに、本発明の電流ドライバは巻線の波形が急速
に減衰する期間だけ電源を通る２方向電流の流れを有し
ており、その結果動作上EMIのレベルが低く、効率が高
いという特徴がある。
本発明に関する上記の説明には多くの特定事項がある
が、これらは本発明の範囲を限定するものと解釈される
べきではなく、むしろ１つの好適な実施例の１例として
解釈されるべきである。例えば第12図に関して、電流検
出抵抗RaとRbの位置はドライバ12の他の実施例であるド
ライバ12Cの抵抗器RacとRbcの位置に変更してもよい。
抵抗器RacとRbcの各々は、巻線電流の方向によってスイ
ッチ電流またはダイオード電流のいずれかを検出しても
よい。
別の代替可能な実施例は第13図にブロック図の形で示
されている。ここではただ１個のパルス幅変調器196が
使用されている。モードＡとＢを切替えるためにヒステ
リシスを有する比較器194が付加される。パルス幅変調
器196の増幅器AMPの正入力の電圧が、巻線電流の制御不
可を示すヒステリシス電圧だけその負入力の電圧を越え
た時には、比較器194の出力は検出電流フィードバック
ソースをトグルスイッチSW5、SW6、およびSW7によって
１つの電流ドライバフィードバック抵抗から他の抵抗に
切替える。
【図面の簡単な説明】
第１図は、従来技術によるパルス幅変調モータドライバ
の、１部をブロック図で示した、概略回路図である。 第２図は、巻線における電流成長期間中の電流の流れを
示している第１図の回路部分の概略回路図である。 第３図は、モータ巻線における電流減衰期の電流の流れ
を示している第１図の回路部分の概略回路図である。 第４図は、第１図の従来技術の電流の種々の波形をプロ
ットした図である。 第５図は、モータ駆動回路の他の従来技術の１部をブロ
ック図で示した概略回路図である。 第６図は、本発明の特徴を含むモータ巻線駆動回路の１
部分の概略回路図である。 第７図は、本発明のモータ巻線駆動回路のパルス幅変調
器および介在回路部の一部をブロック図で示した概略回
路図である。 第８図は、本発明による駆動回路の電流極性論理回路部
の概略回路図である。 第９図は、第８図の回路の真理値表である。 第10図は、本発明のモータ駆動回路の種々の波形をプロ
ットした例である。 第11図は、本発明の回路の介在回路部の真理値表であ
る。 第12図は、本発明の他の実施例を示している第６図の概
略回路図で同様の回路設計を示す図である。 第13図は、本発明の他の実施例に１部をブロック図で示
した回路図である。

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】誘導負荷中の電流の流れを制御してこの電
    流を急速減衰部を有する命令波形に追従させる方法であ
    って， 誘導負荷を電流に接続して，誘導負荷に第１の方向に流
    れる電流を流す段階と， 第１と第２の電流変調器を上記の誘導負荷の両端で上記
    の負荷に直列に接続し，誘導負荷を流れる電流の流れを
    変調する段階と， 第１のダイオードを直列に接続された誘導負荷と上記の
    第２の電流変調器に並列に，しかも電流の流れの第１の
    方向に対して逆の極性に接続し，電源から誘導負荷への
    電流の流れが上記第１の電流変調器によって中断された
    場合，電流を誘導負荷と第２の電流変調器を通して第１
    の方向に循環させる段階と， 第２のダイオードを直列に接続された誘導負荷と上記の
    第１の電流変調器に並列に，しかも電流の流れの第１の
    方向に対して逆の極性に接続し，電流が上記の第１と第
    ２の電流変調器の両方によって中断された場合，電流を
    誘導負荷を通して第１の方向に循環させるとともに，電
    源と第１のダイオードを通して逆の方向に循環させ，こ
    れによって上記の誘導負荷を循環する電流を急速に減衰
    させる段階と， 上記の第２の電流変調器を通る電流の流れを検出する段
    階と， 上記の第１のダイオードを通る電流の流れを検出する段
    階と， 検出された電流と命令波形とを比較して誤差信号を取り
    出す段階と， 上記の第２の電流変調器を通る検出電流の流れを比較す
    ることによって取り出された誤差信号に応じて上記の第
    １の電流変調器を制御し変調電流を命令波形に追従させ
    る段階と， 第１の電流変調器が，命令波形の減衰部に追従するため
    に誘導負荷を通る電流を十分急速に減衰できなくなった
    場合，電流制御の損失を検出する段階と， 前記第１及び第２電流変調器の両方を流れる電流の流れ
    を電流制御損失の検出に応答して遮断する段階であっ
    て，その結果当該電流は電源に流れ込み同時に第１方向
    で誘導負荷を通過し，それによって第１方向に流れる誘
    導負荷内の電流が急速に減衰する，ところの段階と， から成る方法。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の方法であっ
    て，上記の第１の電流変調器は，誤差信号に応じてこの
    電流変調器を通る電流の流れのパルス幅を変調する， ところの方法。
  3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項に記載の方法であっ
    て，上記の第１と第２の電流変調器の両方を通る電流の
    流れを遮断する段階は，上記の第１のダイオードを通る
    検出された電流の流れを比較することによって取り出さ
    れた誤差信号に応じて上記の第２の変調器を通る電流の
    流れを周期的に中断している間に，上記の第１の電流変
    調器を通る電流の流れを遮断することを含む， ところの方法。
  4. 【請求項４】特許請求の範囲第１項に記載の方法であっ
    て，上記の第２の電流変調器は，誤差信号に応じてこの
    電流変調器を通る電流の流れのパルス幅を変調する， ところの方法。
  5. 【請求項５】特許請求の範囲第１項に記載の方法であっ
    て，制御損失を検出するステップは，誘導負荷を通る電
    流の流れの変調の損失を検出することによって構成され
    ている， ところの方法。
  6. 【請求項６】特許請求の範囲第１項に記載の方法であっ
    て，前記誘導負荷は，モータの巻線によって構成されて
    いる， ところの方法。
  7. 【請求項７】モーター巻線中の電流を急速減衰部を有す
    る命令波形に追従させるモーター駆動回路であって， 第１の方向に流れる電流を供給する電流供給手段と， 上記の電流供給手段に接続されたモータ巻線であって，
    上記の電流供給手段から上記のモータ巻線を通して電流
    を流し，上記モータを駆動するモータ巻線と， 上記の巻線の両端で上記モータ巻線と直列に接続され，
    上記巻線を通る電流の流れを変調する第１と第２の電流
    変調手段と， 直列に接続された上記モータ巻線と上記の第２の電流変
    調手段に並列に，しかも上記の電流の流れの第１の方向
    に対して逆の極性に接続され，上記の電力供給手段から
    上記のモータ巻線に対する電流の流れが上記の第１の電
    流変調手段によって中断された場合に，電流を上記のモ
    ータ巻線と上記の第２の電流変調手段を通して第１の方
    向に循環させる第１のダイオード手段と， 前記モーター巻線及び前記第１電流変調手段の直列体と
    並列に，かつ電流の第１方向と逆極性になるよう接続さ
    れた第２ダイオード手段であって，電流が前記第１及び
    第２電流変調器手段の両方により中断されたとき，電流
    が前記電源に当該モーター巻線を通じて第１方向に流
    れ，それによって前記モーター巻線内の循環電流が急速
    な減衰を生じる，ところの第２ダイオード手段と， 上記の第２の電流変調手段を通る電流の流れを検出して
    第１の検出出力を取り出す第１の検出手段と， 上記の第１の検出電流出力を命令波形と比較して，第１
    の誤差信号出力を取り出す比較手段であって，前記第１
    の電流変調手段は上記の第１の誤差信号出力に応じて上
    記のモータ巻線と上記の第２の電流変調手段を通る電流
    を命令波形に追従せしめる，ところの比較手段と， 上記のモータ巻線電流に対する制御の損失を検出し，上
    記の第１の電流変調手段が命令波形の急速に減衰する部
    分に追従するために，上記のモータ巻線を通る電流を十
    分急速に減衰できなくなった場合，制御損失出力を発生
    する制御検出手段であって，前記第２の電流変調手段は
    上記の制御損失出力に応答してこの電流変調手段を通る
    電流の流れを変調し，上記のモータ巻線を通して電流を
    第１の方向に循環させ，上記の第２のダイオード，電力
    供給手段および第１のダイオード手段を通して電流を逆
    方向に循環させ，上記のモータ巻線中の循環電流を急速
    に減衰させる，制御検出手段と， から成る駆動回路。
  8. 【請求項８】特許請求の範囲第７項に記載のモータ駆動
    回路であって、さらに 上記の第１のダイオード手段を通る電流の流れを検出し
    て，第２の検出出力を取り出す第２の検出手段と， 命令波形を第２の検出出力と比較して，第２の誤差信号
    を取り出す比較手段と， を含み， 上記の第２の電流変調手段は，上記の第２の誤差信号に
    応じてこの電流変調手段を流れる電流の流れを変調し，
    上記のモータ巻線を流れる電流の流れを命令波形の急速
    減衰部分に追従させる， ところの駆動回路。
  9. 【請求項９】特許請求の範囲第７項に記載のモータ駆動
    回路であって，上記の第１と第２の電流変調手段がパル
    ス幅変調器である， ところの駆動回路。
  10. 【請求項１０】特許請求の範囲第７項に記載のモータ駆
    動回路であって，上記の制御検出手段は上記の第１の電
    流変調手段によって発生された電流変調を検出する活動
    検出手段を含み，検出された電流の変調が或るしきい値
    以下に低下した場合，上記の活動検出手段が制御損失出
    力を発生する， ところの駆動回路。
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