JPS61227202A

JPS61227202A - 雑音低減回路

Info

Publication number: JPS61227202A
Application number: JP60069286A
Authority: JP
Inventors: Koshin Namiki; 並木　康臣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1985-04-02
Filing date: 1985-04-02
Publication date: 1986-10-09
Also published as: JPH0439750B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は雑音低減回路に係り、特にヘリカルスキャンＶ
ＴＲの回転ヘッドにより、音声信号で搬送波を周波数変
調して得られた被周波数変調音声信号を磁気テープに記
録し、これを再生するシステムにおいて、再生音声信号
中のパルス性霜音を前値ホールドにより低減する雑音低
減回路に関する。

従来の技術従来より、ヘリカルスキャンＶＴＲにおいて音声信号を
高品位で記録再生するために、音声信号で搬送波を周波
数変調して得られた被周波数変調音声信号（以下、ＦＭ
音声信号という）を磁気テープに記録し、これを再生す
ることが知られている。第７図はかかるＶＴＲの音声信
号記録再生系の一例のブロック系統図を示す。なお、第
７図には説明の便宜上、音声信号は１チヤンネルで記録
再生されるように示したが、実際にはステレオ音声信号
の記録再生を行なうため、ＦＭ音声信号は２チヤンネル
の記録再生系を経て記録再生される。

第７図において、入力端子１に入来した記録されるべき
音声信号は、ノイズ・リダクション回路２により再生時
の雑音低減のためエンコードされた後、ブリ・エンファ
シス回路３により高域雑音低減を目的として高域周波数
成分を強調されてから周波数変調器４に供給される。周
波数変調器４より取り出されたＦＭ音声信号は記録増幅
器５に供給され、ここで増幅された後、記録時には接点
Ｒに接続されているスイッチ６及び７を夫々通して回転
ヘッド８及び９に夫々供、給される。

回転ヘッド８及び９は回転ドラム１０上に１８０°対向
して取付けられており、回転ドラム１０に対して１８０
°強の角度範囲に亘って斜めに巻回されつつ走行せしめ
られる磁気テープ１１上に傾斜トラックを形成してＦＭ
音声信号を記録する。なお、回転ヘッド８及び９が音声
専用ヘッドのときには、映像専用ヘッドが２何回転ドラ
ム１０に更に取付けられており、回転ヘッド８．９によ
り磁気テープ１１の磁性層の深層にまで記録されたオー
ディオトラック上を映像専用ヘッドが走査して映像信号
を記録し、伯方、回転ヘッド８゜９が映像及び音声信号
の記録再生に共用する回転ヘッドの場合は、回転ヘッド
８．９には更にＦＭ音声信号と帯域を異にする映像信号
が供給され、ＦＭ音声信号と映像信号とが夫々同時に同
一トラックに記録されることは周知の通りである。

次に再生時の動作につき説明するに、回転ヘッド８．９
により、磁気テープ１１の記録トラックの既記録ＦＭ音
声信号が再生されて接点、Ｐｌ、：接続されているスイ
ッチ６．７を通してスイッチ回路１２の端子１２ａ、１
２ｂに供給される。スイッチ回路１２は入力端子１３を
介して供給されるドラムパルスにより、回転ヘッド８．
９のうち磁気テープ１１上を現に走査している側の回転
ヘッドの出力再生信号を選択出力するように切換えられ
るから、スイッチ回路１２からは再生ＦＭ音声信号が連
続的に取り出され、ＦＭ復調器１４及び包絡線検波器１
５に夫々供給される。ＦＭ復調器１４より取り出された
再生音声信号はホールド回路１６に供給され、ここでホ
ールド信号発生回路１７及び１８の両川力信号を加算す
る加算回路１９よりホールド信号が供給される期間ホー
ルドされる。

ところで、ＦＭ１１ｗＡ器１４の出力再生音声信号は次
の場合に大なる雑音を発生する。■回転ヘッド８，９の
スイッチング時点での信号接続部分、■磁気テープ１１
上の傷、塵埃等によるドロップアウトによる再生ＦＭ音
声信号の包絡線レベル低下時、■トラッキングずれ等に
よる再生ＦＭ音声信号の包絡線レベル低下時、■ＦＭ音
声信号が記録されていない磁気テープの再生時。このう
ら、■はヘッドスイッチング時に再生ＦＭ音声信号の接
続部分において、記録再生時のテープテンション差等の
原因により波形の連続性が乱れ、復調された再生音声信
号中にパルス性ノイズが発生することによる。また、■
、■及び■は本質的にはＦＭ音声信号の消失による雑音
であり、再生音声信号中に、前記パルス性ノイズに比し
時間的に艮１１間に亘って発生する（雑音発生期間は一
般に■く■〈■）。

これらの雑音は第７図に示されたホールド回路１６とミ
ューティング回路２２によって低減される。ホールド回
路１６の出力信号はディ・エンファシス回路２０により
ブリ・エンファシス回路３で強調された８周波成分を減
衰された後、ノイズ・リダクション回路２１に供給され
、ここでノイズ・リダクション回路２と相補的なレベル
伸長特性を付与された後ミューティング回路２２に供給
される。ミューティング信号発生回路２３は包絡線検波
器１５の出力検波信号が一定レベルよりも小なる期間が
一定期間以上継続した時にハイレベルとなり、かつ、上
記一定レベルよりも大に復帰してから所定期間経過する
までハイレベルを保持するミューティング信号を発生し
てミューティング回路２２へ出力する。ミューティング
回路２２はミューティング信号がハイレベルの期間のみ
ミューティング動作を行なう。ヘッドスイッチング時で
は再生ＦＭ信号の包絡線レベルは前記一定値よりも大で
あるから、ミューティング信号発生回路２３の出力信号
はローレベルのままである。従って、ミューティング回
路２２はミューティング動作を行なわないので、出力端
子２４へ出力される再生音声信号波形はホールド回路１
６の出力信号波形と同じになる。

これに対して、比較的長いドロップアウトやトラッキン
グを最良の状態に調整する過程での再生ＦＭ音声信号の
包絡線レベルの低下によって、ＦＭ復調器１４よりの再
生音声信号に、長時間に亘る雑音が発生した場合は、ホ
ールド信号発生回路１８により包絡線検波器１５の出力
検波信号に基づいて発生された期間だけローレベルのホ
ールド信号が加算回路１９を通してホールド回路１６に
供給される。これにより、雑音の発生期間、その直前の
信号レベルにホールドされた再生音声信号はディ・エン
ファシス回路２０．ノイズリダクション回路２１を夫々
通してミューティング回路２２に供給され、ここでホー
ルド期間とその直後の一定期間ミューテイングされる。

上記のような音声信号記録再生システムにおいて、再生
音声信号中のパルス性雑音を低減する雑音低減回路はホ
ールド回路１６．ホールド信号発生回路１７及び加算回
路１９とよりなるが、従来は第８図に示す如き構成とさ
れていた（なお、以下の説明では加算回路１９の図示及
び説明は省略する。）。第８図中、第７図と同一構成部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。入力端子
２５に入来した再生音声信号はホールド回路１６ａ内の
バッファアンプ２６を通してスイッチ回路２７に供給さ
れる。一方、入力端子１３よりの第９図（Ａ）及び第１
０図（Ａ）に示すドラムパルスは、ホールド信号発生回
路１７ａ内の単安定マルチバイブレータ（以下モノマル
チという）３０に印加され、その立下り及び立上り（す
なわち、ヘッドスイッチング時）でこれをトリガーする
。

これにより、モノマルチ３０は、トリが一時点より抵抗
３１の値Ｒ１とコンデンサ３２の値Ｃ１との積により定
まる一定期間Ｔ１だけローレベルの、第９図（Ｂ）及び
第１０図（Ｂ）に夫々示す如きホールド信号を発生して
スイッチ回路２７にスイッチング信号として印加し、こ
れをそのローレベル期間Ｔ＋のみオフとする。

スイッチ回路２７は上記期間Ｔ１以外はオンとされてい
るから、バッファアンプ２６よりの再生音声信号はスイ
ッチ回路２７を通してホールド・コンデンサ２８に印加
されるが、上記期間Ｔ！の間スイッチ回路２７がオフと
されるので、ホールド・コンデンサ２８には期間Ｔ１直
前の再生音声信号レベルがホールドされる。このホール
ド・コンデンサ２８の端子電圧はバッファアンプ２９を
通して出力端子３３へ再生音声信号として出力される。

これにより、ホールド回路１６ａの出力信号は、入力端
子２５の入力再生音声信号が第９図（Ｃ）に示す如く、
ヘッドスイッチング時のパルス性雑音ａ、を有しており
、かつ、スルーレートが高い場合は、同図（Ｄ）に示す
如き波形となり、他方、入力再生音声信号が第１０図（
Ｃ）に示す如く、ヘッドスイッチング時のパルス性雑音
ａ２を有しており、かつ、スルーレートが低い場合は第
１０図（Ｄ）に示す如き波形となる。

従って、パルス性雑音ａ＋、ａＺはいずれも上記のボー
ルド動作によって消失するが、ホールド期間Ｔ１中の信
号の変化に対応する小さな三角形状の誤差は残る。この
三角形状の誤差は第９図（Ｄ）、第１０図（Ｄ）に斜線
を付して示す部分ｄ、、ｄ２であるが、両図よりわかる
ように入力再生音声信号のスルーレートが高い方が三角
形状の誤差は大となる。しかし、パルス性雑音ａＩ。

ａ２をそのまま出力するよりは耳につかず、ある程度の
雑音低減効果はある。

第１１図は本出願人が先に提案した信号補間回路を有す
る雑音低減回路の一例の回路系統図を示す。同図中、第
８図と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省
略する。第１１図において、ホールド回路１６ｂ内のバ
ッファアンプ２９の出力再生音声信号は出力端子３３へ
出力される一方、補間信号発生回路３４に供給される。

この補間信号発生回路３４としては、本出願人が先に特
願昭５８−１３３１２８号にて提案した信号補間回路、
又は本出願人が先に特願昭５８−１５５６６８号にて提
案した信号補間回路内の補間信号発生回路を使用するこ
とができる。このうち後者の信号補間回路は、傾斜予測
回路内の一次微分回路に低周波数でゲインが略一定とな
るような時定数を持た′せると共に、傾斜予測回路の出
力電圧が低周波数でホールド・コンデンサの端子電圧と
略同じになるようにゲイン設定をする構成であり、傾斜
予測回路の出力電圧を電圧−電流変換してホールド・コ
ンデンサへ理想的な補間を行なうための電流を出力する
電圧−電流変換回路を、単純な一本の抵抗等のインピー
ダンス素子のみの構成とすることができる特長を有する
。

一方、前者の信号補間回路はホールド回路の出力信号電
圧を傾斜予測回路、電圧−電流変換回路を夫々通してホ
ールド・コンデンサに供給する一巡のループ構成とした
もので、傾斜予測回路で予　測した傾斜に基づいて信号
を補間することができる。これらの本出願人の提案にな
る信号補間回路を補間信号発生回路３４に適用すること
により、第１１図の入力端子２５に第１２図（Ｃ）又は
第１３図（Ｃ）に示す、ヘッドスイッチング時のパルス
性雑音ａ＋、ａＺを有する再生音声信号が入来した場合
は、パルス性雑音ａ＋　＊　　８２が入力される直前の
信号から次の信号を予測して得た信号を抵抗３５を介し
てホールド・コンデンサ２８に供給し、それを信号予測
に基づいて充放電させることにより、第１２図（Ｄ）又
は第１３図（Ｄ）に示ず如く、パルス性雑音ａｌ、ａ２
が抑圧され、かつ、第８図に示した従来回路に比し前記
三角形状の誤差が極めて小なる再生音声信号がバッファ
アンプ２９の出力端子より取り出すことができる。

なお、第１２図（Ａ）、第１３図（Ａ）は前記ドラムパ
ルス、第１２図（Ｂ）及び第１３図（Ｂ）はモノマルチ
３０の出力ホールド信号波形を示す。

発明が解決しようとする問題点しかるに、上記の本出願人の提案になる補間回路を用い
た雑音低減回路は、入力再生音声信号のスルーレートが
第１３図（Ｃ）に示す如く低い場合は、前記した三角形
状の誤差は同図（Ｄ）に示す如く出力再生音声信号中に
殆ど生じないが、入力再生音声信号のスルーレートが第
１２図（Ｃ）に示す如く高い場合は、上記三角形状の誤
差は第８図に示した従来回路よりも小なるものの、第１
２図（Ｄ）にｄ３で示す如く出力再生音声信号中に発生
してしまうという問題点があった。

そこで、本発明は入力信号のスルーレートに応じてホー
ルド信号のパルス幅を可変制御することにより、高スル
ーレートの入力信号（例えば、高周波数で、かつ、高レ
ベルの入力信号）に対しても前記した三角形状の誤差を
より低減し得る雑音低減回路を提供することを目的とす
る。

問題点を解決するための手段特許請求の範囲第１項に記載した本発明になる雑音低減
回路は、ホールド・コンデンサよりバッファアンプを介
して出力端子へ出力される再生音声信号が分岐して供給
されその高域周波数成分をフィルタ回路によりＰ波した
後、検波回路で検波し、１ｌｉｌ＋御手段によりその検
波信号でホールド信号のパルス幅を可変制御する。また
、特許請求の範囲第２項に記載し、た本発明になる雑音
低減回路は、補間信号発生回路よりホールド・コンデン
サに供給される補間信号が分岐して供給されそのスルー
レートを検出回路により検出し、そのスルーレートが高
いときに制御手段により上記ホールド信号のパルス幅を
小に可変制御する。

作用上記検波回路の検波信号が供給される制御手段は、上記
フィルタ回路の出力高域周波数成分のレベルが大なるほ
ど上記ホールド信号のパルス幅を小に可変制御し、ホー
ルド・コンデンサによるホールド期間を短くする。また
、上記検出回路の出力信号が供給される上記制御手段は
、上記補間信号のスルーレートが高いときに上記ホール
ド信号のパルス幅を小に可変制御する。入力再生音声信
号のスルーレートが高い場合は、ホールドにより出力再
生音声信号中に生ずる三角形状の誤差は、ホールド時間
の二乗に略比例して大きくなる。他方、入力再生音声信
号のスルーレートが低い場合（例えば無信号）のときに
は、上記三角形状の誤差は問題にならず、むしろ入力再
生音声信号に含まれていたパルス性雑音を完全に除去す
るような長い時間ホールドすることが望ましい。

しかして、上記の如く、入力再生音声信号や補間信号の
スルーレートが高いときにはホールド信号のパルス幅は
小に・可変制御されるので、ホールド・コンデンサによ
るホールド期間は上記スルーレートが高いときには短く
なり、上記三角形状の誤差のエネルギーが小さい出力再
生音声信号が得られ、他方、上記スルーレートが低いと
きにはホールド期間は長くなり、入力再生音声信号中の
パルス性雑音は略完全に低減できる。以下、本発明の各
実施例について第１図乃至第６図と共に説明する。

実施例第１図は本発明になる雑音低減回路の第１実施例の回路
系統図を示す。同図中、第８図と同一構成部分には同一
符号を付し、その説明を省略する。

バッファアンプ２９（ホールド回路１６ａ）より取り出
された出力再生音声信号は一部が分岐されてスルーレー
ト検出回路３７内の高域フィルタ３８に供給される。ス
ルーレート検出回路３７は高域フィルタ３８．増幅ｆｉ
３９及び検波回路４０が縦続接続された構成とされてい
る。高域フィルタ３８は可聴周波数帯域のほぼ上限にお
ける周波数（例えば２０ｋＨｚ程度）にカットオフ周波
数を選定されており、出力再生音声信号中の高域周波数
成分をろ波して増幅器３９を通して検波回路４０に供給
する。

検波回路４０は入力信号の包絡線をアタックタイムが例
えば３ａ＋ｓ程度、リカバリータイムが例えば３０ｍ５
程度の時定数をもって検波する回路で、増幅器３９の出
力信号のピーク・ツウ・ピーク値に応じたレベルの直流
電圧（検波信号）を発生してホールド信号発生回路１７
ｂ内の可変抵抗素子４１に制御電圧として印加する。従
って、いま入力端子２５に入来する再生音声信号が第２
図（Ｅ）に示す如きパルス性雑音ａ１を有するスルーレ
ートの高い信号である場合は、高域フィルタ３８の出力
信号波形は同図（Ｂ）に示プ如く高いピーク・ツウ・ピ
ーク値を示し、検波回路４０の出力検波信号はそれに応
じて同図（Ｃ）に示す如き高電圧ｙａとなる。一方、入
力端子２５に入来する再生音声信号が第３図（Ｅ）に示
す如きパルス性雑音ａ２を有するスルーレートの低い信
号である場合は、高域フィルタ３８の出力信号波形は同
図（Ｂ）に示す如く低いピーク・ツウ・ピーク値を示し
、検波回路４０の出力検波信号はそれに応じて同図（Ｃ
）に示す如き低電圧ｖｂとなる。

第１図に示すホールド信号発生回路１７ｂはモノマルチ
３０の端子３０ａが抵抗３１を介して電源電圧Ｖｃｃ入
力端子に接続される一方、コンデンサ３２を介して接地
されている点は従来と同様であるが、更に抵抗３１．コ
ンデンサ３２の共通接続点と電源電圧Ｖｃｃ入力端子と
の間に可変抵抗素子４１及び抵抗４２よりなる直列回路
が接続されている点が従来のホールド信号発生回路１７
ａと異なる。モノマルチ３０の時定数は抵抗３１の値を
Ｒ＋、抵抗４２の値をＲ２，可変抵抗素子４１の値をＲ
３，コンデンサ３２の値を０１とすると、（Ｒ＋　／　
（Ｒ２＋Ｒ３、））・Ｃ１により示される。モノマルチ
３０は入力端子１３よりの第２図（Ａ）、第３図（Ａ）
に示す如きドラムパルスの立下りでトリガーされ、その
トリガ一時点より上記時定数の期間ローレベルのパルス
幅をもつホールド信号を発生する。

ここで、上記可変抵抗素子４１は検波回路４０の出力検
波信号のレベルが高いと低抵抗を示し、検波信号レベル
が低いと高抵抗を示す構成であるものとすると、第２図
（Ｃ）に示したレベルＶａの検波信号入力時にはＲｚ（
Ｖａ）なる抵抗値となり、第３図（Ｃ）に示したレベル
ｖｂの検波信号入力時にはＲ３（Ｖｂ）なる抵抗値とな
り両者の間にはＲ３（Ｖａ　）＜Ｒｚ　　（Ｖｂ　）な
る関係が成立する。

このため、モノマルチ３０の出力ホールド信号のパルス
幅は、第２図（Ｅ）に示す如きスルーレートの高い再生
音声信号入力時にはＴａ（＝（Ｒ＋　／　（Ｒ２＋Ｒ３
（Ｖａ　）））　・Ｃ＋　）となり、第３図（Ｅ）に示
す如きスルーレートの低い再生音声信号入力時のパルス
幅Ｔｂ　　（＝　（Ｒ＋　／（Ｒ２＋Ｒ３（Ｖｂ　））
）・Ｃ電）よりも短くなる。第２図（Ｄ）は上記パルス
幅Ｔａのホールド信号波形を示し、第３図（Ｄ）は上記
パルス幅Ｔｂのホールド信号波形を示す。上記ホールド
信号のパルス幅Ｔは、ホールド・コンデンサ２８による
ホールド期間を示しており、可変抵抗素子４１の抵抗Ｗ
Ｉ　Ｒ３が無限大のときにはＴＭＡＸ（＝Ｒ＋　　−Ｃ
＋　）となり、Ｒ３が０オームのときにはＴＭ　Ｉ　Ｎ
　（−（Ｒ１／Ｒ２）・Ｃ＋　）となり、よってＴＭＡＸ　≧Ｔ≧ＴＭＩＮ　　　　　　　　　（１）の
範囲内に設定されることになる。

ここで、ＴＭＡＸは入力再生音声信号に含まれるパルス
性雑音を略完全にホールドにより消失させるパルス幅と
して設定され（例えば１２μｓ）、ＴＭ　ｔ　Ｎは入力
再生音声信号に含まれるパルス性雑音のエネルギーの大
部分はホールドにより消失されるが、パルス性雑音直後
のリンギング部分はホールドしないような時間幅に設定
される（例えば６μｓ）。

これにより、第１図に示す入力端子２５に第２図（Ｅ）
示す如く、ヘッドスイッチング時のパルス性雑音ａ１を
含む再生音声信号が入来したときは、このパルス性雑音
ａ１が入力されるまでは、再生音声信号は低インピーダ
ンスのスイッチ回路２７を通過してバッファアンプ２９
により増幅された後、出力端子３３を介して第７図に示
したディ・エンファシス回路２０．ノイズ・リダクショ
ン回路２１及びミューティング回路２２を経て出力端子
２４へ出力される。このとき、スイッチ回路２７の出力
端とバッファアンプ２９の入力端との間に一端が接続さ
れているホールド・コンデンサ２８は大なる負荷となら
ず、入力再生音声信号は事実上そのまま出力される。

しかし、パルス性雑音ａ、が入来すると、この雑音ａｔ
の発生期間を含む期間Ｔａだけローレベルの第２図（Ｄ
）に示すホールド信号がモノマルチ３０よりスイッチ回
路２７に印加され、これをオフ状態とする。その結果、
ホールド・コンデンサ２８にはスイッチ回路２７より信
号電流が流れ込まなくなり、またバッファアンプ２９は
入力インピーダンスが充分高く設定されていることから
、ホールド・コンデンサ２８の端子電圧は第２図（Ｄ）
に示したホールド信号のハイレベルからローレベルへ立
下った時点の電圧が、ホールド信号のローベル期間Ｔａ
だけ保持されることになる。

これにより、第２図（Ｅ）に示すスルーレートの轟い再
生音声信号入力時には同図（Ｄ＞に示す短いパルス幅■
ａのホールド信号によりホールドされる結果、出力端子
３３には同図（Ｆ）に示す如きパルス性雑音ａｌが除去
され、かつ、三角形状の誤差ｒ＋も第８図に示した従来
回路に比し小なる再生音声信号が取り出される。他方、
第３図（Ｅ）に示すスルーレートの低い再生音声信号入
力時には、同図（Ｄ）に示す比較的長いパルス幅Ｔｂの
ホールド信号によりホールドが行なわれ、出力端子３３
には同図（Ｆ）に示す如きパルス性雑音ａ２が除去され
、かつ、三角形状の誤差ｆ２も第８図に示した従来回路
に比し小なる再生音声信号が取り出される。

次に本発明回路の第２実施例について説明するに、第４
図は本発明回路の第２実施例の回路系統図を示す。本実
施例は第１１図に示した雑音低減回路に本発明を適用し
た実施例で、第１１図と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。第４図において、補間信号発
生回路３４は清記した如く微分回路を有しており、原理
的に高域周波数成分が強調された補間信号を発生出力す
る。すなわち、入力端子２５に第５図（Ｅ）に示す如き
スルーレートの高い再生音声信号（これは第２図（Ｅ）
、第９図（Ｃ）及び第１２図（Ｃ）に示す信号波形と同
一）が入来した場合は、上記補間信号は第５図（Ｂ）に
実線で示す如き波形となり、他方、入力再生音声信号が
第６図（Ｅ）に示す如くスルーレートの低い信号（これ
は第３図（Ｅ）、第１０図（Ｃ）及び第１３図（Ｃ）に
示す信号波形と同一）が゛入来した場合は、上記補間信
号は第６図（Ｂ）に実線で示す如き波形となる。

この補間信号は一部が分岐されてスルーレート検出回路
４４内の検波回路４５に供給される。スルーレート検出
回路４４は検波回路４５とコンパレータ４６と可変抵抗
４７とよりなる。検波回路４５は前記検波回路４０と同
様の構成であり、入力再生音声信号のスルーレートに応
じてレベルが変化する検波信号を出力する。第５図（Ｃ
）及び第６図（Ｃ）は夫々入力再生音声信号が第５図（
Ｅ）及び第６図（Ｅ）に示すときの検波信号を示す。コ
ンパレータ４６は検波回路４５よりの検波信号と、電源
電圧Ｖｃｃを可変抵抗４７で抵抗分圧して得た基準レベ
ルとをレベル比較し、その大小関係によってハイレベル
又はＯ−レベルのスルーレート検出信号を出力する。

ここで、入力再生音声信号が第５図（Ｅ）に示す如きス
ルーレートの高い信号の場合は、検波回路４５より比較
的＾い電圧ＶＣの第５図（Ｃ）に示す検波信号が取り出
されるので、コンパレータ４６はこの検波信号電圧Ｖｃ
が基準レベルよりも高いことを検出して例えばハイレベ
ルのスルーレート検出信号を一発生し、他方、入力音声
信号が第６図（Ｅ）に示す如きスルーレートの低い信号
の場合はコンパレータ４６はそのときの第６図（Ｃ）に
示す検波信号電圧Ｖｄが基準レベルよりも低いことを検
出してローレベルのスルーレート検出信号を発生する。

このスルーレート検出信号はホールド信号発生回路１７
Ｃ内のスイッチ回路４８にスイッチング信号として印加
される。

ホールド信号発生回路１７ｃはモノマルチ３０の端子３
０ａと抵抗３１とコンデンサ３２との共通接続点が抵抗
４９及びスイッチ回路４８を夫々直列に介して電源電圧
Ｖｃｃ入力端子に接続された構成とされており、その時
定数は抵抗３１の値をＲ＋、コンデンサ３２の値をＣ＋
、抵抗４９の値をＲ２とすると、スイッチ回路４８のオ
ン時は１”ｃ　　（＝　（Ｒ１／Ｒ２）・Ｃ１）、オフ
時はＴｄ（＝Ｒ＋　　・Ｃ＋　）となる。ここで、スイ
ッチ回路４８はコンパレータ４６よりのスルーレート検
出信号がハイレベルのときにオン、ローレベルのときに
オフとされる構成とされているので、モノマルチ３０の
出力ホールド信号は第５図（Ｅ）に示すスルーレートの
高い再生音声信号入力時には同図（Ａ）に示すドラムパ
ルスの立下り時点より期間Ｔｃの間口−レベルの同図（
Ｄ）に示す信号となり、他方、第６図（Ｅ）に示すスル
ーレートの低い再生音声信号入力時には第６図（Ａ）に
示すドラムパルスの立下り時点より期間Ｔｄ　　（＞Ｔ
ｃ　）の間口−レベルの第６図（Ｄ）に示す信号となる
。

このように、本実施例の場合もスルーレートの高い再生
音声信号入力時にはスルーレートの低い再生音声信号入
力時に比し、ホールド信号のパルス幅は短くなり、第５
図（Ｅ）、第６図（Ｅ）に示す再生音声信号入力時の出
力端子３３への出力再生音声信号波形は第５図（Ｆ）、
第６図（Ｆ）に示す如く、三角形状の誤差は殆ど発生せ
ず、特にスルーレートの高い再生音声信号入力時でも第
１１図に示す雑音回路では出力再生音声信号中に第１２
図（Ｄ）にｄ３で示す如く発生していた三角形状の誤差
は、本実施例によれば第５図（Ｆ）に示す如く殆ど発生
しないようにすることができる。

本実施例は第１実施例に比し、原理上高域周波数成分が
強調されている補間信号を使用しているので、スルーレ
ート検出回路４４内には高域フィルタは不要であり、ま
たホールド信号発生回路１７ｃ内には可変抵抗素子を有
さす、スイッチ回路４８のオン・オフυ制御とする構成
である点で異なり、より動作が単純化されている。

また、本実施例ではスイッチ回路４８のオン・オフ制御
のため、モノマルチ３０の時定数はＴＣ９Ｔｄの２種類
しか得られないが、この場合でも前記した如く、第１１
図に示した雑音低減回路に比し再生音声信号中の三角形
状の誤差を極めて低減し得る。更に、コンパレータ４６
の基準レベルを可変抵抗４７により可変調整することに
より、ホールド信号のパルス幅を変化させる周波数及び
レベルを設定することができる。すなわち、入力端子２
５の入力再生音声信号レベルが同じ場合は、基準レベル
を高くするほど、ホールド信号のパルス幅が変化する周
波数は高い方に移動し、他方、入力再生音声信号の周波
数が同じ場合は、基準レベルを高くするほどホールド信
号のパルス幅が変化するレベルは高い方に移動する。こ
れにより、ホールド信号のパルス幅はより周波数の高い
側。

よりレベルの高い側（換言すると、よりスルーレートの
高い側）で短くなる。

なお、実際にはコンパレータ４６の基準レベルは適当な
値に固定され、スイッチ回路４８のコントロール端子に
直接検波回路４５の出力検波信号を供給するような構成
をとりうるのは勿論である。

発明の効果上述の如く、本発明によれば、入力再生音声信号のスル
ーレートに応じて適切に選択されたパルス幅のホールド
信号を発生するようにしたため、従来の雑音低減回路に
比し、再生音声信号中のパルス性雑音を前破ホールドに
より低減するに際し、三角形状の誤差の発生をより少な
くでき、より良い雑音低減効果を得ることができ、また
補間信号発生回路の出力補間信号を利用した場合、高域
フィルタや増幅器を新たに追加することなしに簡単な構
成の回路でスルーレートを検出することができる等の特
長を有するものである。

【図面の簡単な説明】第１図及び第４図は夫々本発明回路の各実施例を示す回
路系統図、第２図及び第３図は夫々第１図図示回路系統
の動作説明用信号波形図、第５図及び第６図は夫々第４
図図示回路系統の動作説明用信号波形図、第７図は本発
明回路を適用し得る音声信号記録再生系の一例を示すブ
ロック系統図、第８図は従来回路の一例を示す回路系統
図、第９図及び第１０図は夫々第８図図示回路系統の動
作説明用信号波形図、第１１図は本出願人が先に提案し
た信号補間回路を有する雑音低減回路の一例を示す回路
系統図、第１２図及び第１３図は夫々第１図図示回路系
統の動作説明用信号波形図である。１・・・音声信号入力端子、４・・・周波数変調器、８
゜９・・・回転ヘッド、１１・・・磁気テープ、１３・
・・ドラムパルス入力端子、１４・・・ＦＭＩＩＩ器、
１６゜１６ａ、１６ｂ”・ホールド回路、１７．１７ａ
。１７ｂ、１７ｃ、１８・・・ホールド信号発生回路、１
９・・・加算回路、２４・・・再生音声信号出力端子、
２５・・・再生音声信号入力端子、２６．２９・・・バ
ッファアンプ、２８・・・ホールド・コンデンサ、３０
・・・単安定マルチバイブレータ（モノマルチ）、３４
−・・補間信号発生回路、３７．４４・・・スルーレー
ト検出回路、３８・・・高域フィルタ、３つ・・・増幅
器、４０．４５・・・検波回路、４１・・・可変抵抗素
子、４６・・・コンパレータ、４７・・・可変抵抗、４
８・・・スイッチ回路。特許出願人　日本ビクター株式会社第６図　　　　　　　第６図第９図　　　　　　　第１０図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）回転ヘツドにより記録媒体から再生された、音声
信号で搬送波を周波数変調して得た被周波数変調音声信
号を復調する復調器より再生音声信号が供給され、該再
生音声信号中に含まれている雑音の入力直前の信号レベ
ルを該雑音の入力期間中、所定レベルとされたホールド
信号によりホールド・コンデンサにホールドして、該雑
音の低減された再生音声信号をバツフアアンプを介して
出力端子へ出力する雑音低減回路において、上記バツフ
アアンプの出力再生音声信号が分岐して供給されその高
域周波数成分をろ波するフイルタ回路と、該フイルタ回
路の出力信号を検波する検波回路と、該検波回路の出力
検波信号により上記高域周波数成分のレベルが大なるほ
ど上記ホールド信号のパルス幅を小に可変制御して上記
ホールド期間を短くする制御手段とよりなることを特徴
とする雑音低減回路。
（２）回転ヘツドにより記録媒体から再生された、音声
信号で搬送波を周波数変調して得た被周波数変調音声信
号を復調する復調器より再生音声信号が供給され、該再
生音声信号中に含まれている雑音の入力直前の信号レベ
ルを該雑音の入力期間中、所定レベルとされたホールド
信号によりホールド・コンデンサにホールドして、該雑
音の低減された再生音声信号をバツフアアンプを介して
出力端子へ出力する雑音低減回路において、上記再生音
声信号中に含まれている雑音の入力直前の信号から次の
信号を予測して得た補間信号を発生して上記ホールド・
コンデンサに供給し、該ホールド・コンデンサを充放電
せしめる補間信号発生回路と、該補間信号が分岐して供
給され、そのスルーレートを検出する検出回路と、該検
出回路により上記スルーレートが高いことを検出された
ときに上記ホールド信号のパルス幅を小に可変制御して
上記ホールド期間を短くする制御手段とよりなることを
特徴とする雑音低減回路。