JPS61253604A

JPS61253604A - 雑音低減回路

Info

Publication number: JPS61253604A
Application number: JP60094275A
Authority: JP
Inventors: Koshin Namiki; 並木　康臣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1985-05-01
Filing date: 1985-05-01
Publication date: 1986-11-11
Also published as: JPH0413784B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は雑音低減回路に係り、特にヘリカルスキャンＶ
ＴＲの回転ヘッドにより、音声信号で搬送波を周波数変
調して得られた被周波数変調音声信号を磁気テープに記
録し、これを再生するシステムにおいて、再生音声信号
中のパルス性雑音を前値ホールドにより低減する雑音低
減回路に関する。

・従来の技術従来より、ヘリカルスキャンＶＴＲにおいて音声信号を
高品位で記録再生するために、音声信号で搬送波を周波
数変調して得られた被周波数変調音声信号（以下、ＦＭ
音声信号という）を磁気テープに記録し、これを再生す
ることが知られている。第７図はかかるＶＴＲの音声信
号記録再生系の一例のブロック系統図を示す。なお、第
７図には説明の便宜上、音声信号は１チヤンネルで記録
再生されるように示したが、実際にはステレオ音声信号
の記録再生を行なうため、ＦＭ音声信号は２チヤンネル
の記録再生系を経て記録再生される。

第７図において、入力端子１に入来した記録されるべき
音声信号は、ノイズ・リダクション回路２により再生時
の雑音低減のためエンコードされた後、ブリ・エンファ
シス回路３によりｉ５＆域雑音低減を目的として高域周
波数成分を強調されてから周波数置ｍ器４に供給される
。周波数変調ｚ４より取り出されたＦＭ音声信号は記録
増幅器５に供給され、ここで増幅された後、記録時には
接点Ｒに接続されているスイッチ６及び７を夫々通して
回転ヘッド８及び９に夫々供給される。

回転ヘッド８及び９は回転ドラム１０上に１８０°対向
して取付けられており、回転ドラム１０に対して１８０
°強の角度範囲に亘って斜めに巻回されつつ走行せしめ
られる磁気テープ１１上に傾斜トラックを形成してＦＭ
音声信号を記録する。なお、回転ヘッド８及び９が音声
専用ヘッドのときには、映像専用ヘッドが２個回転ドラ
ム１０に更に取付けられており、回転ヘッド８，９によ
り磁気テープ１１の磁性層の深層にまで記録されたオー
ディオトラック上を映像専用ヘッドが走査して映像信号
を記録し、他方、回転ヘッド８゜９が映像及び音声信号
の記録再生に共用する回転ヘッドの場合は、回転ヘッド
８，９には更にＦＭ音声信号と帯域を異にする映像信号
が供給され、ＦＭ音声信号と映像信号とが夫々同時に同
一トラックに記録されることは周知の通りである。

次に再生時の動作につき説明するに、回転ヘッド８．９
により、磁気テープ１１の記録トラックの既記録ＦＭ音
声信号が再生されて接点Ｐに接続されているスイッチ６
．７を通してスイッチ回路１２の端子１２ａ、１２ｂに
供給される。スイッチ回路１２は入力端子１３を介して
供給されるドラムパルスにより、回転ヘッド８．９のう
ち磁気テープ１１上を現に走査している側の回転ヘッド
の出力再生信号を選択出力するように切換えられるから
、スイッチ回路１２からは再生ＦＭ音声信号が連続的に
取り出され、ＦＭ復調器１４及び包絡線検波器１５に夫
々供給される。ＦＭＩ１１！１１４より取り出された再
生音声信号はホールド回路１６に供給され、ここでホー
ルド信号発生回路１７及び１８の内円力信号を加算する
加算回路１９よりホールド信号が供給される期間ホール
ドされる。

ところで、ＦＭｔｌ調器１４の出力再生音声信号は次の
場合に大なる雑音を発生する。■回転ヘッド８，９のス
イッチング時点での信号接続部分、■磁気テープ１１上
の傷、塵埃等によるドロップアウトによる再生ＦＭ音声
信号の包絡線レベル低下時、■トラッキングずれ等によ
る再生ＦＭ音声信号の包絡線レベル低下時、■ＦＭ音声
信号が記録されていない磁気テープの再生時。このうち
、■はヘッドスイッチング時に再生ＦＭ音声信号の接続
部分において、記録再生時のテープテンション差等の原
因、により波形の連続性が乱れ、復調された再生音声信
号中にパルス性ノイズが発生することによる。また、■
、■及び■は本質的にはＦＭ音声信号の消失による雑音
であり、再生音声信号中に、前記パルス性ノイズに比し
時間的に長期間に亘って発生する（雑音発生期間は一般
に■〈■〈■）。

これらの雑音は第７図に示されたホールド回路１６とミ
ューティング回路２２によって低減される。ホールド回
路１６の出力信号はディ・エンファシス回路２０により
ブリ・エンファシス回路３で強調された高周波成分を減
衰された後、ノイズ・リダクション回路２１に供給され
、ここでノイズ・リダクション回路２と相補的なレベル
伸長特性を付与された慢ミューティング回路２２に供給
される。ミューティング信号発生回路２３は包絡線検波
器１５の出力検波信号が一定レベルよりも小なる期間が
一定期間以上継続した時にハイレベルとなり、かつ、上
記一定レベルよりも大に復帰してから所定期間経過する
までハイレベルを保持するミューティング信号を発生し
てミューティング回路２２へ出力する。ミューティング
回路２２はミューティング信号がハイレベルの期間のみ
ミューティング動作を行なう。ヘッドスイッチング時で
は再生ＦＭ信号の包絡線レベルは前記一定値よりも大で
あるから、ミューティング信号発生回路２３の出力信号
はローレベルのままである。従って、ミューティング回
路２２はミューティング動作を行なわないので、出力端
子２４へ出力される再生音声信号波形はホールド回路１
６の出力信号波形と同じになる。

これに対して、比較的長いドロップアウトやトラッキン
グを最良の状態に調整する過程での再生ＦＭ音声信号の
包絡線レベルの低下によって、ＦＭ１１調器１４よりの
再生音声信号に、長時間に亘る雑音が発生した場合は、
ホールド信号発生回路１８により包絡線検波器１５の出
力検波信号に基づいて発生された期間だけローレベルの
ホールド信号が加算回路１９を通してホールド回路１６
に供給される。これにより、雑音の発生期間、その直前
の信号レベルにホールドされた再生音声信号はディφエ
ンファシス回路２０．ノイズリダクション回路２１を夫
々通してミューティング回路２２に供給され、ここでホ
ールド期間とその直後の一定期間ミューテイングされる
。

上記の如き音声信号記録再生システムにおいて、再生音
声信号中のパルス性雑音を低減する雑音低減回路はホー
ルド回路１６．ホールド信号発生回路１７及び加算回路
１９とよりなる。このような雑音低減回路として本出願
人が先に特願昭５８−１３３１２８号、特願昭５８−１
５５６６８＠にて提案した。信号補間回路を有する第８
図に示す如き回路がある。

第８図中、第７図と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。入力端子２５に入来した再生音声
信号はホールド回路１６ａ内のバッファアンプ２６を通
してスイッチ回路　２７に供給される。一方、入力端子
１３よりの第９図（Ａ）及び第１０図（Ａ）に示すドラ
ムパルスは、ホールド信号発生回路１７ａ内の単安定マ
ルチバイブレータ（以下モノマルチという）３０に印加
され、その立下り及び立上り（すなわち、ヘッドスイッ
チング時）でこれをトリガーする。これにより、モノマ
ルチ３−０は、トリガ一時点より抵抗３１の値Ｒ１とコ
ンデンサ３２の値Ｃ１との積により定まる一定期間Ｔ１
だけローレベルの、第９図（Ｂ）及び第１０図（Ｂ）に
夫々示す如きホールド信号を発生してスイッチ回路２７
にスイッチング信号ｉして印加し、これをそのローレベ
ル期ｆＦｆｌ　Ｔ　１のみオフとする。

スイッチ回路２７は上記用［Ｔ＋以外はオンとされてい
るから、バッファアンプ２６よりの再生音声信号はスイ
ッチ回路２７を通してホールド・コンデンサ２８に印加
されるが、上記期間Ｔ１の間スイッチ回路２７がオフと
されるので、ホール゛ド・コンデンサ２８には期間Ｔ＋
直前の再生音声信号レベルがホールドされる。このホー
ルド・コンデンサ２８の端子電圧はバッファアンプ２９
を通して出力端子３３へ再生音声信号として出力される
と共に、補間信号発生回路３４に供給される。

この補間信号発生回路３４は例えば本出願人が特願昭５
８−１５５６６８号にて提案したものであり、傾斜予測
回路内の一次微分回路に低周波数でゲインが略一定とな
るような時定数を持たせると共に、傾斜予測回路の出力
電圧が低周波数でホールド・コンデンサの端子電圧と略
同じになるようにゲイン設定をする構成であり、傾斜予
測回路の出力電圧を電圧−電流変換してホールド・コン
デンサへ理想的な補間を行なうための電流を出力する電
圧−電流変換回路を、単純な一本の抵抗等のインピーダ
ンス素子のみの構成とすることができる特長を有する。

この補間信号発生回路３４は、直前の信号から次の信号
を予測した信号を得、この信号を抵抗３５を介してホー
ルド・コンデンサ２８に供給し、ホールド・コンデンサ
２８を信号予測に基づいて充放電させる。

発明が解決しようとする問題点第８図示の端子２５に入来する再生音声信号が第９図（
Ｃ）に示す如く高スルーレートの信号でヘッドスイッチ
ング時のパルス性雑音ａ１を有ししている場合、及び第
１０図（Ｃ）に示す如く低スルーレートの信号でヘッド
スイッチング時のパルス性雑音ａ２を有している場合と
がある。また、上記の両者の信号はヘッドスイッチング
時のパルス性雑音ａ１又はａ２の他に、常時低レベルで
はあるが高周波数の雑音成分が含まれている。

この高周波数の雑音成分が含まれているために、補間信
号発生回路３４における傾斜予測にはバラツキが生じ、
第９図（Ｃ）に示す高スルーレートの信号は第９図（Ｄ
）に示す斜線範囲内のいずれかの傾斜で補間が行なわれ
る。この場合には傾斜予測にバラツキがあっても、補間
信号発生回路３４がない場合の一点鎖線に示す如き単純
なホールドより補間誤差が小さい。しかし、第１０図（
Ｃ）に示す低スルーレートの信号は第１０図（Ｄ）に示
す斜線範囲内のいずれかの傾斜で補間が行なわれ、この
場合には傾斜予測のバラツキによって単純なホールドよ
り補間誤差が大きくなるという問題点があった。

そこで、本発明はフィルタ回路、検波回路、補間信号調
整回路とにより、上記の問題点を解決した雑音低減回路
を提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段本発明において、フィルタ回路は出力再生音声信号の高
域周波数成分をろ波する。このフィルタ回路の出力信号
は検波回路で検波され再生音声信号のスルーレートに応
じたレベルの検波信号が得られる。補間信号ｍｖｉ回路
は再生音声信号を微分して得た補間信号の少な（とも高
周波成分を上記検波信号のレベルが小なる程減衰させて
ホールド・コンデンサに供給する。

作用本発明回路においては、再生音声信号のスルーレートが
小なる程補間信号の少なくとも高周波数成分が減衰され
てホールド・コンデンサに供給される。従って再生音声
信号が低スルーレートの信号である場合、再生音声信号
に含まれる高周波数の雑音成分による補間誤差が小さく
される。

実施例第１図は本発明回路の第１実施例の回路系統図を示す。

同図中、第８図と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。ホールド回路１６ｂ内の補間信号発生回
路３４の出力する補間信号は補間信号調整回路４０を介
して抵抗３５に供給される。

また、バッファアンプ２９の出力する信号はスルーレー
ト検出回路４１内のフィルタ回路４２に供給される。ス
ルーレート検出回路４１はフィルタ回路４２．増幅器４
３及び検波回路４４が縦続接続された構成とされている
。フィルタ回路４２は可聴周波数帯域の路上限の周波数
（例えば２０ｋＨｚ程度）にカットオフ周波数が選定さ
れた高域フィルタであるか、又は上記の高域フィルタの
特性に加えて可聴周波数帯域の上限の周波数を越える周
波数についてゲインを低下させる帯域フィルタである。

帯域フィルタとすることにより高周波数の雑音成分を除
いた再生音声信号のみのスルーレートを検出できる。

このフィルタ回路４２は出力再生音声信号中の高域周波
数成分をろ波し、増幅器４３を通して検波回路４４に供
給する。検波回路４４は供給される信号のピーク・ツー
・ピーク値に応じたレベルの直流電圧（検波信号）を発
生して補間信号調整回路４０に供給する。従って、入力
端子２５に入来する再生音声信号が第２図（Ａ）に示す
如きパルス性雑音ａ１を有する高スルーレートの信号で
ある場合には、ファルタ回路４２の出力信号波形は同図
（Ｄ）に示す如く高いピーク・ツー・ピーク値を示し、
検波回路４４の出力検波信号は同図（Ｅ）に示す如き高
電圧Ｖａとなる。一方、入力端子２５の入来信号が第３
図（Ａ）に示す如きパルス性雑音ａ２を有する低スルー
レートの信号である場合にはフィルタ回路４２の出力信
号波形は同図（［））に示す如く低いピーク・ツー・ピ
ーク値を示し、検波回路４４の出力検波信号は同図（Ｅ
）示す如き低電圧ｖｂとなる。

ところで、モノマルチ３０は入力端子１３よりの第２図
（Ｂ）、第３図（Ｂ）に示す如きドラムパルスの立上が
りでトリガーされ、そのトリガ一時点より一定期間Ｔ１
だけローレベルの第２図（Ｃ）、第３図（Ｃ）に示す如
きホールド信号を発生する。また、補間信号発生回路３
４は後述する第６図の如き回路構成であり、第２図（Ａ
）。

第３図（Ａ）に示す再生音声信号に、対して第２図（Ｆ
）、第３図（Ｆ）に示す如き波形の補間信号を発生して
補間信号調整回路４０に供給している。

補間信号調整回路４０は例えば第４図（Ａ）。

（Ｂ）に示す如き構成とされている。第４図（Ａ）はス
イッチ５０により補間信号調整回路を構成するものであ
り、端子５１は補正信号発生回路３４に接続され、端子
５２は抵抗３５に接続される。

また端子５３に入来する検波回路４４の出力検波信号は
スイッチ５０の制御端子に供給される。スイッチ５０は
端子５３よりの検波信号の電圧が所定のスレッショール
ドレベルを越えるハイレベルであるときのみ閉成して補
間信号を抵抗３５に供給する。これによって、ホールド
・コンデンサ２８は、入力端子２５よりの再生音声信号
が高スルーレートであるときのみ、信号予測に基づいて
充放電され、再生音声信号が低スルーレートのときは単
純な電圧ホールドを行なう。

第４図（Ｂ）において、端子５４は補正信号発生回路３
４に接続され、端子５５は抵抗３５に接続されている。

端子５４．５５間は抵抗Ｒ１を介して接続され、端子５
５はコンデンサＣ＋、ダイオードＤ１の直列回路を介し
て接地されている。

また、端子５６は検波回路４４に接続されており、検波
信号はトランジスタＱ１のベースに供給される。検波信
号が第２図（Ｅ）に示す如く高電圧Ｖａの場合、トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流は大で、トランジスタＱ＋の
コレクタ電位は低い。

これによってトランジスタＱ２のコレクタ電流つまりダ
イオードＤ２　、Ｄ＋を流れる電流は小であり、ダイオ
ードＤ１の内部抵抗は大である。このため、抵抗Ｒ＋、
コンデンサＣ＋、ダイオードＤ１により構成される低域
フィルタの高周波数に対する減衰量が小となる。つまり
この回路は端子５４に入来する第２図（Ｆ）に示す如き
補正信号の高周波数成分を減衰することなく、端子５５
より同図（Ｇ）に示す如き補間信号を出力する。

また、検出信号が第３図（Ｅ）に示す如き低電圧ｖｂに
なると、トランジスタＱ＋のコレクタ電位は上昇し、ト
ランジスタＱ２のコレクタＮ流は増大し、ダイオードＤ
１の内部抵抗は減少する。

これによって抵抗Ｒ＋、コンデンサＣ＋、ダイオードＤ
１により構成される低域フィルタの高周波数に対する減
衰量が大となる。これによって第３図（Ｆ）示す補間信
号の高周波数成分は減衰されて同図（Ｇ）に示す如き波
形とされて端子５５より出力される。

従って、第１図示の入力端子２５に第２図（Ａ）に示す
高スルーレートの再生音声信号が入来したとき出力端子
３３から出力される信号は、第２図（Ｈ）に示す如きも
のとなる。この場合、再生音声信号中の高周波数の雑音
成分による傾斜予測のバラツキがあっても単純なホール
ドより補間誤差が小さい。また、入力端子２５に第３図
（Ａ）に示す低スルーレートの再生音声信号が入来した
とき出力端子３３から出力される信号は、第３図（Ｈ）
に示す如きものとなる。この場合、補間信号発生回路３
４よりの補間信号は補間信号調整回路で減衰されている
ので、第１０図（Ｄ）に示す如き従来の信号に比して補
ｒＩＩＪ誤差が小さくされる。

第５図は本発明回路の第２実施例の回路系統図を示す。

同図中、第１図と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。第５図において補開信号発生回路３４は
微分回路である高域フィルタ３４ａ及び３４ｂより構成
されている。第６図は上記の補間信号発生回路３４の一
実施例の回路図を示す。第６図中、端子６ｏに入来する
信号はコンデンサＣ２，抵抗Ｒ２、Ｒｓで構成されるカ
ットオフ周波数が例えば２０ｋＨｚの高域フィルタ回路
（微分回°路）を通して演算増幅器６１の非反転入力端
子に供給される。この高域フィルタ回路は抵抗Ｒ２が設
けられているので低周波数帯域においても所定のゲイン
を有している。演算増幅器６１は抵抗Ｒ４、Ｒｓと共に
非反転増幅器を構成しており、この演算増幅−器６１で
増幅された信号は端子６２より出力されると共に、高域
フィルタ３４ｂの抵抗Ｒ６に供給される。＾域フィルタ
３４ｂは抵抗Ｒｓ　、Ｒ７及びコンデンサｃ３により構
成されており、そのカットオフ周波数は例えば高域フィ
ルタ３４ａのカットオフ周波数の数倍の値とされている
。これによって補正信号回路３４全体としては可聴周波
数帯域の上限の周波数より非常に高いカットオフ周波数
をもつ高域通過型の周波数特性が得られる。この高域フ
ィルタ３４ｂの出力する信号は補正信号として端子６３
より補間信号調整回路４０に供給される。上記の端子６
２よりの信号は第５図示の検波回路４４に供給される。

つまり、第５図示の回路においては補間信号発生回路３
４がホールド回路１６ｂとスルーレート検出回路４１ａ
とに共用されている。

更に、検波回路４４の出力検波信号は補間信号調整回路
４０に供給されると共に、ホールド信号発生回路１７ｂ
内のコンパレータ６４の非反転入力端子に供給される。

コンパレータ６４の反転入力端子には可変抵抗ＶＲ＋よ
り基準電圧が供給されている。コンパレータ６４は検波
信号の電圧が基準電圧より高いとき略電源電圧Ｖｃｃに
等しい電圧の信号を出力し、電圧が基準より低いとき略
アースレベルの信号を出力する。このコンパレータ６４
の出力端子はダイオード６５及び抵抗６６を介して、抵
抗３１．コンデンサ３２の接続点に接続されている。

ここで、入力再生音声信号が第２図（Ａ）に示す如く高
スルーレート信号である場合には検波信号が同図（Ｅ）
に示す如く高電圧Ｖａであるためダイオード６５が導通
する。これによってモノマルチ３０の時定数は、抵抗３
１．６６の並列抵抗値とコンデンサ３２の容量値とで決
定され、モノマルチ３０の出力ホールド信号のローレベ
ル期間は期ＷＡＴ　＋より短くなる。また、入力再生音
声信号が第３図（Ａ）に示す如き、低スルーレート信号
である場合には検波信号が同図（Ｅ）に示す如（低電圧
ｖｂであり、ダイオード６５は遮断してモノマルチ３０
の出力ホールド信号のローレベル期間はＴ＋である。こ
のようにして入力再生音声信号のスルーレートに応じた
最適パルス幅のホールド信号が得られ、ホールド時の誤
差が最小とされる。なお、このホールド信号発生回路１
７ｂについては本出願人が昭和６０年４月２日付で提出
した発明の名称「雑音低減回路」において提案したもの
である。つまり、第５図示の回路においては検波信号を
補間信号調整回路４０１７）ｔ＋ｌＪ御信号と、モノマ
ルチ３０の制御信号として共用している。

発明の効果上述の如く、本発明なる雑音低減回路は、再生音声信号
のスルーレートに応じて適切に制御された補間信号をホ
ールド・コンデンサに供給するため、再生音声信号に含
まれる高周波数の雑音成分で発生する傾斜予測つまり補
間信号のバラツキを再生音声信号のスルーレートが小な
るときに小さくでき、補間誤差をより小さくでき雑音低
減効果を向上することができ、またフィルタ回路を再生
音声信号の上限周波数以上の周波数成分が減衰する構成
として再生音声信号のスルーレートを正確に検出するこ
とができ、フィルタ回路として補間信号発生回路の高域
フィルタを利用した場合、このフィルタ回路を新たに追
加する必要がなく、更に検波回路の出力検波信号をホー
ルド信号のパルス幅の可変制御に利用できる等の特長を
有している。

【図面の簡単な説明】

第１図、第５図夫々は本発明回路の各実施例の回路系統
図、第２図、第３図夫々は第１図及び第５図に示す回路
各部の信号波形図、第４図は第１図示の回路の一部の各
実施例の回路図、第６図は第１図及び第５図に示す回路
の一部の一実施例の回路図、第７図は本発明回路を適用
される音声信号記録再生系の一例のブロック系統図、第
８図は従来回路の一例の回路系統図、第９図、第１０図
夫々は第８図示の回路各部の信号波形図である。１・・・音声信号入力端子、４・・・周波数変調器、８
゜９・・・回転ヘッド、１１・・・磁気テープ、１３・
・・ドラムパルス入力端子、１４・・・ＦＭ復調器、１
６゜１６ａ、　１６ｂ’・・・ホールド回路、１７．１
７ａ。１７ｂ・・・ホールド信号発生回路、１９・・・加算回
路、２４・・・再生音声信号出力端子、２５・・・再生
音声信号入力端子、２６．２９・・・バッファアンプ、
２８・・・ホールド・コンデンサ、３０・・・単安定マ
ルチバイブレータ（モノマルチ）、３４・・・補間信号
発生回路、３４ａ、３４ｂ・・・高域フィルタ、４０・
・・補間信号調整回路、４１・・・スルーレート検出回
路、４２・・・フィルタ回路、４３・・・増幅器、４４
・・・検波回路、６４・・・コンパレータ。第７図第９図　　　　　　第ＶＯ図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）回転ヘッドにより記録媒体から再生された被周波
数変調音声信号を復調して得た再生音声信号が供給され
、該再生音声信号中に含まれる雑音の入力直前の信号レ
ベルを該雑音の入力期間中、所定レベルとされたホール
ド信号によりホールドコンデンサにホールドし、該雑音
の入力直前の再生音声信号を微分して得られる補間信号
で該ホールド・コンデンサを充放電させ該雑音の低減さ
れた再生音声信号を出力する雑音低減回路において、出
力再生音声信号を供給されてその高域周波数成分をろ波
するフィルタ回路と、該フィルタ回路の出力信号を検波
する検波回路と、該検波回路の出力検波信号により上記
高域周波数成分のレベルが小なる程該補間信号の少なく
とも高周波数成分を減衰するよう可変制御して該ホール
ド・コンデンサに供給する補間信号調整回路とよりなる
ことを特徴とする雑音低減回路。
（２）該フィルタ回路は、再生音声信号の上限の周波数
以上の周波数成分を減衰させるよう構成したことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の雑音低減回路。
（３）該フィルタ回路は、再生音声信号を微分して補間
信号を得る回路に内蔵される高域フィルタを用いること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の雑音低減回路
。
（４）該補間信号調整回路は、該検波信号によりカット
オフ周波数が可変する可変高域フィルタであることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の雑音低減回路。
（５）該雑音の入力期間中所定レベルのホールド信号を
生成する回路は、該検波回路の出力検波信号により上記
高域周波数成分のレベルが大なる程該ホールド信号のパ
ルス幅を小とする回路であることを特徴とする特許請求
範囲第１項記載の雑音低減回路。