JP2584524B2 - パルス性ノイズ補正回路 - Google Patents
パルス性ノイズ補正回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ビデオテープレコーダ（以下「VTRとい
う）において再生オーディオ信号に含まれるパルス性ノ
イズを除去するパルス性ノイズ補正回路に関するもので
ある。
う）において再生オーディオ信号に含まれるパルス性ノ
イズを除去するパルス性ノイズ補正回路に関するもので
ある。
従来の技術 オーディオ信号を映像信号と共に同一のトラック（映
像トラック）に記録し再生するハイファイ型VTRでは、
オーディオ信号も２つの回転ヘッドにより１トラック分
ずつ交互に再生される。そのため、記録信号（FM）から
所定のオーディオ信号に戻した状態ではヘッドの切り換
わり目において第８図（ｂ）に示すようにパルス性ノイ
ズ（以下「スイッチングノイズ」ともいう）（24）がオ
ーディオ信号（Ｓ）に加わることが知られている。な
お、同図において、（ａ）はヘッドスイッチングパルス
（25）を示している。このように、オーディオ信号中に
含まれたスイッチングノイズ（24）を除去する回路とし
て、従来から前値ホールド補正回路や微分ホールド補正
回路が知られている。前者は第９図に示すように復調し
たオーディオ信号が与えられるバッファ（１）の出力側
にスイッチ（２）を設けると共に、このスイッチ（２）
の後方にコンデンサ（C1）を設け、スイッチ（２）を第
８図（ｃ）に示すスイッチングパルス（25）の変遷に同
期したホールドパルス（26）によって該パルス（26）の
期間、OFF状態とするとにより、スイッチングノイズ（2
4）の直前のオーディオ信号のレベルをコンデンサ
（C1）に保持させるものである。尚、第９図において、
（３）は増幅器である。
像トラック）に記録し再生するハイファイ型VTRでは、
オーディオ信号も２つの回転ヘッドにより１トラック分
ずつ交互に再生される。そのため、記録信号（FM）から
所定のオーディオ信号に戻した状態ではヘッドの切り換
わり目において第８図（ｂ）に示すようにパルス性ノイ
ズ（以下「スイッチングノイズ」ともいう）（24）がオ
ーディオ信号（Ｓ）に加わることが知られている。な
お、同図において、（ａ）はヘッドスイッチングパルス
（25）を示している。このように、オーディオ信号中に
含まれたスイッチングノイズ（24）を除去する回路とし
て、従来から前値ホールド補正回路や微分ホールド補正
回路が知られている。前者は第９図に示すように復調し
たオーディオ信号が与えられるバッファ（１）の出力側
にスイッチ（２）を設けると共に、このスイッチ（２）
の後方にコンデンサ（C1）を設け、スイッチ（２）を第
８図（ｃ）に示すスイッチングパルス（25）の変遷に同
期したホールドパルス（26）によって該パルス（26）の
期間、OFF状態とするとにより、スイッチングノイズ（2
4）の直前のオーディオ信号のレベルをコンデンサ
（C1）に保持させるものである。尚、第９図において、
（３）は増幅器である。
一方、微分ホールド補正回路は第10図に示すように第
９図の前値ホールド回路において、更に増幅器（３）の
出力を適切な条件のもとに定められた抵抗（R2）とコン
デンサン（C2）より成る信号帰還路（４）によってコン
デンサ（C1）側に帰還する構成を設け、前記コンデンサ
（C1）を単に前値ホールドだけでなく、これに帰還され
た信号によっても充電又は放電するようにしたものであ
る。
９図の前値ホールド回路において、更に増幅器（３）の
出力を適切な条件のもとに定められた抵抗（R2）とコン
デンサン（C2）より成る信号帰還路（４）によってコン
デンサ（C1）側に帰還する構成を設け、前記コンデンサ
（C1）を単に前値ホールドだけでなく、これに帰還され
た信号によっても充電又は放電するようにしたものであ
る。
第11図はスイッチングノイズ（24）が前値ホールド補
正回路ではAB,微分ホールド補正回路ではAB′のように
補正されること示している。
正回路ではAB,微分ホールド補正回路ではAB′のように
補正されること示している。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、前値ホールド補正回路による補正は第
12図の（イ）や（ロ）に示すようにオーディオ信号
（Ｓ）の波形にスイッチングノイズ（24）よりは小さい
もののホールド歪（27）が残る形となる。このホールド
歪（27）は周波数の低いときにはオーディオ信号（Ｓ）
の歩形自体が大きく傾斜角が比較的緩やかであるので、
相対的に小さくなり、聴感上それ程、目立たないが、周
波数が高いところではオーディオ信号の波形が狭く傾斜
角が急峻になるので、ホールド歪が相対的に大きくなっ
てノイズ音として目立つことになる。
12図の（イ）や（ロ）に示すようにオーディオ信号
（Ｓ）の波形にスイッチングノイズ（24）よりは小さい
もののホールド歪（27）が残る形となる。このホールド
歪（27）は周波数の低いときにはオーディオ信号（Ｓ）
の歩形自体が大きく傾斜角が比較的緩やかであるので、
相対的に小さくなり、聴感上それ程、目立たないが、周
波数が高いところではオーディオ信号の波形が狭く傾斜
角が急峻になるので、ホールド歪が相対的に大きくなっ
てノイズ音として目立つことになる。
一方、微分ホールド補正回路による補正は、一般に前
値ホールド補正回路による補正より補正効果が高く、特
に高周波数領域で良好であるが、オーディオ信号のS/N
が悪いときには良くない。S/Nが悪いと第13図（ｂ）に
示すようにオーディオ信号波形（Ｓ）のピーク部分では
ノイズ（28）のピーク（P2）を超える誤り補正（エラ
ー）が発生することがあり、聴感上ノイズが目立って音
質劣化が顕著となる。この原因となるノイズはローパス
フィルタ（LPF）にて、或る程度取り除くことは可能で
あるが、同時に群遅延によりパルス幅が広がり補正幅を
広げなくてはならなくなるため過度のフィルタリングは
かえって逆効果となる。この点、前値ホールド補正では
第13図（ａ）に示すように最大でもノイズ（28）のピー
ク値（P1）で補正されるだけである。
値ホールド補正回路による補正より補正効果が高く、特
に高周波数領域で良好であるが、オーディオ信号のS/N
が悪いときには良くない。S/Nが悪いと第13図（ｂ）に
示すようにオーディオ信号波形（Ｓ）のピーク部分では
ノイズ（28）のピーク（P2）を超える誤り補正（エラ
ー）が発生することがあり、聴感上ノイズが目立って音
質劣化が顕著となる。この原因となるノイズはローパス
フィルタ（LPF）にて、或る程度取り除くことは可能で
あるが、同時に群遅延によりパルス幅が広がり補正幅を
広げなくてはならなくなるため過度のフィルタリングは
かえって逆効果となる。この点、前値ホールド補正では
第13図（ａ）に示すように最大でもノイズ（28）のピー
ク値（P1）で補正されるだけである。
本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、
S/Nに拘らず良好なホールド補正が実現できるパルス性
ノイズ補正回路を提供することを目的とする。
S/Nに拘らず良好なホールド補正が実現できるパルス性
ノイズ補正回路を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段 上記目的を達成するため本発明では、ビデオテープレ
コーダにおける記録媒体のトラックから読みだされたFM
信号をMF復調器で復調して得られたオーディオ信号に含
まれるヘッド切り換えに基づくパルス性ノイズを除去す
るために、前値ホールド補正用のコンデンサと該コンデ
ンサにオーディオ信号を微分帰還する微分ホールド補正
用の信号帰還路とを備えるパルス性ノイズ補正回路にお
いて、 前記FM復調器から出力されるオーディオ信号に含まれ
るオーディオ帯域外ノイズを検出する検出手段と、 前記検出手段により検出されたノイズのレベルとホー
ルド期間の補正波形の傾斜とが負の相関関係を持つよう
に前記信号帰還路の帰還量を制御する制御手段と、 を有する構成としている。
コーダにおける記録媒体のトラックから読みだされたFM
信号をMF復調器で復調して得られたオーディオ信号に含
まれるヘッド切り換えに基づくパルス性ノイズを除去す
るために、前値ホールド補正用のコンデンサと該コンデ
ンサにオーディオ信号を微分帰還する微分ホールド補正
用の信号帰還路とを備えるパルス性ノイズ補正回路にお
いて、 前記FM復調器から出力されるオーディオ信号に含まれ
るオーディオ帯域外ノイズを検出する検出手段と、 前記検出手段により検出されたノイズのレベルとホー
ルド期間の補正波形の傾斜とが負の相関関係を持つよう
に前記信号帰還路の帰還量を制御する制御手段と、 を有する構成としている。
作 用 このような構成によると、FM復調器から出力されるオ
ーディオ信号に含まれるオーディオ帯域外ノイズが検出
され、検出されたノイズのレベルに応じて信号帰還路の
帰還量が変化する。その結果、ノイズレベルが小さいと
きはホールド期間の補正波形の傾斜が大きくなって微分
ホールド補正に近い補正が行なわれ、ノイズレベルが増
大するに伴いホールド期間の補正波形の傾斜が小さくな
って前値ホールド補正に近づいていく。
ーディオ信号に含まれるオーディオ帯域外ノイズが検出
され、検出されたノイズのレベルに応じて信号帰還路の
帰還量が変化する。その結果、ノイズレベルが小さいと
きはホールド期間の補正波形の傾斜が大きくなって微分
ホールド補正に近い補正が行なわれ、ノイズレベルが増
大するに伴いホールド期間の補正波形の傾斜が小さくな
って前値ホールド補正に近づいていく。
実施例 以下、本発明の実施例の図面を参照しつつ説明する。
第１図は、本発明を実施したパルス性ノイズ補正回路
を説明するための回路構成図である。本実施例のパルス
性ノイズ補正回路（30）は、図に示すように、増幅器
（31）と、その増幅器（31）の入力側に接続されたスイ
ッチ（SW）と、増幅器（31）の入力側とグランド間に接
続された前値ホールド補正用のコンデンサ（C1）と、増
幅器（31）の出力をコンデンサ（C1）に微分帰還するた
め可変抵抗（32）とコンデンサ（C2）を直列接続してな
る信号帰還路（36）と、FM復調器（10）から出力される
オーディオ信号（Ｓ）に含まれるオーディオ帯域外ノイ
ズを検出するためバンドパスフィルタ（33），増幅器
（34）及びノイズ検波器（35）からなるノイズ検出回路
とから構成されている。
を説明するための回路構成図である。本実施例のパルス
性ノイズ補正回路（30）は、図に示すように、増幅器
（31）と、その増幅器（31）の入力側に接続されたスイ
ッチ（SW）と、増幅器（31）の入力側とグランド間に接
続された前値ホールド補正用のコンデンサ（C1）と、増
幅器（31）の出力をコンデンサ（C1）に微分帰還するた
め可変抵抗（32）とコンデンサ（C2）を直列接続してな
る信号帰還路（36）と、FM復調器（10）から出力される
オーディオ信号（Ｓ）に含まれるオーディオ帯域外ノイ
ズを検出するためバンドパスフィルタ（33），増幅器
（34）及びノイズ検波器（35）からなるノイズ検出回路
とから構成されている。
第１図において、FM復調器（10）から出力されるオー
ディオ信号（Ｓ）はローパスフィルタ（20）を通過後パ
ルス性ノイズ補正回路（30）に入力される。そして、パ
ルス性ノイズ補正回路に入力された信号はスイッチ（S
W）を介して増幅器（31）に入力される。このスイッチ
（SW）は第８図（ｃ）に示すホールドパルス（26）で制
御され、ホールドパルス（26）がハイレベルとなる期間
（ホールド期間）はOFF状態となり、ホールドパルス（2
6）がロウレベルとなる期間ではON状態となる。そして
ホールド期間において、前値ホールド補正用コンデンサ
（C1）と、可変抵抗（32）及びコンデンサ（C2）からな
る信号帰還路（36）との働きによってホールド補正を行
なっている。ここで、増幅器（31）の利得をAVとする
と、 C1/C2＝Av−１ なる条件を満足するようにコンデサ容量（C1）及び
（C2）が選ばれているものとする。このとき、ホールド
期間中に信号帰還路（36）を流れる電流は一定値となる
ためホールド補正は直線補間となり、補間直線の傾斜
（ホールド期間の補正波形の傾斜）は可変抵抗（32）に
よって変化させることができる。すなわち、可変抵抗
（32）の抵抗値R2を Rmin≦R2＜∞ の範囲で変化させたとき、信号帰還路（36）のカツトオ
フ周波数fCは、C1/C2＝Av−１なる関係を考慮すると、
概ね ０＜fC＝1/（２πC2R2）≦1/（２πC2Rmin）となる。こ
のため、抵抗値R2を大きくしていくと高周波成分から順
次帰還量が減少してホールド期間の補正波形の傾斜は小
さくなり、第７図のAB′からABのように変化する。
ディオ信号（Ｓ）はローパスフィルタ（20）を通過後パ
ルス性ノイズ補正回路（30）に入力される。そして、パ
ルス性ノイズ補正回路に入力された信号はスイッチ（S
W）を介して増幅器（31）に入力される。このスイッチ
（SW）は第８図（ｃ）に示すホールドパルス（26）で制
御され、ホールドパルス（26）がハイレベルとなる期間
（ホールド期間）はOFF状態となり、ホールドパルス（2
6）がロウレベルとなる期間ではON状態となる。そして
ホールド期間において、前値ホールド補正用コンデンサ
（C1）と、可変抵抗（32）及びコンデンサ（C2）からな
る信号帰還路（36）との働きによってホールド補正を行
なっている。ここで、増幅器（31）の利得をAVとする
と、 C1/C2＝Av−１ なる条件を満足するようにコンデサ容量（C1）及び
（C2）が選ばれているものとする。このとき、ホールド
期間中に信号帰還路（36）を流れる電流は一定値となる
ためホールド補正は直線補間となり、補間直線の傾斜
（ホールド期間の補正波形の傾斜）は可変抵抗（32）に
よって変化させることができる。すなわち、可変抵抗
（32）の抵抗値R2を Rmin≦R2＜∞ の範囲で変化させたとき、信号帰還路（36）のカツトオ
フ周波数fCは、C1/C2＝Av−１なる関係を考慮すると、
概ね ０＜fC＝1/（２πC2R2）≦1/（２πC2Rmin）となる。こ
のため、抵抗値R2を大きくしていくと高周波成分から順
次帰還量が減少してホールド期間の補正波形の傾斜は小
さくなり、第７図のAB′からABのように変化する。
本実施例では、可変抵抗（32）の抵抗値R2はノイズレ
ベルを表わす信号（VC）によって制御され、この信号
（VC）はバンドパスフィルタ（33），増幅器（34）及び
ノイズ検波器（35）からなるノイズ検出回路により作成
される。すなわち、FM復調器（10）から出力される復調
されたオーディオ信号（Ｓ）は、まずバンドパスフィル
タ（33）に通され、再生信号のC/N等、信号状態に応じ
たオーディオ帯域外ノイズ（例えば、100KHz〜400KHz程
度のノイズ）が取り出される。そしてこのオーディオ帯
域外ノイズは増幅器（34）で増幅された後、ノイズ検波
器（35）によりオーディオ帯域外ノイズのレベルに応じ
た直流電圧が取り出され、この直流電圧が可変抵抗（3
2）の制御信号（VC）として使用される。
ベルを表わす信号（VC）によって制御され、この信号
（VC）はバンドパスフィルタ（33），増幅器（34）及び
ノイズ検波器（35）からなるノイズ検出回路により作成
される。すなわち、FM復調器（10）から出力される復調
されたオーディオ信号（Ｓ）は、まずバンドパスフィル
タ（33）に通され、再生信号のC/N等、信号状態に応じ
たオーディオ帯域外ノイズ（例えば、100KHz〜400KHz程
度のノイズ）が取り出される。そしてこのオーディオ帯
域外ノイズは増幅器（34）で増幅された後、ノイズ検波
器（35）によりオーディオ帯域外ノイズのレベルに応じ
た直流電圧が取り出され、この直流電圧が可変抵抗（3
2）の制御信号（VC）として使用される。
可変抵抗（32）はIC（半導体集積回路）で構成できる
が、その一例を説明する。まず、第４図に示す可変増幅
回路は入力電圧V1+,V1-とし、定電流源（13）（14）の
定電流をそれぞれI0,Ir,トランジスタ（Q1）（Q7）のエ
ミッタ抵抗を共にREとすると、出力電流i0は i0＝（1/RE）（Ir/I0）（V1+−V1-） …… となる。ここで、入力端（16）と出力端（17）を例えば
第２図のように直接接続すると、この回路は第５図
（イ）に示すように表わすことができ、更に同図（ロ）
に如くバッファ部分（18）と可変抵抗部分（19）とな
る。可変抵抗部分（19）の抵抗値をR2とすると、 R2＝（V1+−V1-）/i0 …… であり、これに式のi0を代入すると、 R2＝RE（I0/Ir） …… となる。すなわちI0/Irの比を変えることによりR2を可
変できるのである。したがって、第１の可変抵抗（32）
は第２図のようにIrをノイズ検波器（35）の出力電圧
（VC）で可変するように構成すればよい。電流Ifの可変
は、例えば第２図に示すように、平滑用コンデンサ
（C4），トランジスタ（T4）及び抵抗（R41）（R42）か
らなるインタフェース回路を介してトランジスタ（T3）
のベース電圧を制御することにより行なわれる。これに
より、電圧（VC）が上昇するとトランジスタ（T4）のコ
レクタ電流が増加してトランジスタ（T3）のベース電圧
が低下するため、電流（Ir）は減少し抵抗値R2は増大す
る。逆に、電圧（VC）が低下するとトランジスタ（T3）
のベース電圧が上昇するため、電流（Ir）は増大し抵抗
値R2は減少する。よって第１図の実施例では、S/Nが十
分な状態のときは抵抗値R2が小さくなるためホールド期
間の補正波形の傾斜は大きくなって微分ホールド補正に
近い補正となるが、C/Nが悪い場合などでS/Nが不十分な
状態になると抵抗値R2が増大するためホールド補正され
る信号波形の傾斜は次第に小さくなり前値ホールド補正
に近づいていく。
が、その一例を説明する。まず、第４図に示す可変増幅
回路は入力電圧V1+,V1-とし、定電流源（13）（14）の
定電流をそれぞれI0,Ir,トランジスタ（Q1）（Q7）のエ
ミッタ抵抗を共にREとすると、出力電流i0は i0＝（1/RE）（Ir/I0）（V1+−V1-） …… となる。ここで、入力端（16）と出力端（17）を例えば
第２図のように直接接続すると、この回路は第５図
（イ）に示すように表わすことができ、更に同図（ロ）
に如くバッファ部分（18）と可変抵抗部分（19）とな
る。可変抵抗部分（19）の抵抗値をR2とすると、 R2＝（V1+−V1-）/i0 …… であり、これに式のi0を代入すると、 R2＝RE（I0/Ir） …… となる。すなわちI0/Irの比を変えることによりR2を可
変できるのである。したがって、第１の可変抵抗（32）
は第２図のようにIrをノイズ検波器（35）の出力電圧
（VC）で可変するように構成すればよい。電流Ifの可変
は、例えば第２図に示すように、平滑用コンデンサ
（C4），トランジスタ（T4）及び抵抗（R41）（R42）か
らなるインタフェース回路を介してトランジスタ（T3）
のベース電圧を制御することにより行なわれる。これに
より、電圧（VC）が上昇するとトランジスタ（T4）のコ
レクタ電流が増加してトランジスタ（T3）のベース電圧
が低下するため、電流（Ir）は減少し抵抗値R2は増大す
る。逆に、電圧（VC）が低下するとトランジスタ（T3）
のベース電圧が上昇するため、電流（Ir）は増大し抵抗
値R2は減少する。よって第１図の実施例では、S/Nが十
分な状態のときは抵抗値R2が小さくなるためホールド期
間の補正波形の傾斜は大きくなって微分ホールド補正に
近い補正となるが、C/Nが悪い場合などでS/Nが不十分な
状態になると抵抗値R2が増大するためホールド補正され
る信号波形の傾斜は次第に小さくなり前値ホールド補正
に近づいていく。
次に、信号帰還路（36）において可変抵抗（32）の代
わりに可変増幅器を用いた実施例について第３図に基い
て説明する。
わりに可変増幅器を用いた実施例について第３図に基い
て説明する。
第３図の実施例が第１図の実施例と異なっているの
は、可変増幅器（39）の利得Av2を制御することによっ
て帰還量を制御するように構成されている点であり、他
の構成は第１図と同一である。可変増幅器（39）として
は第４図の回路使用することができる。すなわち、第４
において出力端（17）とグランド間に負荷抵抗（R0）を
接続すると、この回路は第６図のように表わすことがで
き、その利得Av2は Av2＝V0/（V1+−V1-） …… である。ここで、V0はR0i0であるから式を用いると、 Av2＝（R0/RE）（Ir/I0） …… となり、R0/REを一定とすれば、Ir/I0を可変することに
よりAv2を変えることができる。なお、第１図，第３図
の実施例において前記可変抵抗（32）又は可変増幅器
（39）とトランジスタ（T3）のコレクタとの間に電流制
限回路を設けて電流Irを ０＜Ir＜Irmax に制限するのが好ましい。ここでIrmaxは増幅器（31）
（39）の利得をAv,Av2としたとき AvAv2＝１＋C1/C2 を満たす電流値である。これにより帰還量の最大値を制
限し微分傾斜が過度にならないようにする。ただし、第
１図の実施例ではAv2＝１である。
は、可変増幅器（39）の利得Av2を制御することによっ
て帰還量を制御するように構成されている点であり、他
の構成は第１図と同一である。可変増幅器（39）として
は第４図の回路使用することができる。すなわち、第４
において出力端（17）とグランド間に負荷抵抗（R0）を
接続すると、この回路は第６図のように表わすことがで
き、その利得Av2は Av2＝V0/（V1+−V1-） …… である。ここで、V0はR0i0であるから式を用いると、 Av2＝（R0/RE）（Ir/I0） …… となり、R0/REを一定とすれば、Ir/I0を可変することに
よりAv2を変えることができる。なお、第１図，第３図
の実施例において前記可変抵抗（32）又は可変増幅器
（39）とトランジスタ（T3）のコレクタとの間に電流制
限回路を設けて電流Irを ０＜Ir＜Irmax に制限するのが好ましい。ここでIrmaxは増幅器（31）
（39）の利得をAv,Av2としたとき AvAv2＝１＋C1/C2 を満たす電流値である。これにより帰還量の最大値を制
限し微分傾斜が過度にならないようにする。ただし、第
１図の実施例ではAv2＝１である。
第３図に示した可変利得構成では、増幅器（31）の利
得Avの場合、増幅器（39）の利得Av2を （C1/C2＋１）/Av から０まで変化させることにより帰還率が変化し、カッ
トオフ周波数1/（２πC2R2）以下でホールド補正される
信号波形の傾斜は、第７図のAB′からABのように変化す
る。
得Avの場合、増幅器（39）の利得Av2を （C1/C2＋１）/Av から０まで変化させることにより帰還率が変化し、カッ
トオフ周波数1/（２πC2R2）以下でホールド補正される
信号波形の傾斜は、第７図のAB′からABのように変化す
る。
以上のように、オーディオ帯域外ノイズのレベルが高
くなると（S/Nが悪くなると）、第１図の可変抵抗構成
では抵抗値を高めることにより、信号周波数の高域成分
より順次、微分ホールド補正状態から前値ホールド補正
状態へ連続的に変化させることができ、また、第３図の
可変利得構成では利得を下げていくことにより、信号周
波数全帯域同時に微分ホールド補正状態から前値ホール
ド補正状態へ連続的に変化させることができる。
くなると（S/Nが悪くなると）、第１図の可変抵抗構成
では抵抗値を高めることにより、信号周波数の高域成分
より順次、微分ホールド補正状態から前値ホールド補正
状態へ連続的に変化させることができ、また、第３図の
可変利得構成では利得を下げていくことにより、信号周
波数全帯域同時に微分ホールド補正状態から前値ホール
ド補正状態へ連続的に変化させることができる。
なお、パルス性ノイズ補正回路（30）でホールド補正
されたオーディオ信号は、さらにディエンファシス回路
等を通された後、音声として再生される。
されたオーディオ信号は、さらにディエンファシス回路
等を通された後、音声として再生される。
発明の効果 以上の通り本発明によれば、テープのC/Nが悪い場合
などでS/Nが不十分な状態になると、ノイズレベルの増
大に伴いホールド期間の補正波形の傾斜が次第に小さく
なり、微分ホールド補正状態から前値ホールド補正状態
へ連続的に変化する。これにより、S/Nが不十分な場合
に微分ホールド補正おいてみられた顕著な音質劣化を防
止し、各々のS/Nに応じた適切なホールド補正を行なう
ことができるため、聴感ノイズの少ない良好な音質が得
られる。
などでS/Nが不十分な状態になると、ノイズレベルの増
大に伴いホールド期間の補正波形の傾斜が次第に小さく
なり、微分ホールド補正状態から前値ホールド補正状態
へ連続的に変化する。これにより、S/Nが不十分な場合
に微分ホールド補正おいてみられた顕著な音質劣化を防
止し、各々のS/Nに応じた適切なホールド補正を行なう
ことができるため、聴感ノイズの少ない良好な音質が得
られる。
第１図は本発明を実施したパルス性ノイズ補正回路の回
路構成図であり、第２図はその一部の具体例を示す回路
図である。第３図は本発明の他の実施例の回路構成図で
ある。第４図は第１図，第３図の実施例に使用する回路
例を示す図であり、第５図及び第６図はその簡略図であ
る。第７図は本発明実施例の動作説明図である。第８図
は一般的なスイッチングノイズ処理について説明するた
めの図である。第９図は従来の前値ホールド補正回路を
示す図であり、第10図は従来の微分ホールド補正回路を
示す図である。第11図は第９図及び第10図の回路による
補正を説明するための図である。第12図は第９図の説明
図である。第13図は第９図及び第10図を説明するための
図である。 （10）……FM復調器， （24）……スイッチングノイズ， （25）……ヘッドスイッチングパルス， （30）……パルス性ノイズ補正回路， （32）……可変抵抗， （33）……パンドパスフィルタ， （35）……ノイズ検波器， （36）……信号帰還路， （39）……可変増幅器， （C1）……前値ホールド補正用コンデンサ， （T3）……ドライブ用トランジスタ（制御手段）， （Ｓ）……オーディオ信号， （SW）……スイッチ。
路構成図であり、第２図はその一部の具体例を示す回路
図である。第３図は本発明の他の実施例の回路構成図で
ある。第４図は第１図，第３図の実施例に使用する回路
例を示す図であり、第５図及び第６図はその簡略図であ
る。第７図は本発明実施例の動作説明図である。第８図
は一般的なスイッチングノイズ処理について説明するた
めの図である。第９図は従来の前値ホールド補正回路を
示す図であり、第10図は従来の微分ホールド補正回路を
示す図である。第11図は第９図及び第10図の回路による
補正を説明するための図である。第12図は第９図の説明
図である。第13図は第９図及び第10図を説明するための
図である。 （10）……FM復調器， （24）……スイッチングノイズ， （25）……ヘッドスイッチングパルス， （30）……パルス性ノイズ補正回路， （32）……可変抵抗， （33）……パンドパスフィルタ， （35）……ノイズ検波器， （36）……信号帰還路， （39）……可変増幅器， （C1）……前値ホールド補正用コンデンサ， （T3）……ドライブ用トランジスタ（制御手段）， （Ｓ）……オーディオ信号， （SW）……スイッチ。
Claims (1)
- 【請求項１】ビデオテープレコーダにおける記録媒体の
トラックから読みだされたFM信号をFM復調器で復調して
得られたオーディオ信号に含まれるヘッド切り換えに基
づくパルス性ノイズを除去するために、前値ホールド補
正用のコンデンサと該コンデンサにオーディオ信号を微
分帰還する微分ホールド補正用の信号帰還路とを備える
パルス性ノイズ補正回路において、 前記FM復調器から出力されるオーディオ信号に含まれる
オーディオ帯域外ノイズを検出する検出手段と、 前記検出手段により検出されたノイズのレベルとホール
ド期間の補正波形の傾斜とが負の相関関係を持つように
前記信号帰還路の帰還量を制御する制御手段と、 を有することを特徴とするパルス性ノイズ補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2077227A JP2584524B2 (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | パルス性ノイズ補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2077227A JP2584524B2 (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | パルス性ノイズ補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03276464A JPH03276464A (ja) | 1991-12-06 |
| JP2584524B2 true JP2584524B2 (ja) | 1997-02-26 |
Family
ID=13627969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2077227A Expired - Fee Related JP2584524B2 (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | パルス性ノイズ補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2584524B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0537266A (ja) * | 1991-07-26 | 1993-02-12 | Victor Co Of Japan Ltd | Ｆｍ音声信号再生装置 |
-
1990
- 1990-03-26 JP JP2077227A patent/JP2584524B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03276464A (ja) | 1991-12-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |