JPH0413784B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は雑音低減回路に係り、特にヘリカルス
キヤンVTRの回転ヘツドにより、音声信号で搬
送波を周波数変調して得られた被周波数変調音声
信号を磁気テープに記録し、これを再生するシス
テムにおいて、再生音声信号中のパルス性雑音を
前値ホールドにより低減する雑音低減回路に関す
る。

従来の技術 従来より、ヘリカルスキヤンVTRにおいて音
声信号を高品位で記録再生するために、音声信号
で搬送波を周波数変調して得られた被周波数変調
音声信号（以下、FM音声信号という）を磁気テ
ープに記録し、これを再生することが知られてい
る。第７図はかかるVTRの音声信号記録再生系
の一例のブロツク系統図を示す。なお、第７図に
は説明の便宜上、音声信号は１チヤンネルで記録
再生されるように示したが、実際にはステレオ音
声信号の記録再生を行なうため、FM音声信号は
２チヤンネルの記録再生系を経て記録再生され
る。第７図において、入力端子１に入来した記録
されるべき音声信号は、ノイズ・リダクシヨン回
路２により再生時の雑音低減のためエンコードさ
れた後、プリ・エンフアシス回路３により高域雑
音低減を目的として高域周波数成分を強調されて
から周波数変調器４に供給される。周波数変調器
４より取り出されたFM音声信号は記録増幅器５
に供給され、ここで増幅された後、記録時には接
点Ｒに接続されているスイツチ６及び７を夫々通
して回転ヘツド８及び９に夫々供給される。

回転ヘツド８及び９は回転ドラム１０上に180°
対向して取付けられており、回転ドラム１０に対
して180°強の角度範囲に亘つて斜めに巻回されつ
つ走行せしめられる磁気テープ１１上に傾斜トラ
ツクを形成してFM音声信号を記録する。なお、
回転ヘツド８及び９が音声専用ヘツドのときに
は、映像専用ヘツドが２個回転ドラム１０に更に
取付けられており、回転ヘツド８，９により磁気
テープ１１の磁性層の深層にまで記録されたオー
デイオトラツク上を映像専用ヘツドが走査して映
像信号を記録し、他方、回転ヘツド８，９が映像
及び音声信号の記録再生に共用する回転ヘツドの
場合は、回転ヘツド８，９には更にFM音声信号
と帯域を異にする映像信号が供給され、FM音声
信号と映像信号とが夫々同時に同一トラツクに記
録されることは周知の通りである。

次に再生時の動作につき説明するに、回転ヘツ
ド８，９により、磁気テープ１１の記録トラツク
の既記録FM音声信号が再生されて接点Ｐに接続
されているスイツチ６，７を通してスイツチ回路
１２の端子１２ａ，１２ｂに供給される。スイツ
チ回路１２は入力端子１３を介して供給されるド
ラムパルスにより、回転ヘツド８，９のうち磁気
テープ１１上を現に走査している側の回転ヘツド
の出力再生信号を選択出力するように切換えられ
るから、スイツチ回路１２からは再生FM音声信
号が連続的に取り出され、FM復調器１４及び包
絡線検波器１５に夫々供給される。FM復調器１
４より取り出された再生音声信号はホールド回路
１６に供給され、ここでホールド信号発生回路１
７及び１８の両出力信号を加算する加算回路１９
よりホールド信号が供給される期間ホールドされ
る。

ところで、FM復調器１４の出力再生音声信号
は次の場合に大なる雑音を発生する。回転ヘツ
ド８，９のスイツチング時点での信号接続部分、
磁気テープ１１上の傷、塵埃等によるドロツプ
アウトによる再生FM音声信号の包絡線レベル低
下時、トラツキングずれ等による再生FM音声
信号の包絡線レベル低下時、FM音声信号が記
録されていない磁気テープの再生時。このうち、
はヘツドスイツチング時に再生FM音声信号の
接続部分において、記録再生時のテープテンシヨ
ン差等の原因による波形の連続性が乱れ、復調さ
れた再生音声信号中にパルス性ノイズが発生する
ことによる。また、、及びは本質的には
FM音声信号の消失による雑音であり、再生音声
信号中に、前記パルス性ノイズに比し時間的に長
期間に亘つて発生する（雑音発生期間は一般に
＜＜）。

これらの雑音は第７図に示されたホールド回路
１６とミユーテイング回路２２によつて低減され
る。ホールド回路１６の出力信号はデイ・エンフ
アシス回路２０によりプリ・エンフアシス回路３
で強調された高周波成分を減衰された後、ノイ
ズ・リダクシヨン回路２１に供給され、ここでノ
イズ・リダクシヨン回路２と相補的なレベル伸長
特性を付与された後ミユーテイング回路２２に供
給される。ミユーテイング信号発生回路２３は包
絡線検波器１５の出力検波信号が一定レベルより
も小なる期間が一定期間以上継続した時にハイレ
ベルとなり、かつ、上記一定レベルよりも大に復
帰してから所定期間経過するまでハイレベルを保
持するミユーテイング信号を発生してミユーテイ
ング回路２２へ出力する。ミユーテイング回路２
２はミユーテイング信号がハイレベルの期間のみ
ミユーテイング動作を行なう。ヘツドスイツチン
グ時では再生FM信号の包絡線レベルは前記一定
値よりも大であるから、ミユーテイング信号発生
回路２３の出力信号はローレベルのままである。
従つて、ミユーテイング回路２２はミユーテイン
グ動作を行なわないので、出力端子２４へ出力さ
れる再生音声信号波形はホールド回路１６の出力
信号波形と同じになる。

これに対して、比較的長いドロツプアウトやト
ラツキングを最良の状態に調整する過程での再生
FM音声信号の包絡線レベルの低下によつて、
FM復調器１４よりの再生音声信号に、長時間に
亘る雑音が発生した場合は、ホールド信号発生回
路１８により包絡線検波器１５の出力検波信号に
基づいて発生された期間だけローレベルのホール
ド信号が加算回路１９を通してホールド回路１６
に供給される。これにより、雑音の発生期間、そ
の直前の信号レベルにホールドされた再生音声信
号はデイ・エンフアシス回路２０、ノイズリダク
シヨン回路２１を夫々通してミユーテイング回路
２２に供給され、ここでホールド期間とその直後
の一定期間ミユーテイングされる。

上記の如き音声信号記録再生システムにおい
て、再生音声信号中のパルス性雑音を低減する雑
音低減回路はホールド回路１６、ホールド信号発
生回路１７及び加算回路１９とよりなる。このよ
うな雑音低減回路として本出願人が先に特願昭58
−133128号、特願昭58−155668号にて提案した信
号補間回路を有する第８図に示す如き回路があ
る。

第８図中、第７図と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。入力端子２５に入
来した再生音声信号はホールド回路１６ａ内のバ
ツフアアンプ２６を通してスイツチ回路２７に供
給される。一方、入力端子１３よりの第９図Ａ及
び第１０図Ａに示すドラムパルスは、ホールド信
号発生回路１７ａ内の単安定マルチバイブレータ
（以下モノマルチという）３０に印加され、その
立下り及び立上り（すなわち、ヘツドスイツチン
グ時）でこれをトリガーする。これにより、モノ
マルチ３０は、トリガー時点より抵抗３１の値
R₁とコンデンサ３２の値C₁との積により定まる
一定期間T₁だけローレベルの、第９図Ｂ及び第
１０図Ｂに夫々示す如きホールド信号を発生して
スイツチ回路２７にスイツチング信号として印加
し、これをそのローレベル期間T₁のみオフとす
る。

スイツチ回路２７は上記期間T₁以外はオンと
されているから、バツフアアンプ２６よりの再生
音声信号はスイツチ回路２７を通してホールド・
コンデンサ２８に印加されるが、上記期間T₁の
間スイツチ回路２７がオフとされるので、ホール
ド・コンデンサ２８には期間T₁直前の再生音声
信号レベルがホールドされる。このホールド・コ
ンデンサ２８の端子電圧はバツフアアンプ２９を
通して出力端子３３へ再生音声信号として出力さ
れると共に、補間信号発生回路３４に供給され
る。

この補間信号発生回路３４は例えば本出願人が
特願昭58−155668号にて提案したものであり、傾
斜予測回路内の一次微分回路に低周波数でゲイン
が略一定となるような時定数を持たせると共に、
傾斜予測回路の出力電圧が低周波数でホールド・
コンデンサの端子電圧と略同じになるようにゲイ
ン設定をする構成であり、傾斜予測回路の出力電
圧を電圧−電流変換してホールド・コンデンサへ
理想的な補間を行なうための電流を出力する電圧
−電流変換回路を、単純な一本の抵抗等のインピ
ーダンス素子のみの構成とすることができる特長
を有する。この補間信号発生回路３４は、直前の
信号から次の信号を予測した信号を得、この信号
を抵抗３５を介してホールド・コンデンサ２８に
供給し、ホールド・コンデンサ２８を信号予測に
基づいて充放電させる。

発明が解決しようとする問題点 第８図示の端子２５に入来する再生音声信号が
第９図Ｃに示す如く高スルーレートの信号でヘツ
ドスイツチング時のパルス性雑音a₁を有ししてい
る場合、及び第１０図Ｃに示す如く低スルーレー
トの信号でヘツドスイツチング時のパルス性雑音
a₂を有している場合とがある。また、上記の両者
の信号はヘツドスイツチング時のパルス性雑音a₁
又はa₂の他に、常時低レベルではあるが高周波数
の雑音成分が含まれている。

この高周波数の雑音成分が含まれているため
に、補間信号発生回路３４における傾斜予測には
バラツキが生じ、第９図Ｃに示す高スルーレート
の信号は第９図Ｄに示す斜線範囲内のいずれかの
傾斜で補間が行なわれる。この場合には傾斜予測
にバラツキがあつても、補間信号発生回路３４が
ない場合の一点鎖線に示す如き単純なホールドよ
り補間誤差が小さい。しかし、第１０図Ｃに示す
低スルーレートの信号は第１０図Ｄに示す斜線範
囲内のいずれかの傾斜で補間が行なわれ、この場
合には傾斜予測のバラツキによつて単純なホール
ドより補間誤差が大きくなるという問題点があつ
た。

そこで、本発明はフイルタ回路、検波回路、補
間信号調整回路とにより、上記の問題点を解決し
た雑音低減回路を提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段 本発明において、フイルタ回路は出力再生音声
信号の高域周波数成分を波する。このフイルタ
回路の出力信号は検波回路で検波され再生音声信
号のスルーレートに応じたレベルの検波信号が得
られる。補間信号調整回路は再生音声信号を微分
して得た補間信号の少なくとも高周波成分を上記
検波信号のレベルが小なる程減衰させてホール
ド・コンデンサに供給する。

作 用 本発明回路においては、再生音声信号のスルー
レートが小なる程補間信号の少なくとも高周波数
成分が減衰されてホールド・コンデンサに供給さ
れる。従つて再生音声信号が低スルーレートの信
号である場合、再生音声信号に含まれる高周波数
の雑音成分による補間誤差が小さくされる。

実施例 第１図は本発明回路の第１実施例の回路系統図
を示す。同図中、第８図と同一部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。ホールド回路１６
ｂ内の補間信号発生回路３４の出力する補間信号
は補間信号調整回路４０を介して抵抗３５に供給
される。

また、バツフアアンプ２９の出力する信号はス
ルーレート検出回路４１内のフイルタ回路４２に
供給される。スルーレート検出回路４１はフイル
タ回路４２、増幅器４３及び検波回路４４が縦続
接続された構成とされている。フイルタ回路４２
は可聴周波数帯域の略上限の周波数（例えば20k
Hz程度）にカツトオフ周波数が選定された高域フ
イルタであるか、又は上記の高域フイルタの特性
に加えて可聴周波数帯域の上限の周波数を越える
周波数についてゲインを低下させる帯域フイルタ
である。帯域フイルタとすることにより高周波数
の雑音成分を除いた再生音声信号のみのスルーレ
ートを検出できる。

このフイルタ回路４２は出力再生音声信号中の
高域周波数成分を波し、増幅器４３を通して検
波回路４４に供給する。検波回路４４は供給され
る信号のピーク・ツー・ピーク値に応じたレベル
の直流電圧（検波信号）を発生して補間信号調整
回路４０に供給する。従つて、入力端子２５に入
来する再生音声信号が第２図Ａに示す如きパルス
性雑音a₁を有する高スルーレートの信号である場
合には、フアルタ回路４２の出力信号波形は同図
Ｄに示す如く高いピーク・ツー・ピーク値を示
し、検波回路４４の出力検波信号は同図Ｅに示す
如き高電圧Vaとなる。一方、入力端子２５の入
来信号が第３図Ａに示す如きパルス性雑音a₂を有
する低スルーレートの信号である場合にはフイル
タ回路４２の出力信号波形は同図Ｄに示す如く低
いピーク・ツー・ピーク値を示し、検波回路４４
の出力検波信号は同図Ｅ示す如き低電圧Vbとな
る。

ところで、モノマルチ３０は入力端子１３より
の第２図Ｂ、第３図Ｂに示す如きドラムパルスの
立上がりでトリガーされ、そのトリガー時点より
一定期間T₁だけローレベルの第２図Ｃ、第３図
Ｃに示す如きホールド信号を発生する。また、補
間信号発生回路３４は後述する第６図の如き回路
構成であり、第２図Ａ、第３図Ａに示す再生音声
信号に対して第２図Ｆ、第３図Ｆに示す如き波形
の補間信号を発生して補間信号調整回路４０に供
給している。

補間信号調整回路４０は例えば第４図Ａ，Ｂに
示す如き構成とされている。第４図Ａはスイツチ
５０により補間信号調整回路を構成するものであ
り、端子５１は補間信号発生回路３４に接続さ
れ、端子５２は抵抗３５に接続される。また端子
５３に入来する検波回路４４の出力検波信号はス
イツチ５０の制御端子に供給される。スイツチ５
０は端子５３よりの検波信号の電圧が所定のスレ
ツシヨールドレベルを越えるハイレベルであると
きのみ閉成して補間信号を抵抗３５に供給する。
これによつて、ホールド・コンデンサ２８は、入
力端子２５よりの再生音声信号が高スルーレート
であるときのみ、信号予測に基づいて充放電さ
れ、再生音声信号が低スルーレートのときは単純
な電圧ホールドを行なう。

第４図Ｂにおいて、端子５４は補間信号発生回
路３４に接続され、端子５５は抵抗３５に接続さ
れている。端子５４，５５間は抵抗R₁を介して
接続され、端子５５はコンデンサC₁、ダイオー
ドD₁の直列回路を介して接地されている。また、
端子５６は検波回路４４に接続されており、検波
信号はトランジスタQ₁のベースに供給される。
検波信号が第２図Ｅに示す如く高電圧Vaの場合、
トランジスタQ₁のコレクタ電流は大で、トラン
ジスタQ₁のコレクタ電位は低い。これによつて
トランジスタQ₂のコレクタ電流つまりダイオー
ドD₂，D₁を流れる電流は小であり、ダイオード
D₁の内部抵抗は大である。このため、抵抗R₁、
コンデンサC₁、ダイオードD₁により構成される
低域フイルタの高周波数に対する減衰量が小とな
る。つまりこの回路は端子５４に入来する第２図
Ｆに示す如き補正信号の高周波数成分を減衰する
ことなく、端子５５より同図Ｇに示す如き補間信
号を出力する。

また、検出信号が第３図Ｅに示す如き低電圧
Vbになると、トランジスタQ₁のコレクタ電位は
上昇し、トランジスタQ₂のコレクタ電流は増大
し、ダイオードD₁の内部抵抗は減少する。これ
によつて抵抗R₁、コンデンサC₁、ダイオードD₁
により構成される低域フイルタの高周波数に対す
る減衰量が大となる。これによつて第３図Ｆ示す
補間信号の高周波数成分は減衰されて同図Ｇに示
す如き波形とされて端子５５より出力される。

従つて、第１図示の入力端子２５に第２図Ａに
示す高スルーレートの再生音声信号が入来したと
き出力端子３３から出力される信号は、第２図Ｈ
に示す如きものとなる。この場合、再生音声信号
中の高周波数の雑音成分による傾斜予測のバラツ
キがあつても単純なホールドより補間誤差が小さ
い。また、入力端子２５に第３図Ａに示す低スル
ーレートの再生音声信号が入来したとき出力端子
３３から出力される信号は、第３図Ｈに示す如き
ものとなる。この場合、補間信号発生回路３４よ
りの補間信号は補間信号調整回路で減衰されてい
るので、第１０図Ｄに示す如き従来の信号に比し
て補間誤差が小さくされる。

第５図は本発明回路の第２実施例の回路系統図
を示す。同図中、第１図と同一部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。第５図において補
間信号発生回路３４は微分回路である高域フイル
タ３４ａ及び３４ｂより構成されている。第６図
は上記の補間信号発生回路３４の一実施例の回路
図を示す。第６図中、端子６０に入来する信号は
コンデンサC₂、抵抗R₂、R₃で構成されるカツト
オフ周波数が例えば20kHzの高域フイルタ回路
（微分回路）を通して演算増幅器６１の非反転入
力端子に供給される。この高域フイルタ回路は抵
抗R₂が設けられているので低周波数帯域におい
ても所定のゲインを有している。演算増幅器６１
は抵抗R₄，R₅と共に非反転増幅器を構成してお
り、この演算増幅器６１で増幅された信号は端子
６２より出力されると共に、高域フイルタ３４ｂ
の抵抗R₆に供給される。高域フイルタ３４ｂは
抵抗R₆，R₇及びコンデンサC₃により構成されて
おり、そのカツトオフ周波数は例えば高域フイル
タ３４ａのカツトオフ周波数の数倍の値とされて
いる。これによつて補正信号回路３４全体として
は可聴周波数帯域の上限の周波数より非常に高い
カツトオフ周波数をもつ高域通過型の周波数特性
が得られる。この高域フイルタ３４ｂの出力する
信号は補正信号として端子６３より補間信号調整
回路４０に供給される。上記の端子６２よりの信
号は第５図示の検波回路４４に供給される。つま
り、第５図示の回路においては補間信号発生回路
３４がホールド回路１６ｂとスルーレート検出回
路４１ａとに共用されている。

更に、検波回路４４の出力検波信号は補間信号
調整回路４０に供給されると共に、ホールド信号
発生回路１７ｂ内のコンパレータ６４の非反転入
力端子に供給される。コンパレータ６４の反転入
力端子には可変抵抗VR₁より基準電圧が供給され
ている。コンパレータ６４は検波信号の電圧が基
準電圧より高いとき略電源電圧Vccに等しい電圧
の信号を出力し、電圧が基準より低いとき略アー
スレベルの信号を出力する。このコンパレータ６
４の出力端子はダイオード６５及び抵抗６６を介
して、抵抗３１、コンデンサ３２の接続点に接続
されている。

ここで、入力再生音声信号が第２図Ａに示す如
く高スルーレート信号である場合には検波信号が
同図Ｅに示す如く高電圧Vaであるためダイオー
ド６５が導通する。これによつてモノマルチ３０
の時定数は、抵抗３１，６６の並列抵抗値とコン
デンサ３２の容量値とで決定され、モノマルチ３
０の出力ホールド信号のローレベル期間は期間
T₁より短くなる。また、入力再生音声信号が第
３図Ａに示す如き、低スルーレート信号である場
合には検波信号が同図Ｅに示す如く低電圧Vbで
あり、ダイオード６５は遮断してモノマルチ３０
の出力ホールド信号のローレベル期間はT₁であ
る。このようにして入力再生音声信号のスルーレ
ートに応じた最適パルス幅のホールド信号が得ら
れ、ホールド時の誤差が最小とされる。なお、こ
のホールド信号発生回路１７ｂについては本出願
人が昭和60年４月２日付で提出した発明の名称
「雑音低減回路」において提案したものである。
つまり、第５図示の回路においては検波信号を補
間信号調整回路４０の制御信号と、モノマルチ３
０の制御信号として共用している。

発明の効果 上述の如く、本発明なる雑音低減回路は、再生
音声信号のスルーレートに応じて適切に制御され
た補間信号をホールド・コンデンサに供給するた
め、再生音声信号に含まれる高周波数の雑音成分
で発生する傾斜予測つまり補間信号のバラツキを
再生音声信号のスルーレートが小なるときに小さ
くでき、補間誤差をより小さくでき雑音低減効果
を向上することができ、またフイルタ回路を再生
音声信号の上限周波数以上の周波数成分が減衰す
る構成として再生音声信号のスルーレートを正確
に検出することができ、フイルタ回路として補間
信号発生回路の高域フイルタを利用した場合、こ
のフイルタ回路を新たに追加する必要がなく、更
に検波回路の出力検波信号をホールド信号のパル
ス幅の可変制御に利用できる等の特長を有してい
る。

【図面の簡単な説明】

第１図、第５図夫々は本発明回路の各実施例の
回路系統図、第２図、第３図夫々は第１図及び第
５図に示す回路各部の信号波形図、第４図は第１
図示の回路の一部の各実施例の回路図、第６図は
第１図及び第５図に示す回路の一部の一実施例の
回路図、第７図は本発明回路を適用される音声信
号記録再生系の一例のブロツク系統図、第８図は
従来回路の一例の回路系統図、第９図、第１０図
夫々は第８図示の回路各部の信号波形図である。 １……音声信号入力端子、４……周波数変調
器、８，９……回転ヘツド、１１……磁気テー
プ、１３……ドラムパルス入力端子、１４……
FM復調器、１６，１６ａ，１６ｂ……ホールド
回路、１７，１７ａ，１７ｂ……ホールド信号発
生回路、１９……加算回路、２４……再生音声信
号出力端子、２５……再生音声信号入力端子、２
６，２９……バツフアアンプ、２８……ホール
ド・コンデンサ、３０……単安定マルチバイブレ
ータ（モノマルチ）、３４……補間信号発生回路、
３４ａ，３４ｂ……高域フイルタ、４０……補間
信号調整回路、４１……スルーレート検出回路、
４２……フイルタ回路、４３……増幅器、４４…
…検波回路、６４……コンパレータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 回転ヘツドにより記録媒体から再生された被
   周波数変調音声信号を復調して得た再生音声信号
   が供給され、該再生音声信号中に含まれる雑音の
   入力直前の信号レベルを該雑音の入力期間中、所
   定レベルとされたホールド信号によりホールドコ
   ンデンサにホールドし、該雑音の入力直前の再生
   音声信号を微分して得られる補間信号で該ホール
   ド・コンデンサを充放電させ該雑音の低減された
   再生音声信号を出力する雑音低減回路において、
   出力再生音声信号を供給されてその高域周波数成
   分を波するフイルタ回路と、該フイルタ回路の
   出力信号を検波する検波回路と、該検波回路の出
   力検波信号により上記高域周波数成分のレベルが
   小なる程該補間信号の少なくとも高周波数成分を
   減衰するよう可変制御して該ホールド・コンデン
   サに供給する補間信号調整回路とよりなることを
   特徴とする雑音低減回路。 ２ 該フイルタ回路は、再生音声信号の上限の周
   波数以上の周波数成分を減衰させるよう構成した
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の雑
   音低減回路。 ３ 該フイルタ回路は、再生音声信号を微分して
   補間信号を得る回路に内蔵される高域フイルタを
   用いることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載の雑音低減回路。 ４ 該補間信号調整回路は、該検波信号によりカ
   ツトオフ周波数が可変する可変高域フイルタであ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   雑音低減回路。 ５ 該雑音の入力期間中所定レベルのホールド信
   号を生成する回路は、該検波回路の出力検波信号
   により上記高域周波数成分のレベルが大なる程該
   ホールド信号のパルス幅を小とする回路であるこ
   とを特徴とする特許請求範囲第１項記載の雑音低
   減回路。