JPH0537266A - Ｆｍ音声信号再生装置 - Google Patents
Ｆｍ音声信号再生装置Info
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- JPH0537266A JPH0537266A JP3210092A JP21009291A JPH0537266A JP H0537266 A JPH0537266 A JP H0537266A JP 3210092 A JP3210092 A JP 3210092A JP 21009291 A JP21009291 A JP 21009291A JP H0537266 A JPH0537266 A JP H0537266A
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- signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 再生時にトラックずれが生じた場合に発生し
易いノイズをミュートすることにより、聞き苦しさを軽
減したり、補間回路の誤補間を防止したりし得るＦＭ音
声信号再生装置を提供すること。 【構成】 再生時にＦＭ復調信号のうち復調音声信号の
帯域外で且つ搬送波の洩れ成分の影響を受けない範囲の
ノイズ成分を通過させるＢＰＦ(7) と、ＢＰＦの出力を
検波する検波回路(5) と、検波された出力信号の電圧が
任意の閾値より大なるか否かを検出する第１の比較回路
(6a)と、比較回路の出力を任意の時定数で積分した値が
所定の閾値より大なるか否かを検出する第２の比較回路
(6b)と、この比較回路の検出出力により上記ＦＭ音声出
力をミュートするか或いはＦＭ音声とは別系統の音声に
切換えるスイッチ手段(Sw1) 等を備えて構成。
易いノイズをミュートすることにより、聞き苦しさを軽
減したり、補間回路の誤補間を防止したりし得るＦＭ音
声信号再生装置を提供すること。 【構成】 再生時にＦＭ復調信号のうち復調音声信号の
帯域外で且つ搬送波の洩れ成分の影響を受けない範囲の
ノイズ成分を通過させるＢＰＦ(7) と、ＢＰＦの出力を
検波する検波回路(5) と、検波された出力信号の電圧が
任意の閾値より大なるか否かを検出する第１の比較回路
(6a)と、比較回路の出力を任意の時定数で積分した値が
所定の閾値より大なるか否かを検出する第２の比較回路
(6b)と、この比較回路の検出出力により上記ＦＭ音声出
力をミュートするか或いはＦＭ音声とは別系統の音声に
切換えるスイッチ手段(Sw1) 等を備えて構成。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＦＭ変調して媒体に記
録されたＦＭ音声信号を、再生してＦＭ復調することに
より再生音声信号を取出すＦＭ音声信号再生装置に関す
る。
録されたＦＭ音声信号を、再生してＦＭ復調することに
より再生音声信号を取出すＦＭ音声信号再生装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）には、
音声信号をＦＭ（周波数）変調して磁気媒体の深層部に
記録し、その直後に媒体表層部に映像信号を記録するも
のや、ＦＭ変調した音声信号を変調された映像信号と周
波数多重分割して記録する方式が、従来より知られてい
る。このような、ＦＭで音声記録が行われるヘリカルス
キャン方式のＶＴＲ（以下「ＦＭ音声ＶＴＲ」と略記す
る）では、再生時に回転ヘッドの回転に同期して、ヘッ
ド再生出力信号を切換えた時に生じるスイッチングノイ
ズ等を低減する目的で、後述の如き信号補間回路を備え
ることもある。
音声信号をＦＭ（周波数）変調して磁気媒体の深層部に
記録し、その直後に媒体表層部に映像信号を記録するも
のや、ＦＭ変調した音声信号を変調された映像信号と周
波数多重分割して記録する方式が、従来より知られてい
る。このような、ＦＭで音声記録が行われるヘリカルス
キャン方式のＶＴＲ（以下「ＦＭ音声ＶＴＲ」と略記す
る）では、再生時に回転ヘッドの回転に同期して、ヘッ
ド再生出力信号を切換えた時に生じるスイッチングノイ
ズ等を低減する目的で、後述の如き信号補間回路を備え
ることもある。
【０００３】図５はＦＭ音声ＶＴＲに設けられる従来の
ＦＭ音声信号再生装置の主要部を示すブロック図、図６
はかかる従来例装置の動作説明用信号波形図（タイミン
グチャート）である。ＦＭ音声信号は回転ヘッド（図示
せず）を用いたヘリカルスキャン方式にて記録されるこ
とが周知であり、再生時にはＦＭ復調器２により音声信
号に復調され、ディエンファシス回路３，ノイズリダク
ション（ＮＲ）回路４でデコード処理を受けた後、切換
えスイッチＳw1を経て出力される。
ＦＭ音声信号再生装置の主要部を示すブロック図、図６
はかかる従来例装置の動作説明用信号波形図（タイミン
グチャート）である。ＦＭ音声信号は回転ヘッド（図示
せず）を用いたヘリカルスキャン方式にて記録されるこ
とが周知であり、再生時にはＦＭ復調器２により音声信
号に復調され、ディエンファシス回路３，ノイズリダク
ション（ＮＲ）回路４でデコード処理を受けた後、切換
えスイッチＳw1を経て出力される。
【０００４】回転ヘッドが磁気テープに形成された信号
トラックを正確にトレースしている限り、上記信号処理
動作により高品位なＦＭ音声信号が得られる。しかし乍
ら、トレース位置がずれたり、ＦＭ音声信号が記録され
ていなかったりして、再生ＦＭ信号が欠落すると、ＦＭ
復調器２は過大なノイズを発生するため、ＶＴＲの音声
として非常に聞き苦しくなる。そこで、従来例では、上
記音声処理系とは別に、検波回路５，比較回路６等から
成る補償回路系が付加されている。
トラックを正確にトレースしている限り、上記信号処理
動作により高品位なＦＭ音声信号が得られる。しかし乍
ら、トレース位置がずれたり、ＦＭ音声信号が記録され
ていなかったりして、再生ＦＭ信号が欠落すると、ＦＭ
復調器２は過大なノイズを発生するため、ＶＴＲの音声
として非常に聞き苦しくなる。そこで、従来例では、上
記音声処理系とは別に、検波回路５，比較回路６等から
成る補償回路系が付加されている。
【０００５】即ち、再生ＦＭ信号ａ｛図６(A) 参照｝を
検波回路５で（包絡線）検波して整流し、比較回路６の
正（非反転）入力端子に供給する。なお、図６(A) に示
す再生ＦＭ信号ａにおいて、，の個所はトレースず
れにより信号が欠落乃至減衰した状態を示し、特には
隣接トラックの洩れ信号を含んだ波形である。一方、比
較回路６の負（反転）入力端子には、電圧Ｖccを抵抗Ｒ
1,Ｒ2 で分圧された電圧が印加されているので、この値
と比較されることにより、比較回路６からは図６(B) に
示すような矩形波ｂが出力される。かかる出力ｂは、抵
抗Ｒ3 及びコンデンサＣ1 より成る積分回路８で積分さ
れて、図６(C) に示すような波形の信号ｃとなり、これ
をスイッチＳw1の切換え制御（コントロール）用信号と
して用いている。
検波回路５で（包絡線）検波して整流し、比較回路６の
正（非反転）入力端子に供給する。なお、図６(A) に示
す再生ＦＭ信号ａにおいて、，の個所はトレースず
れにより信号が欠落乃至減衰した状態を示し、特には
隣接トラックの洩れ信号を含んだ波形である。一方、比
較回路６の負（反転）入力端子には、電圧Ｖccを抵抗Ｒ
1,Ｒ2 で分圧された電圧が印加されているので、この値
と比較されることにより、比較回路６からは図６(B) に
示すような矩形波ｂが出力される。かかる出力ｂは、抵
抗Ｒ3 及びコンデンサＣ1 より成る積分回路８で積分さ
れて、図６(C) に示すような波形の信号ｃとなり、これ
をスイッチＳw1の切換え制御（コントロール）用信号と
して用いている。
【０００６】切換えスイッチＳw1には図６(C) に示すよ
うな閾値電圧が設定されており、この閾値よりも上記制
御用信号電圧が高い時には、スイッチＳw1が端子ｘに接
続されることによりＦＭ音声が選択され、逆に低い時に
はスイッチＳw1が端子ｙに接続されることによりミュー
トされる。なお、リニアトラック音声（固定ヘッドによ
り記録される）を再生できるＶＴＲの場合には、図５に
も示したように、スイッチＳw1に端子ｚを設けて、制御
用信号電圧が閾値よりも低い時に、ミュートする代りに
端子ｚに接続してリニアトラック音声を選択するよう構
成することもできる。
うな閾値電圧が設定されており、この閾値よりも上記制
御用信号電圧が高い時には、スイッチＳw1が端子ｘに接
続されることによりＦＭ音声が選択され、逆に低い時に
はスイッチＳw1が端子ｙに接続されることによりミュー
トされる。なお、リニアトラック音声（固定ヘッドによ
り記録される）を再生できるＶＴＲの場合には、図５に
も示したように、スイッチＳw1に端子ｚを設けて、制御
用信号電圧が閾値よりも低い時に、ミュートする代りに
端子ｚに接続してリニアトラック音声を選択するよう構
成することもできる。
【０００７】また、比較回路出力ｂを図６(C) に示した
ように積分しているのは、ＦＭ音声信号における瞬間的
なドロップアウト｛図６(A) 参照｝に対してスイッチＳ
w1を反応し難くするためである。その理由は、ドロップ
アウトの発生期間は通常数百μsec 以下なので、検知し
得るノイズが多少発生しても、音声出力を切換えないで
そのままにしておく方が聴感上良い場合が多いことによ
る。
ように積分しているのは、ＦＭ音声信号における瞬間的
なドロップアウト｛図６(A) 参照｝に対してスイッチＳ
w1を反応し難くするためである。その理由は、ドロップ
アウトの発生期間は通常数百μsec 以下なので、検知し
得るノイズが多少発生しても、音声出力を切換えないで
そのままにしておく方が聴感上良い場合が多いことによ
る。
【０００８】ここで、トレースずれ，が発生した場
合について説明する。ＦＭ音声信号を記録しているヘリ
カルトラックの側方にガードバンドが形成されている
（以下「ガードバンド記録」と呼ぶ）場合は、回転ヘッ
ドがガードバンドをトレースすると、図６(A) ののよ
うにＦＭ信号が欠落するため、スイッチ制御信号がＬo
（Low level)となって音声出力をミュートするか又はリ
ニアトラック音声に切換える。しかるに、ヘリカルトラ
ックがガードバンドレス記録の場合には、トレースずれ
の結果、回転ヘッドが逆アジマストラックをトレースし
た際、図６(A) ののようにクロストーク成分が出力さ
れる。この場合、比較回路出力ｂはＦＭ音声信号が存在
する時と同じ状態を保つので、図６(D) に示したように
非常にノイズの多い音声信号が復調，出力されてしま
い、聞き苦しくなってしまう。
合について説明する。ＦＭ音声信号を記録しているヘリ
カルトラックの側方にガードバンドが形成されている
（以下「ガードバンド記録」と呼ぶ）場合は、回転ヘッ
ドがガードバンドをトレースすると、図６(A) ののよ
うにＦＭ信号が欠落するため、スイッチ制御信号がＬo
（Low level)となって音声出力をミュートするか又はリ
ニアトラック音声に切換える。しかるに、ヘリカルトラ
ックがガードバンドレス記録の場合には、トレースずれ
の結果、回転ヘッドが逆アジマストラックをトレースし
た際、図６(A) ののようにクロストーク成分が出力さ
れる。この場合、比較回路出力ｂはＦＭ音声信号が存在
する時と同じ状態を保つので、図６(D) に示したように
非常にノイズの多い音声信号が復調，出力されてしま
い、聞き苦しくなってしまう。
【０００９】そこで、比較回路６の閾値を高く設定する
ことにより、クロストーク成分が多少大きくても“ＦＭ
信号が無い”と判断させると聞き苦しさは解消される。
ところが、記録レベルの低いテープを再生する場合や、
回転ヘッドの再生効率が低い場合等、再生ＦＭ信号のレ
ベルのバラツキによっては、ＦＭ信号が存在しているに
も拘らず、ＦＭ音声信号が出力されないことも起り得
る。従って、ノイズの多い復調音声をミュートしたり或
いはリニアトラック音声を選択することよりも、ＦＭ音
声信号を確実に出力することの方を優先して閾値を設定
するのが一般的である。
ことにより、クロストーク成分が多少大きくても“ＦＭ
信号が無い”と判断させると聞き苦しさは解消される。
ところが、記録レベルの低いテープを再生する場合や、
回転ヘッドの再生効率が低い場合等、再生ＦＭ信号のレ
ベルのバラツキによっては、ＦＭ信号が存在しているに
も拘らず、ＦＭ音声信号が出力されないことも起り得
る。従って、ノイズの多い復調音声をミュートしたり或
いはリニアトラック音声を選択することよりも、ＦＭ音
声信号を確実に出力することの方を優先して閾値を設定
するのが一般的である。
【００１０】図７は他の従来例を示す回路ブロック図で
あり、これは舜発的なノイズ（パルス性ノイズ）が発生
した際にそれを直前に検出して信号処理することによ
り、ノイズ音の出力を未然に防止し、且つ音声信号を補
間して再生し得る、所謂信号補間機能を備えた再生装置
の主要部の回路構成図である。以下、図８の信号波形を
併せ参照しながら、回路動作について説明する。
あり、これは舜発的なノイズ（パルス性ノイズ）が発生
した際にそれを直前に検出して信号処理することによ
り、ノイズ音の出力を未然に防止し、且つ音声信号を補
間して再生し得る、所謂信号補間機能を備えた再生装置
の主要部の回路構成図である。以下、図８の信号波形を
併せ参照しながら、回路動作について説明する。
【００１１】図８(A) に示されるようなパルス性ノイズ
PNを含んだ信号ａが、図示しない遅延回路にて予め遅延
された後、入力端子In3 よりアンプ（増幅器）Ａ1 に供
給されて増幅され、ON,OFFスイッチＳw2を介して出力ア
ンプＡ2 等に供給される。スイッチＳw2には、ノイズPN
の発生期間ＴではレベルＬo となり、それ以外はＨｉ(H
igh level)となるような制御信号ｂ｛図８(B) 参照｝が
入力端子In4 より供給されている。従って、アンプＡ1
の出力信号ａは、スイッチＳw2がON（導通）のときには
ホールドコンデンサＣ2 にも供給され、制御信号ｂの入
来（Ｌo)によりスイッチＳw2がOFF となった期間中、コ
ンデンサＣ2 の電荷によりレベルがホールドされる。こ
れにより、ノイズPNの出力は未然に防止される。
PNを含んだ信号ａが、図示しない遅延回路にて予め遅延
された後、入力端子In3 よりアンプ（増幅器）Ａ1 に供
給されて増幅され、ON,OFFスイッチＳw2を介して出力ア
ンプＡ2 等に供給される。スイッチＳw2には、ノイズPN
の発生期間ＴではレベルＬo となり、それ以外はＨｉ(H
igh level)となるような制御信号ｂ｛図８(B) 参照｝が
入力端子In4 より供給されている。従って、アンプＡ1
の出力信号ａは、スイッチＳw2がON（導通）のときには
ホールドコンデンサＣ2 にも供給され、制御信号ｂの入
来（Ｌo)によりスイッチＳw2がOFF となった期間中、コ
ンデンサＣ2 の電荷によりレベルがホールドされる。こ
れにより、ノイズPNの出力は未然に防止される。
【００１２】アンプＡ2 の出力信号は端子Out から出力
されると共に、傾斜予測回路２１にも供給され、ここで
微分されることにより位相が90°ほど進み、傾斜予測電
圧ｄ｛図８(D）参照｝となる。即ち電圧ｄが正（＋側）
の時は信号ａの傾斜は上向きで、負（−側）の時は信号
ａの傾斜は下向きである。かかる傾斜予測電圧ｄは、遅
延回路２２にて微小時間τだけ遅延された後、次段の電
圧−電流変換回路２３で電流ｅ｛図８(E) 参照｝に変換
されてホールドコンデンサＣ2 に供給される。これはノ
イズPNと共に除去された個所の信号ａを補間するためで
ある。
されると共に、傾斜予測回路２１にも供給され、ここで
微分されることにより位相が90°ほど進み、傾斜予測電
圧ｄ｛図８(D）参照｝となる。即ち電圧ｄが正（＋側）
の時は信号ａの傾斜は上向きで、負（−側）の時は信号
ａの傾斜は下向きである。かかる傾斜予測電圧ｄは、遅
延回路２２にて微小時間τだけ遅延された後、次段の電
圧−電流変換回路２３で電流ｅ｛図８(E) 参照｝に変換
されてホールドコンデンサＣ2 に供給される。これはノ
イズPNと共に除去された個所の信号ａを補間するためで
ある。
【００１３】なお、スイッチＳw2がONのときには、その
インピーダンスはアンプＡ1 の出力インピーダンス共々
充分小さいので、電流ｅはホールドコンデンサＣ2 には
流入しない。しかるに、スイッチＳw2がOFF(開放）のと
きには、そのインピーダンスはアンプＡ2の入力インピ
ーダンス共々充分大きいので、電流ｅはホールドコンデ
ンサＣ2 に流れ込み、結局同図(F) のような波形の電流
ｆとなる。この図(F)の場合、電流ｆは負で、コンデン
サＣ2 から放電していることになり、ホールド期間Ｔの
開始直前の信号の傾斜情報から予測した傾斜で信号が補
間される。
インピーダンスはアンプＡ1 の出力インピーダンス共々
充分小さいので、電流ｅはホールドコンデンサＣ2 には
流入しない。しかるに、スイッチＳw2がOFF(開放）のと
きには、そのインピーダンスはアンプＡ2の入力インピ
ーダンス共々充分大きいので、電流ｅはホールドコンデ
ンサＣ2 に流れ込み、結局同図(F) のような波形の電流
ｆとなる。この図(F)の場合、電流ｆは負で、コンデン
サＣ2 から放電していることになり、ホールド期間Ｔの
開始直前の信号の傾斜情報から予測した傾斜で信号が補
間される。
【００１４】ホールド期間Ｔの開始直後の電圧は、アン
プＡ2 から再び傾斜予測回路２１に供給され、ここで信
号の微分値を検出されるので、ホールド期間Ｔに入った
時点での微分値変化が小さいため、図８(D) 図示の如
く、期間Ｔの開始時点の電圧と略同じ電圧を発生する。
そしてこの電圧ｄは、遅延回路２２及び電圧−電流変換
回路２３を再び経て、ホールドコンデンサＣ2 に電流ｅ
として供給され、補間が行なわれる。
プＡ2 から再び傾斜予測回路２１に供給され、ここで信
号の微分値を検出されるので、ホールド期間Ｔに入った
時点での微分値変化が小さいため、図８(D) 図示の如
く、期間Ｔの開始時点の電圧と略同じ電圧を発生する。
そしてこの電圧ｄは、遅延回路２２及び電圧−電流変換
回路２３を再び経て、ホールドコンデンサＣ2 に電流ｅ
として供給され、補間が行なわれる。
【００１５】このように、ホールドコンデンサＣ2 →ア
ンプＡ2→傾斜予測回路２１→遅延回路２２→電圧−電
流変換回路２３→ホールドコンデンサＣ2 という一巡の
ループ内を、予測された傾斜情報が回ることにより、図
８(C) のように期間Ｔ中ほぼ同じ傾斜δで信号が補間さ
れる。即ち、アンプＡ2 出力ｃは入力信号ａからノイズ
PNを除いた波形に近似した波形となるわけである。な
お、上記ループのゲイン（利得）が適切でないと、例え
ば図９に破線Ｉ（ループゲイン低すぎ）や破線II（ルー
プゲイン高すぎ）で夫々示すように、補間が正しく行な
われなくなる。
ンプＡ2→傾斜予測回路２１→遅延回路２２→電圧−電
流変換回路２３→ホールドコンデンサＣ2 という一巡の
ループ内を、予測された傾斜情報が回ることにより、図
８(C) のように期間Ｔ中ほぼ同じ傾斜δで信号が補間さ
れる。即ち、アンプＡ2 出力ｃは入力信号ａからノイズ
PNを除いた波形に近似した波形となるわけである。な
お、上記ループのゲイン（利得）が適切でないと、例え
ば図９に破線Ｉ（ループゲイン低すぎ）や破線II（ルー
プゲイン高すぎ）で夫々示すように、補間が正しく行な
われなくなる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】前記従来のＦＭ音声信
号再生装置の前者においては、再生ＦＭ信号にノイズが
（非常に）多く含まれたり、隣接トラックからのクロス
トーク成分が多い時の、音声出力の品質が著しく劣ると
いう欠点がある。また、後者の従来装置においては、傾
斜予測回路２１は微分回路で構成されているので、高域
周波数のノイズ成分が強調されてしまい、適切な補間が
なされない場合がある。特に、ＦＭ音声記録を行なうＶ
ＴＲにおいて顕著となるという問題があった。
号再生装置の前者においては、再生ＦＭ信号にノイズが
（非常に）多く含まれたり、隣接トラックからのクロス
トーク成分が多い時の、音声出力の品質が著しく劣ると
いう欠点がある。また、後者の従来装置においては、傾
斜予測回路２１は微分回路で構成されているので、高域
周波数のノイズ成分が強調されてしまい、適切な補間が
なされない場合がある。特に、ＦＭ音声記録を行なうＶ
ＴＲにおいて顕著となるという問題があった。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明のＦＭ音声信号再
生装置は、再生時にＦＭ復調信号のうち復調音声信号の
帯域外で且つ搬送波の洩れ成分の影響を受けない範囲の
ノイズ成分を通過させるＢＰＦ（帯域通過フィルタ）
と、ＢＰＦ出力を検波する検波回路と、検波された出力
信号の電圧が任意の閾値より大なるか否かを検出する第
１の比較回路と、この比較回路の出力を所定の時定数で
積分する積分回路と、この積分回路の出力が所定の閾値
より大なるか否かを検出する第２の比較回路と、この比
較回路にて積分回路の出力が所定の閾値より大なること
が検出された際にＦＭ音声出力をミュートするスイッチ
手段とより構成することにより、上記課題を解決したも
のである。
生装置は、再生時にＦＭ復調信号のうち復調音声信号の
帯域外で且つ搬送波の洩れ成分の影響を受けない範囲の
ノイズ成分を通過させるＢＰＦ（帯域通過フィルタ）
と、ＢＰＦ出力を検波する検波回路と、検波された出力
信号の電圧が任意の閾値より大なるか否かを検出する第
１の比較回路と、この比較回路の出力を所定の時定数で
積分する積分回路と、この積分回路の出力が所定の閾値
より大なるか否かを検出する第２の比較回路と、この比
較回路にて積分回路の出力が所定の閾値より大なること
が検出された際にＦＭ音声出力をミュートするスイッチ
手段とより構成することにより、上記課題を解決したも
のである。
【００１８】
【実施例】本発明のＦＭ音声信号再生装置の一実施例に
ついて、図１以降を参照し乍ら説明する。図１は本発明
のＦＭ音声信号再生装置１のブロック系統図であり、こ
の図において、ＦＭ復調器２から切換えスイッチＳw1に
至る音声信号処理系は、図５に示した従来装置と同じ構
成なので、その他の同一構成個所にも同一符号を付して
その詳細な説明を省略する。図中、７は帯域濾波器（B.
P.F,以下“ＢＰＦ”とも記載する）であり、比較回路に
はヒステリシス特性を持たせて、６ａ，６ｂの２段構成
としている。ＢＰＦ７の通過帯域は 50kHz〜250kHzに設
定され、復調音声信号の帯域外で且つ搬送波の洩れ成分
の影響を受けない範囲のノイズ成分を取出す働きを有す
る。
ついて、図１以降を参照し乍ら説明する。図１は本発明
のＦＭ音声信号再生装置１のブロック系統図であり、こ
の図において、ＦＭ復調器２から切換えスイッチＳw1に
至る音声信号処理系は、図５に示した従来装置と同じ構
成なので、その他の同一構成個所にも同一符号を付して
その詳細な説明を省略する。図中、７は帯域濾波器（B.
P.F,以下“ＢＰＦ”とも記載する）であり、比較回路に
はヒステリシス特性を持たせて、６ａ，６ｂの２段構成
としている。ＢＰＦ７の通過帯域は 50kHz〜250kHzに設
定され、復調音声信号の帯域外で且つ搬送波の洩れ成分
の影響を受けない範囲のノイズ成分を取出す働きを有す
る。
【００１９】次に、本発明装置１の機能，動作につい
て、図２の信号波形図を併せ参照しながら説明する。い
ま、ＦＭ復調器２に、図２(A) に示すような再生ＦＭ信
号ａが供給されたものとする。再生ＦＭ信号ａのうち
の個所はトレースずれにより信号が欠落した個所で、
は隣接トラックの信号が洩れたものである。かかる信号
ａをＢＰＦ７に通すと、ＢＰＦ７からは図２(B) に示す
ような信号ｂ（ノイズ成分）が出力される。かかる出力
ｂを検波回路５で検波して整流した後、比較回路６ａの
正入力端子に供給する。比較回路６ａの負入力端子に
は、電圧Ｖccを抵抗Ｒ1,Ｒ2 で分圧された電圧が印加さ
れており、この電圧値より検波回路５の出力の方が高い
部分でＨ(High level)となるような矩形波ｃが比較回路
６ａから出力される｛図２(C) 参照｝。
て、図２の信号波形図を併せ参照しながら説明する。い
ま、ＦＭ復調器２に、図２(A) に示すような再生ＦＭ信
号ａが供給されたものとする。再生ＦＭ信号ａのうち
の個所はトレースずれにより信号が欠落した個所で、
は隣接トラックの信号が洩れたものである。かかる信号
ａをＢＰＦ７に通すと、ＢＰＦ７からは図２(B) に示す
ような信号ｂ（ノイズ成分）が出力される。かかる出力
ｂを検波回路５で検波して整流した後、比較回路６ａの
正入力端子に供給する。比較回路６ａの負入力端子に
は、電圧Ｖccを抵抗Ｒ1,Ｒ2 で分圧された電圧が印加さ
れており、この電圧値より検波回路５の出力の方が高い
部分でＨ(High level)となるような矩形波ｃが比較回路
６ａから出力される｛図２(C) 参照｝。
【００２０】かかる出力信号ｃは、抵抗Ｒ3 及びコンデ
ンサＣ1より成る積分回路８にて積分されて、図２(D)
に示すような鈍った波形の信号ｄとなり、これを比較回
路６ｂの正入力端子に供給する。比較回路６ｂの負入力
端子には、電圧Ｖccを抵抗Ｒ4,Ｒ5 で分圧された電圧が
印加されており、この電圧値より積分回路８の出力の方
が高い部分でＨとなるような矩形波ｅが比較回路６ｂか
ら出力される｛図２(E）参照｝。この出力ｅを、スイッ
チＳw1の切換え制御用信号として用いるものである。な
お、従来装置に比べてヒステリシス付きの比較回路６ｂ
を追加しているのは、切換えスイッチＳw1のチャタリン
グの発生を防止するためである。
ンサＣ1より成る積分回路８にて積分されて、図２(D)
に示すような鈍った波形の信号ｄとなり、これを比較回
路６ｂの正入力端子に供給する。比較回路６ｂの負入力
端子には、電圧Ｖccを抵抗Ｒ4,Ｒ5 で分圧された電圧が
印加されており、この電圧値より積分回路８の出力の方
が高い部分でＨとなるような矩形波ｅが比較回路６ｂか
ら出力される｛図２(E）参照｝。この出力ｅを、スイッ
チＳw1の切換え制御用信号として用いるものである。な
お、従来装置に比べてヒステリシス付きの比較回路６ｂ
を追加しているのは、切換えスイッチＳw1のチャタリン
グの発生を防止するためである。
【００２１】以上説明したような動作により、本発明装
置１はトレースずれ｛図２(A) 参照｝については従来
例と同様に対応でき、更にトレースずれについても、
図２(A),(E),(F) から明らかなように、トレースずれ
同様良好に対応できる。即ち、従来例においては、通常
の再生ＦＭ信号とトレースずれにおけるクロストーク
成分やノイズとのレベル比が−６〜−10dB程度しかな
く、再生ＦＭ信号のバラツキを考慮すると両者の判別は
難しかった。ところが、本発明装置１では通常のＦＭ信
号の復調時のレベルと、クロストークやノイズ成分の復
調時のノイズレベルとの比を、−15〜−20dB確保できる
ので、両者の判別が可能となる。よって、ノイズ等のた
めに非常に聞き苦しくなる復調音声信号を、確実にミュ
ートできるようになる。
置１はトレースずれ｛図２(A) 参照｝については従来
例と同様に対応でき、更にトレースずれについても、
図２(A),(E),(F) から明らかなように、トレースずれ
同様良好に対応できる。即ち、従来例においては、通常
の再生ＦＭ信号とトレースずれにおけるクロストーク
成分やノイズとのレベル比が−６〜−10dB程度しかな
く、再生ＦＭ信号のバラツキを考慮すると両者の判別は
難しかった。ところが、本発明装置１では通常のＦＭ信
号の復調時のレベルと、クロストークやノイズ成分の復
調時のノイズレベルとの比を、−15〜−20dB確保できる
ので、両者の判別が可能となる。よって、ノイズ等のた
めに非常に聞き苦しくなる復調音声信号を、確実にミュ
ートできるようになる。
【００２２】ところで、リニアトラック音声を記録，再
生できるＶＴＲの場合には、図３に示すように、スイッ
チＳw1に端子ｚを設けて、制御用信号ｅの発生時にミュ
ートする代りに、端子ｚに接続してリニアトラック音声
を選択するよう構成することもできる。なお、この図３
に示す本発明装置の第２実施例１０において、前記図１
に示した第１実施例装置１と同一構成個所には同一符号
を付して、その詳細な説明を省略する。
生できるＶＴＲの場合には、図３に示すように、スイッ
チＳw1に端子ｚを設けて、制御用信号ｅの発生時にミュ
ートする代りに、端子ｚに接続してリニアトラック音声
を選択するよう構成することもできる。なお、この図３
に示す本発明装置の第２実施例１０において、前記図１
に示した第１実施例装置１と同一構成個所には同一符号
を付して、その詳細な説明を省略する。
【００２３】最後に、本発明装置の第３実施例１１につ
いて、図４の回路ブロック図を併せ参照して説明する。
図中Ａ3 はアンプ、VRは可変抵抗であり、この第３実施
例装置１１においても、第１実施例装置１や前記図７に
示した従来例装置と同一構成個所には同一符号を付し
て、その詳細な説明を省略する。即ち、第３実施例装置
１１は、基本的には前記図７示の従来例装置と同様の動
作を行なうものであり、図４中、１点鎖線で囲んだ部分
が、今回の発明に基く回路構成である。
いて、図４の回路ブロック図を併せ参照して説明する。
図中Ａ3 はアンプ、VRは可変抵抗であり、この第３実施
例装置１１においても、第１実施例装置１や前記図７に
示した従来例装置と同一構成個所には同一符号を付し
て、その詳細な説明を省略する。即ち、第３実施例装置
１１は、基本的には前記図７示の従来例装置と同様の動
作を行なうものであり、図４中、１点鎖線で囲んだ部分
が、今回の発明に基く回路構成である。
【００２４】ＦＭ復調器２の出力を、ＢＰＦ７を介して
検波回路５にも供給して包絡線検波した後、アンプＡ3
で増幅して可変抵抗VRに供給し、この抵抗値を制御する
ものである。ダイオードで構成された可変抵抗を想定す
ると、抵抗値はダイオードに流れる電流によって定ま
る。例えば、検波電圧が低い場合はアンプ出力も低く、
可変抵抗VRに供給する電流は小さいので、抵抗値は大と
なる。逆に、検波電圧が高い場合は抵抗値は小となる。
従って、図４の回路動作において、ＦＭ復調信号にノイ
ズが多い場合には、可変抵抗VRの抵抗値は小さくなるの
で、傾斜予測回路２１の出力がコンデンサＣ3 ，可変抵
抗VRを介してアースに流れ込み、その結果、予測補間が
控え目となる（図９のＩの状態に近い）。即ち、ノイズ
が増加すると補間誤差が増加するという傾斜予測補間の
欠点を解消するのである。逆に、ＦＭ復調信号にノイズ
が少い場合には、可変抵抗VRの抵抗値は大きくなるの
で、傾斜予測補間に殆ど影響を与えなくなる。
検波回路５にも供給して包絡線検波した後、アンプＡ3
で増幅して可変抵抗VRに供給し、この抵抗値を制御する
ものである。ダイオードで構成された可変抵抗を想定す
ると、抵抗値はダイオードに流れる電流によって定ま
る。例えば、検波電圧が低い場合はアンプ出力も低く、
可変抵抗VRに供給する電流は小さいので、抵抗値は大と
なる。逆に、検波電圧が高い場合は抵抗値は小となる。
従って、図４の回路動作において、ＦＭ復調信号にノイ
ズが多い場合には、可変抵抗VRの抵抗値は小さくなるの
で、傾斜予測回路２１の出力がコンデンサＣ3 ，可変抵
抗VRを介してアースに流れ込み、その結果、予測補間が
控え目となる（図９のＩの状態に近い）。即ち、ノイズ
が増加すると補間誤差が増加するという傾斜予測補間の
欠点を解消するのである。逆に、ＦＭ復調信号にノイズ
が少い場合には、可変抵抗VRの抵抗値は大きくなるの
で、傾斜予測補間に殆ど影響を与えなくなる。
【００２５】
【発明の効果】本発明のＦＭ音声信号再生装置は以上の
ように構成したので、次のような優れた特長を有する。
再生ＦＭ信号にノイズが非常に多く含まれている時
や、隣接トラックからのクロストーク成分が多いときに
は、ＦＭ音を確実にミュートしたり（第１実施例装
置）、他の伝送系からの音声に切換える（第２実施例装
置）ことができるので、聞き苦しさを軽減できる。再
生ＦＭ信号にノイズが多く含まれている時に発生し易
い、傾斜予測信号補間回路の誤補間を防止でき、しかも
ノイズの量に応じて適応的に対処できる（第３実施例装
置）。
ように構成したので、次のような優れた特長を有する。
再生ＦＭ信号にノイズが非常に多く含まれている時
や、隣接トラックからのクロストーク成分が多いときに
は、ＦＭ音を確実にミュートしたり（第１実施例装
置）、他の伝送系からの音声に切換える（第２実施例装
置）ことができるので、聞き苦しさを軽減できる。再
生ＦＭ信号にノイズが多く含まれている時に発生し易
い、傾斜予測信号補間回路の誤補間を防止でき、しかも
ノイズの量に応じて適応的に対処できる（第３実施例装
置）。
【図１】本発明のＦＭ音声信号再生装置の第１実施例を
示す回路ブロック図である。
示す回路ブロック図である。
【図２】本発明装置の動作説明用信号波形図（タイミン
グチャート）である。
グチャート）である。
【図３】本発明装置第２実施例の回路ブロック図であ
る。
る。
【図４】本発明装置第３実施例の回路ブロック図であ
る。
る。
【図５】ＦＭ音声ＶＴＲに設けられる従来のＦＭ音声信
号再生装置のブロック図である。
号再生装置のブロック図である。
【図６】従来例装置の動作説明用信号波形図である。
【図７】他の従来例のＦＭ音声信号再生装置のブロック
構成図である。
構成図である。
【図８】他の従来例装置の動作説明用信号波形図であ
る。
る。
【図９】他の従来例装置における、ループ利得の大小と
補間動作との関係を示す信号波形図である。
補間動作との関係を示す信号波形図である。
１，１０，１１ ＦＭ音声信号再生装置
２ ＦＭ復調器
３ ディエンファシス回路
４ ノイズリダクション回路
５ 検波回路
６ａ，６ｂ 比較回路
７ 帯域濾波器
８ 積分回路
２１ 傾斜予測回路
２２ 遅延回路
２３ 電圧−電流変換回路
Ａ1 〜Ａ3 アンプ
Ｃ1 〜Ｃ3 コンデンサ
Ｒ1 〜Ｒ5 抵抗
VR 可変抵抗
Ｓw1，Ｓw2 スイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】特定の搬送波を音声信号により周波数変調
して媒体に記録されたＦＭ音声信号を再生してＦＭ復調
するＦＭ音声信号再生装置において、 再生時にＦＭ復調信号のうち復調音声信号の帯域外で且
つ搬送波の洩れ成分の影響を受けない範囲のノイズ成分
を通過させる帯域通過フィルタと、該帯域通過フィルタ
の出力を検波する検波回路と、該検波された出力信号の
電圧が任意の閾値より大なるか否かを検出する第１の比
較回路と、該比較回路の出力を所定の時定数で積分する
積分回路と、該積分回路の出力が所定の閾値より大なる
か否かを検出する第２の比較回路と、該第２の比較回路
にて上記積分回路の出力が所定の閾値より大なることが
検出された際に上記ＦＭ音声出力をミュートするスイッ
チ手段とより成るＦＭ音声信号再生装置。 - 【請求項２】請求項１記載のＦＭ音声信号再生装置にお
いて、上記ＦＭ音声信号とは別系統の方式で記録，再生
された音声を入力する手段を更に設け、上記第２の比較
回路にて上記積分回路の出力が所定の閾値より大なるこ
とが検出された際には、上記ＦＭ音声出力を上記別系統
の音声に切換えるように上記スイッチ手段を構成したＦ
Ｍ音声信号再生装置。 - 【請求項３】特定の搬送波を音声信号により周波数変調
して媒体に記録されたＦＭ音声信号を再生してＦＭ復調
すると共に、その再生信号中に含まれる瞬間的なノイズ
を除去して信号補間するＦＭ音声信号再生装置におい
て、 再生時にＦＭ復調音声信号の帯域外で且つ搬送波の洩れ
成分の影響を受けない範囲のノイズ成分を通過させる帯
域通過フィルタと、該帯域通過フィルタの出力を（包絡
線）検波する検波回路と、該検波された出力信号の電圧
に応じて上記信号補間の補間量を増減される傾斜予測回
路とを少なくとも備えたＦＭ音声信号再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3210092A JPH0537266A (ja) | 1991-07-26 | 1991-07-26 | Ｆｍ音声信号再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3210092A JPH0537266A (ja) | 1991-07-26 | 1991-07-26 | Ｆｍ音声信号再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0537266A true JPH0537266A (ja) | 1993-02-12 |
Family
ID=16583690
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3210092A Pending JPH0537266A (ja) | 1991-07-26 | 1991-07-26 | Ｆｍ音声信号再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0537266A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6076475A (en) * | 1990-12-27 | 2000-06-20 | Stone Container Corporation | Divisible shipping platform apparatus |
| US9079748B2 (en) | 2007-02-23 | 2015-07-14 | Great Stuff, Inc. | Remote control for valve and hose reel system |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02294969A (ja) * | 1989-05-09 | 1990-12-05 | Rohm Co Ltd | ビデオ装置のｆｍ音声信号有無検出回路 |
| JPH03276464A (ja) * | 1990-03-26 | 1991-12-06 | Rohm Co Ltd | パルス性ノイズ補正回路 |
-
1991
- 1991-07-26 JP JP3210092A patent/JPH0537266A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02294969A (ja) * | 1989-05-09 | 1990-12-05 | Rohm Co Ltd | ビデオ装置のｆｍ音声信号有無検出回路 |
| JPH03276464A (ja) * | 1990-03-26 | 1991-12-06 | Rohm Co Ltd | パルス性ノイズ補正回路 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6076475A (en) * | 1990-12-27 | 2000-06-20 | Stone Container Corporation | Divisible shipping platform apparatus |
| US9079748B2 (en) | 2007-02-23 | 2015-07-14 | Great Stuff, Inc. | Remote control for valve and hose reel system |
| US10180204B2 (en) | 2007-02-23 | 2019-01-15 | Great Stuff, Inc. | Remote control for valve and hose reel system |
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