JPH0439750B2

JPH0439750B2 -

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Publication number: JPH0439750B2
Application number: JP60069286A
Authority: JP
Priority date: 1985-04-02
Filing date: 1985-04-02
Publication date: 1992-06-30
Also published as: JPS61227202A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は雑音低減回路に係り、特にヘリカルス
キヤンVTRの回転ヘツドにより、音声信号で搬
送波を周波数変調して得られた被周波数変調音声
信号を磁気テープに記録し、これを再生するシス
テムにおいて、再生音声信号中のパルス性雑音を
前値ホールドにより低減する雑音低減回路に関す
る。

従来の技術従来よりヘリカルスキヤンVTRにおいて音声
信号を高品位で記録再生するために、音声信号で
搬送波を周波数変調して得られた被周波数変調音
声信号（以下、FM音声信号という）を磁気テー
プに記録し、これを再生することが知られてい
る。第７図はかかるVTRの音声信号記録再生係
の一例のブロツク系統図を示す。なお、第７図に
は説明の便宜上、音声信号は１チヤンネルで記録
再生されるように示したが、実際にはステレオ音
声信号の記録再生を行なうため、FM音声信号は
２チヤンネルの記録再生系を経て記録再生され
る。第７図において、入力端子１に入来した記録
されるべき音声信号は、ノイズ・リダクシヨン回
路２により再生時の雑音低減のためエンコードさ
れた後、プリ・エンフアシス回路３により高域雑
音低減を目的として高域周波数成分を強調されて
から周波数変調器４に供給される。周波数変調器
４より取り出されたFM音声信号は記録増幅器５
に供給され、ここで増幅された後、記録時には接
点Ｒに接続されているスイツチ６及び７を夫々通
して回転ヘツド８及び９に夫々供給される。

回転ヘツド８及び９は回転ドラム１０上に180゜
対向して取付けられており、回転ドラム１０に対
して180゜強の角度範囲に亘つて斜めに巻回されつ
つ走行せしめられる磁気テープ１１上に傾斜トラ
ツクを形成してFM音声信号を記録する。なお、
回転ヘツド８及び９が音声専用ヘツドのときに
は、映像専用ヘツドが２個回転ドラム１０に更に
取付けられており、回転ヘツド８，９により磁気
テープ１１の磁性層の深層にまで記録されたオー
デイオトラツク上を映像専用ヘツドが走査して映
像信号を記録し、他方、回転ヘツド８，９が映像
及び音声信号の記録再生に共用する回転ヘツドの
場合は、回転ヘツド８，９には更にFM音声信号
と帯域を異にする映像信号が供給され、FM音声
信号と映像信号とが夫々同時に同一トラツクに記
録されることは周知の通りである。

次に再生時の動作につき説明するに、回転ヘツ
ド８，９により、磁気テープ１１の記録トラツク
の既記録FN音声信号が再生されて接点Ｐに接続
されているスイツチ６，７を通してスイツチ回路
１２の端子１２ａ，１２ｂに供給される。スイツ
チ回路１２は入力端子１３を介して供給されるド
ラムパルスにより、回転ヘツド８，９のうち磁気
テープ１１上を現に走査している側の回転ヘツド
の出力再生信号を選択出力するように切換えられ
るから、スイツチ回路１２からは再生FM音声信
号が連続的に取り出され、FM復調器１４及び包
絡線検波器１５に夫々供給される。FM復調器１
４より取り出された再生音声信号はホールド回路
１６に供給され、ここでホールド信号発生回路１
７及び１８の両出力信号を加算する加算回路１９
よりホールド信号が供給される期間ホールドされ
る。

ところで、FM復調器１４の出力再生音声信号
は次の場合に大なる雑音を発生する。回転ヘツ
ド８，９のスイツチング時点での信号接続部分、
磁気テープ１１上の傷、塵埃等によるドロツプ
アウトによる再生FM音声信号の包絡線レベル低
下時、トラツキングずれ等による再生FM音声
信号の包絡線レベル低下時、FM音声信号が記
録されていない磁気テープの再生時。このうち、
はヘツドスイツチング時に再生FM音声信号の
接続部分において、記録再生時のテープテンシヨ
ン差時の原因により波形の連続性が乱れ、復調さ
れた再生音声信号中にパルス性ノイズが発生する
ことによる。また、，及びは本質的には
FM音声信号の消失による雑音であり、再生音声
信号中に、前記パルス性ノイズに比し時間的に長
期間に亘つて発生する（雑音発生期間は一般に
＜＜）。

これらの雑音は第７図に示されたホールド回路
１６とミユーテイング回路２２によつて低減され
る。ホールド回路１６の出力信号はデイ・エンフ
アシス回路２０によりプリ・エンフアシス回路３
で強調された高周波成分を減衰された後、ノイ
ズ・リダクシヨン回路２１に供給され、ここでノ
イズ・リダクシヨン回路２と相補的なレベル伸長
特性を付与された後ミユーテイング回路２２に供
給される。ミユーテイング信号発生回路２３は包
絡線検波器１５の出力検波信号が一定レベルより
も小なる期間が一定期間以上継続した時にハイレ
ベルとなり、かつ、上記一定レベルよりも大に復
帰してから所定期間経過するまでハイレベルを保
持するミユーテイング信号を発生してミユーテイ
ング回路２２へ出力する。ミユーテイング回路２
２はミユーテイング信号がハイレベルの期間のみ
ミユーテイング動作を行なう。ヘツドスイツチン
グ時では再生FM信号の包絡線レベルは前記一定
値よりも大であるから、ミユーテイング信号発生
回路２３の出力信号はローレベルのままである。
従つて、ミユーテイング回路２２はミユーテイン
グ動作を行なわないので、出力端子２４へ出力さ
れる再生音声信号波形はホールド回路１６の出力
信号波形と同じになる。

これに対して、比較的長いドロツプアウトやト
ラツキングを最良の状態に調整する過程での再生
FM音声信号の包絡線レベルの低下によつて、
FM復調器１４よりの再生音声信号に、長時間に
亘る雑音が発生した場合は、ホールド信号発生回
路１８により包絡線検波器１５の出力検波信号に
基づいて発生された期間だけローレベルのホール
ド信号が加算回路１９を通してホールド回路１６
に供給される。これにより、雑音の発生期間、そ
の直前の信号レベルにホールドされた再生音声信
号はデイ・エンフアシス回路２０、ノイズリダク
シヨン回路２１を夫々通してミユーテイング回路
２２に供給され、ここでホールド期間とその直後
の一定期間ミユーテイングされる。

上記のような音声信号記録再生システムにおい
て、再生音声信号中のパルス性雑音を低減する雑
音低域回路はホールド回路１６、ホールド信号発
生回路１７及び加算回路１９とよりなるが、従来
は第８図に示す如き構成とされていた（なお、以
下の説明では加算回路１９の図示及び説明は省略
する。）。第８図中、第７図と同一構成部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。入力端子２
５に入来した再生音声信号はホールド回路１６ａ
内のバツフアアンプ２６を通してスイツチ回路２
７に供給される。一方、入力端子１３よりの第９
図Ａ及び第１０図Ａに示すドラムパルスは、ホー
ルド信号発生回路１７ａ内の単安定マルチバイブ
レータ（以下モノマルチという）３０に印加さ
れ、その立下り及び立上り（すなわち、ヘツドス
イツチング時）でこれをトリガーする。これによ
り、モノマルチ３０は、トリガー時点より抵抗３
１の値R₁とコンデンサ３２の値C₁との積により
定まる一定期間T₁だけローレベルの、第９図Ｂ
及び第１０図Ｂに夫々示す如きホールド信号を発
生してスイツチ回路２７にスイツチング信号とし
て印加し、これをそのローレベル期間T₁のみオ
フとする。

スイツチ回路２７は上記期間T₁以外はオンと
されているから、バツフアアンプ２６よりの再生
音声信号はスイツチ回路２７を通してホールド・
コンデンサ２８に印加されるが、上記期間T₁の
間スイツチ回路２７がオフとされるので、ホール
ド・コンデンサ２８には期間T₁の直前の再生音
声信号レベルがホールドされる。このホールド・
コンデンサ２８の端子電圧はバツフアアンプ２９
を通して出力端子３３へ再生音声信号として出力
される。これにより、ホールド回路１６ａの出力
信号は、入力端子２５の入力再生音声信号が第９
図Ｃに示す如く、ヘツドスイツチング時のパルス
性雑音a₁を有しており、かつ、スルーレートが高
い場合は、同図Ｄに示す如き波形となり、他方、
入力再生音声信号が第１０図Ｃに示す如く、ヘツ
ドスイツチング時のパルス性雑音a₂を有してお
り、かつ、スルーレートが低い場合は第１０図Ｄ
に示す如き波形となる。

従つて、パルス性雑音a₁，a₂はいずれも上記の
ホールド動作によつて消失するが、ホールド期間
T₁中の信号の変化に対応する小さな三角形状の
誤差は残る。この三角形状の誤差は第９図Ｄ、第
１０図Ｄに斜線を付して示す部分d₁，d₂である
が、両図よりわかるように入力再生音声信号のス
ルーレートが高い方が三角形状の誤差は大とな
る。しかし、パルス性雑音a₁，a₂をそのまま出力
するよりは耳につかず、ある程度の雑音低減効果
はある。

第１１図は本出願人が先に提案した信号補間回
路を有する雑音低減回路の一例の回路系統図を示
す。同図中、第８図と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。第１１図におい
て、ホールド回路１６ｂ内のバツフアアンプ２９
の出力再生音声信号は出力端子３３へ出力される
一方、補間信号発生回路３４に供給される。この
補間信号発生回路３４としては、本出願人が先に
特願昭58−133128号にて提案した信号補間回路、
又は本出願人が先に特願昭58−155668号にて提案
した信号補間回路内の補間信号発生回路を使用す
ることができる。このうち後者の信号補間回路
は、傾斜予測回路内の一次微分回路に低周波数で
ゲインが略一定となるような時定数を持たせると
共に、傾斜予測回路の出力電圧が低周波数でホー
ルド・コンデンサの端子電圧と略同じになるよう
にゲイン設定する構成であり、傾斜予測回路の出
力電圧を電圧−電流変換してホールド・コンデン
サへ理想的な補間を行なうための電流を出力する
電圧−電流変換回路を、単純な一本の抵抗等のイ
ンピーダンス素子のみの構成とすることができる
特長を有する。

一方、前者の信号補間回路はホールド回路の出
力信号電圧を傾斜予測回路、電圧−電流変換回路
を夫々通してホールド・コンデンサに供給する一
巡のループ構成としたもので、傾斜予測回路で予
測した傾斜に基づいて信号を補間することができ
る。これらの本出願人の提案になる信号補間回路
を補間信号発生回路３４に適用することにより、
第１１図の入力端子２５に第１２図Ｃ又は第１３
図Ｃに示す、ヘツドスイツチング時のパルス性雑
音a₁，a₂を有する再生音声信号が入来した場合
は、パルス性雑音a₁，a₂が入力される直前の信号
から次の信号を予測して得た信号を抵抗３５を介
してホールド・コンデンサ２８に供給し、それを
信号予測に基づいて充放電させることにより、第
１２図Ｄ又は第１３図Ｄに示す如く、パルス性雑
音a₁，a₂が抑圧され、かつ、第８図に示した従来
回路に比し前記三角形状の誤差が極めて小なる再
生音声信号がバツフアアンプ２９の出力端子より
取り出すことができる。なお、第１２図Ａ、第１
３図Ａは前記ドラムパルス、第１２図Ｂ及び第１
３図Ｂはモノマルチ３０の出力ホールド信号波形
を示す。

発明が解決しようとする問題点しかるに、上記の本出願人の提案になる補間回
路を用いた雑音低減回路は、入力再生音声信号の
スルーレートが第１３図Ｃに示す如く低い場合
は、前記した三角形状の誤差は同図Ｄに示す如く
出力再生音声信号中に殆ど生じないが、入力再生
音声信号のスルーレートが第１２図Ｃに示す如く
高い場合は、上記三角形状の誤差は第８図に示し
た従来回路よりも小なるものの、第１２図Ｄにd₃
で示す如く出力再生音声信号中に発生してしまう
という問題点があつた。

そこで、本発明は入力信号のスルーレートに応
じてホールド信号のパルス幅を可変制御すること
により、高スルーレートの入力信号（例えば、高
周波数で、かつ、高レベルの入力信号）に対して
も前記した三角形状の誤差をより低減し得る雑音
低減回路を提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段特許請求の範囲第１項に記載した本発明になる
雑音低減回路は、ホールド・コンデンサよりバツ
フアアンプを介して出力端子へ出力される再生音
声信号が分岐して供給されその高域周波数成分を
フイルタ回路により波した後、検波回路で検波
し、制御手段によりその検波信号でホールド信号
のパルス幅を可変制御する。また、特許請求の範
囲第２項に記載した本発明になる雑音低減回路
は、補間信号発生回路よりホールド・コンデンサ
に供給される補間信号が分岐して供給されその高
域周波数成分を検出して上記補間信号のスルーレ
ートを検出回路により検出し、そのスルーレート
が高いときに制御手段により上記ホールド信号の
パルス幅を小に可変制御する。

作用上記検波回路の検波信号が供給される制御手段
は、上記フイルタ回路の出力高域周波数成分のレ
ベルが大なるほど上記ホールド信号のパルス幅を
小に可変制御し、ホールド・コンデンサによるホ
ールド期間を短くする。また、上記検出回路の出
力信号が供給される上記制御手段は、上記補間信
号のスルーレートが高いときに上記ホールド信号
のパルス幅を小に可変制御する。入力再生音声信
号のスルーレートが高い場合は、ホールドにより
出力再生音声信号中に生ずる三角形状の誤差は、
ホールド時間の二乗に略比例して大きくなる。他
方、入力再生音声信号のスルーレートが低い場合
（例えば無信号）のときは、上記三角形状の誤差
は問題にならず、むしろ入力再生音声信号に含ま
れていたパルス性雑音を完全に除去するような長
い時間ホールドすることが望ましい。

しかして、上記の如く、入力再生音声信号や補
間信号のスルーレートが高いときにはホールド信
号のパルス幅は小に可変制御されるので、ホール
ド・コンデンサによるホールド期間は上記スルー
レートが高いときには短くなり、上記三角形状の
誤差のエネルギーが小さい出力再生音声信号が得
られ、他方、上記スルーレートが低いときにはホ
ールド期間は長くなり、入力再生音声信号中のパ
ルス性雑音は略完全に低減できる。以下、本発明
の各実施例について第１図乃至第６図と共に説明
する。

実施例第１図は本発明になる雑音低減回路の第１実施
例の回路系統図を示す。同図中、第８図と同一構
成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。バツフアアンプ２９（ホールド回路１６ａ）
より取り出された出力再生音声信号は一部が分岐
されてスルーレート検出回路３７内の高域フイル
タ３８に供給される。スルーレート検出回路３７
は高域フイルタ３８、増幅器３９及び検波回路４
０が継続接続された構成とされている。高域フイ
ルタ３８は可聴周波数帯域のほぼ上限における周
波数（例えば20kHz程度）にカツトオフ周波数を
選定されており、出力再生音声信号中の高域周波
数成分を波して増幅器３９を通して検波回路４
０に供給する。

検波回路４０は入力信号の包絡線をアタツクタ
イムが例えば3ms程度、リカバリータイムが例え
ば30ms程度の時定数をもつて検波する回路で、
増幅器３９の出力信号のピーク・ツウ・ピーク値
に応じたレベルの直流電圧（検波信号）を発生し
てホールド信号発生回路１７ｂ内の可変抵抗素子
４１に制御電圧として印加する。従つて、いま入
力端子２５に入来する再生音声信号が第２図Ｅに
示す如きパルス性雑音a₁を有するスルーレートの
高い信号である場合は、高域フイルタ３８の出力
信号波形は同図Ｂに示す如く高いピーク・ツウ・
ピーク値を示し、検波回路４０の出力検波信号は
それに応じて同図Ｃに示す如き高電圧Vaとなる。
一方、入力端子２５に入来する再生音声信号が第
３図Ｅに示す如きパルス性雑音a₂を有するスルー
レートの低い信号である場合は、高域フイルタ３
８の出力信号波形は同図Ｂに示す如く低いピー
ク・ツウ・ピーク値を示し、検波回路４０の出力
検波信号はそれに応じて同図Ｃに示す如き低電圧
Vbとなる。

第１図に示すホールド信号発生回路１７ｂはモ
ノマルチ３０の端子３０ａが抵抗３１を介して電
源電圧Vcc入力端子に接続される一方、コンデン
サ３２を介して接地されている点は従来と同様で
あるが、更に抵抗３１、コンデンサ３２の共通接
続点と電源電圧Vcc入力端子との間に可変抵抗素
子４１及び抵抗４２よりなる直列回路が接続され
ている点が従来のホールド信号発生回路１７ａと
異なる。モノマルチ３０の時定数は抵抗３１の値
をR₁、抵抗４２の値をR₂、可変抵抗素子４１の
値をR₃、コンデンサ３２の値をC₁とすると、｛R₁
（R₂＋R₃）｝・C₁により示される。モノマルチ
３０は入力端子１３よりの第２図Ａ、第３図Ａに
示す如きドラムパルスの立下りでトリガーされ、
そのトリガー時点より上記時定数の期間ローレベ
ルのパルス幅をもつホールド信号を発生する。

ここで、上記可変抵抗素子４１は検波回路４０
の出力検波信号のレベルが高いと低抵抗を示し、
検波信号レベルが低いと高抵抗を示す構成である
ものとすると、第２図Ｃに示したレベルVaの検
波信号入力時にはR₃（Va）なる抵抗値となり、
第３図Ｃに示したレベルVbの検波信号入力時に
はR₃（Vb）なる抵抗値となり両者の間にはR₃
（Va）＜R₃（Vb）なる関係が成立する。

このため、モノマルチ３０の出力ホールド信号
のパルス幅は、第２図Ｅに示す如きスルーレート
の高い再生音声信号入力時にはTa（＝｛R₁（R₂
＋R₃（Va））｝・C₁）となり、第３図Ｅに示す如き
スルーレートの低い再生音声信号入力時のパルス
幅Tb（＝｛R₁（R₂＋R₃（Vb））｝・C₁）よりも短
くなる。第２図Ｄは上記パルス幅Taのホールド
信号波形を示し、第３図Ｄは上記パルス幅Tbの
ホールド信号波形を示す。上記ホールド信号のパ
ルス幅Ｔは、ホールド・コンデンサ２８によるホ
ールド期間を示しており、可変抵抗素子４１の抵
抗値R₃が無限大のときにはT_MAX（＝R₁・C₁）と
なり、R₃がＯオームのときにはT_MIN（＝（R₁
R₂）・C₁）となり、よつて T_MAX≧Ｔ≧T_MIN (1) の範囲内に設定されることになる。

ここで、T_MAXは入力再生音声信号に含まれる
パルス性雑音を略完全にホールドにより消失させ
るパルス幅として設定され（例えば12μs）、T_MIN
は入力再生音声信号に含まれるパルス性雑音のエ
ネルギーの大部分はホールドにより消失される
が、パルス性雑音直後のリンギング部分はホール
ドしないような時間幅に設定される（例えば
6μs）。

これにより、第１図に示す入力端子２５に第２
図Ｅに示す如く、ヘツドスイツチング時のパルス
性雑音a₁を含む再生音声信号が入来したときは、
このパルス性雑音a₁が入力されるまでは、再生音
声信号は低インピーダンスのスイツチ回路２７を
通過してバツフアアンプ２９により増幅された
後、出力端子３３を介して第７図に示したデイ・
エンフアシス回路２０、ノイズ・リダクシヨン回
路２１及びミユーテイング回路２２を経て出力端
子２４へ出力される。このとき、スイツチ回路２
７の出力端とバツフアアンプ２９の入力端との間
に一端が接続されているホールド・コンデンサ２
８は大なる負荷とならず。入力再生音声信号は事
実上そのまま出力される。

しかし、パルス性雑音a₁が入来すると、この雑
音a₁の発生期間を含む期間Taだけローレベルの
第２図Ｄに示すホールド信号がモノマルチ３０よ
りスイツチ回路２７に印加され、これをオフ状態
とする。その結果、ホールド・コンデンサ２８に
はスイツチ回路２７より信号電流が流れ込まなく
なり、またバツフアアンプ２９は入力インピーダ
ンスが充分高く設定されていることから、ホール
ド・コンデンサ２８の端子電圧は第２図Ｄに示し
たホールド信号のハイレベルからローレベルへ立
下つた時点の電圧が、ホールド信号のローベル期
間Taだけ保持されることになる。

これにより、第２図Ｅに示すスルーレートの高
い再生音声信号入力時には同図Ｄに示す短いパル
ス幅Taのホールド信号によりホールドされる結
果、出力端子３３には同図Ｆに示す如きパルス性
雑音a₁が除去され、かつ、三角形状の誤差f₁も第
８図に示した従来回路に比し小なる再生音声信号
が取り出される。他方、第３図Ｅに示すスルーレ
ートの低い再生音声信号入力時には、同図Ｄに示
す比較的長いパルス幅Tbのホールド信号により
ホールドが行なわれ、出力端子３３には同図Ｆに
示す如きパルス性雑音a₂が除去され、かつ、三角
形状の誤差f₂も第８図に示した従来回路に比し小
なる再生音声信号が取り出される。

次に本発明回路の第２実施例について説明する
に、第４図は本発明回路の第２実施例の回路系統
図を示す。本実施例は第１１図に示した雑音低減
回路に本発明を適用した実施例で、第１１図と同
一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。第４図において、補間信号発生回路３４は
前記した如く微分回路を有しており、原理的に高
域周波数成分が強調された補間信号を発生出力す
る。すなわち、入力端子２５に第５図Ｅに示す如
きスルーレートの高い再生音声信号（これは第２
図Ｅ、第９図Ｃ及び第１２図Ｃに示す信号波形と
同一）が入来した場合は、上記補間信号は第５図
Ｂに実線で示す如き波形となり、他方、入力再生
音声信号が第６図Ｅに示す如くスルーレートの低
い信号（これは第３図Ｅ、第１０図Ｃ及び第１３
図Ｃに示す信号波形と同一）が入来した場合は、
上記補間信号は第６図Ｂに実線で示す如き波形と
なる。

この補間信号は一部が分岐されてスルーレート
検出回路４４内の検波回路４５に供給される。ス
ルーレート検出回路４４は検波回路４５とコンパ
レータ４６と可変抵抗４７とよりなる。検波回路
４５は前記検波回路４０と同様の構成であり、入
力再生音声信号のスルーレートに応じてレベルが
変化する検波信号を出力する。第５図Ｃ及び第６
図Ｃは夫々入力再生音声信号が第５図Ｅ及び第６
図Ｅに示すときの検波信号を示す。コンパレータ
４６は検波回路４５よりの検波信号と、電源電圧
Vccは可変抵抗４７で抵抗分圧して得た基準レベ
ルとをレベル比較し、その大小関係によつてハイ
レベル又はローレベルのスルーレート検出信号を
出力する。

ここで、入力再生音声信号が第５図Ｅに示す如
きスルーレートの高い信号の場合は、検波回路４
５より比較的高い電圧Vcの第５図Ｃに示す検波
信号が取り出されるので、コンパレータ４６はこ
の検波信号電圧Vcが基準レベルよりも高いこと
を検出して例えばハイレベルのスルーレート検出
信号を発生し、他方、入力音声信号が第６図Ｅに
示す如きスルーレートの低い信号の場合はコンパ
レータ４６はそのときの第６図Ｃに示す検波信号
電圧Vdが基準レベルよりも低いことを検出して
ローレベルのスルーレート検出信号を発生する。
このスルーレート検出信号はホールド信号発生回
路１７ｃ内のスイツチ回路４８にスイツチング信
号として印加される。

ホールド信号発生回路１７ｃはモノマルチ３０
の端子３０ａと抵抗３１とコンデンサ３２との共
通接続点が抵抗４９及びスイツチ回路４８を夫々
直列に介して電源電圧Vcc入力端子に接続された
構成とされており、その時定数は抵抗３１の値を
R₁、コンデンサ３２の値をC₁、抵抗４９の値を
R₂とすると、スイツチ回路４８のオン時はTc（＝
（R₁R₂）・C₁）、オフ時はTd（＝R₁・C₁）とな
る。ここで、スイツチ回路４８はコンパレータ４
６よりのスルーレート検出信号がハイレベルのと
きにオン、ローレベルのときにオフとされる構成
とされているので、モノマルチ３０の出力ホール
ド信号は第５図Ｅに示すスルーレートの高い再生
音声信号入力時には同図Ａに示すドラムパルスの
立下り時点より期間Tcの間ローレベルの同図Ｄ
に示す信号となり、他方、第６図Ｅに示すスルー
レートの低い再生音声信号入力時には第６図Ａに
示すドラムパルスの立下り時点より期間Td（＞
Tc）の間ローレベルの第６図Ｄに示す信号とな
る。

このように、本実施例の場合もスルーレートの
高い再生音声信号入力時にはスルーレートの低い
再生音声信号入力時に比し、ホールド信号のパル
ス幅は短くなり、第５図Ｅ、第６図Ｅに示す再生
音声信号入力時の出力端子３３への出力再生音声
信号波形は第５図Ｃ、第６図Ｆに示す如く、三角
形状の誤差は殆ど発生せず、特にスルーレートの
高い再生音声信号入力時でも第１１図に示す雑音
回路では出力再生音声信号中に第１２図Ｄにd₃で
示す如く発生していた三角形状の誤差は、本実施
例によれば第５図Ｆに示す如く殆ど発生しないよ
うにすることができる。

本実施例は第１実施例に比し、原理上高域周波
数成分が強調されている補間信号を使用している
ので、スルーレート検出回路４４内には高域フイ
ルタは不要であり、またホールド信号発生回路１
７ｃ内には可変抵抗素子を有さず、スイツチ回路
４８のオン・オフ制御とする構成である点で異な
り、より動作が単純化されている。

また、本実施例ではスイツチ回路４８のオン・
オフ制御のため、モノマルチ３０の時定数はTc，
Tdの２種類しか得られないが、この場合でも前
記した如く、第１１図に示した雑音低減回路に比
し再生音声信号中の三角形状の誤差を極めて低減
し得る。更に、コンパレータ４６の基準レベルを
可変抵抗４７により可変調整することにより、ホ
ールド信号のパルス幅を変化させる周波数及びレ
ベルを設定することができる。すなわち、入力端
子２５の入力再生音声信号レベルが同じ場合は、
基準レベルを高くするほど、ホールド信号のパル
ス幅が変化する周波数は高い方に移動し、他方、
入力再生音声信号の周波数が同じ場合は、基準レ
ベルを高くするほど信号のパルス幅が変化するレ
ベルは高い方に移動する。これにより、ホールド
信号のパルス幅はより周波数の高い側、よりレベ
ルの高い側（換言すると、よりスルーレートの高
い側）で短くなる。

なお、実際にはコンパレータ４６の基準レベル
は適当な値に固定され、スイツチ回路４８のコン
トロール端子に直接検波回路４５の出力検波信号
を供給するような構成をとりうるのは勿論であ
る。

発明の効果上述の如く、本発明によれば、入力再生音声信
号のスルーレートに応じて適切に選択されたパル
ス幅のホールド信号を発生するようにしたため、
従来の雑音低減回路に比し、再生音声信号中のパ
ルス性雑音を前置ホールドにより低減するに際
し、三角形状の誤差の発生をより少なくでき、よ
り良い雑音低減効果を得ることができ、また補間
信号発生回路の出力補間信号を利用した場合、高
域フイルタや増幅器を新たに追加することなしに
簡単な構成の回路でスルーレートを検出すること
ができる等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第４図は夫々本発明回路の各実施例
を示す回路系統図、第２図及び第３図は夫々第１
図図示回路系統の動作説明用信号波形図、第５図
及び第６図は夫々第４図図示回路系統の動作説明
用信号波形図、第７図は本発明回路を適用し得る
音声信号記録再生系の一例を示すブロツク系統
図、第８図は従来回路の一例を示す回路系統図、
第９図及び第１０図は夫々第８図図示回路系統の
動作説明用信号波形図、第１１図は本出願人が先
に提案した信号補間回路を有する雑音低減回路の
一例を示す回路系統図、第１２図及び第１３図は
夫々第１１図図示回路系統の動作説明用信号波形
図である。１…音声信号入力端子、４…周波数変調器、
８，９…回転ヘツド、１１…磁気テープ、１３…
ドラムパルス入力端子、１４…FM復調器、１
６，１６ａ，１６ｂ…ホールド回路、１７，１７
ａ，１７ｂ，１７ｃ，１８…ホールド信号発生回
路、１９…加算回路、２４…再生音声信号出力端
子、２５…再生音声信号入力端子、２６，２９…
バツフアアンプ、２８…ホールド・コンデンサ、
３０…単安定マルチバイブレータ（モノマルチ）、
３４…補間信号発生回路、３７，４４…スルーレ
ート検出回路、３８…高域フイルタ、３９…増幅
器、４０，４５…検波回路、４１…可変抵抗素
子、４６…コンパレータ、４７…可変抵抗、４８
…スイツチ回路。

Claims

【特許請求の範囲】１回転ヘツドにより記録媒体から再生された、
音声信号で搬送波を周波数変調して得た被周波数
変調音声信号を復調する復調器より再生音声信号
が供給され、該再生音声信号中に含まれている雑
音の入力直前の信号レベルを該雑音の入力期間
中、所定レベルとされたホールド信号により、ホ
ールド・コンデンサにホールドして、該雑音の低
減された再生音声信号をバツフアアンプを介して
出力端子へ出力する雑音低減回路において、上記
バツフアアンプの出力再生音声信号が分岐して供
給されその高域周波数成分を波するフイルタ回
路と、該フイルタ回路の出力信号を検波する検波
回路と、該検波回路の出力検波信号により上記高
域周波数成分のレベルが大なるほど上記ホールド
信号のパルス幅を小に可変制御して上記ホールド
期間を短くする制御手段とよりなることを特徴と
する雑音低減回路。２回転ヘツドにより記録媒体から再生された、
音声信号で搬送波を周波数変調して得た被周波数
変調音声信号を復調する復調器より再生音声信号
が供給され、該再生音声信号中に含まれている雑
音の入力直前の信号レベルを該雑音の入力期間
中、所定レベルとされたホールド信号によりホー
ルド・コンデンサにホールドして、該雑音の低減
された再生音声信号をバツフアアンプを介して出
力端子へ出力する雑音低減回路において、上記再
生音声信号中に含まれている雑音の入力直前の信
号から次の信号を予測して得た補間信号を発生し
て上記ホールド・コンデンサに供給し、該ホール
ド・コンデンサを充放電せしめる補間信号発生回
路と、該補間信号が分岐して供給され、その高域
周波数成分を検出して該補間信号のスルーレート
を検出する検出回路と、該検出回路により上記ス
ルーレートが高いことを検出されたときに上記ホ
ールド信号のパルス幅を小に可変制御して上記ホ
ールド期間を短くする制御手段とよりなることを
特徴とする雑音低減回路。