JPH0531878B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えば音声信号がFM変調され、映
像信号と共に記録された信号を再生するビデオテ
ープレコーダ（VTR）において、ヘツド切替時
のスイツチングノイズ等を良好に除去できるよう
にしたFM音声信号再生回路に関する。

背景技術とその問題点 映像信号中の輝度信号を高域側でFM変調する
と共に、クロマ信号を隣接トラツク間で周波数イ
ンターリーブするように低域変換し、互いにアジ
マス角の異なる２個の回転ヘツドを用いてテープ
上の傾斜トラツクにガードバンドを置かずに記録
することが行われている。

このようなVTRにおいて、音声信号の記録は、
従来は固定ヘツドを用いてテープの移送方向に連
続したトラツクに、いわゆるオーデイオテープレ
コーダと同様の方式で行われていた。

ところが上述のVTRにおいて、記録の高密度
化を進めた場合に、テープの移送速度は極めて低
速にされ、いわゆる８ミリビデオでは、約1.4
cm／secにまでされている。このため音声信号の
記録において、固定ヘツドとテープとの相対速度
が遅くなり、良好な音声信号の記録が行えなくな
つてしまつていた。

そこで音声信号を、FM変調された輝度信号と
低域変換されたクロマ信号との間の帯域でFM変
調し、映像信号に重畳して傾斜トラツクに記録す
ることが提案された。

すなわち第１図はいわゆる８ミリビデオの記録
系の一例を示す。図において、入力端子１からの
映像信号がAGCアンプ２、プリエンフアシス回
路３、クランプ回路４を通じてFM変調器５に供
給されて例えばシンクチツプが4.2MHz、ホワイ
トピークが5.4MHzとなるようにFM変調された
FM輝度信号Y_FMが形成される。この信号Y_FMが
ハイパスフイルタ６を通じて混合器７に供給され
る。

また入力端子１からの映像信号がバンドパスフ
イルタ８、プリエンフアシス回路９を通じて低域
変換回路１０に供給されて副搬送周波数が
743.44kHzの低域変換クロマ信号C_Dが形成される。
この信号C_Dがローパスフイルタ１１を通じて混
合器７に供給される。

さらに入力端子１２からの音声信号がAGCア
ンプ１３を通じてローパスフイルタ１４に供給さ
れ、帯域が15kHz以下に制限される。この信号が
ノイズ・リダクシヨン用のエンコーダ１５に供給
される。このエンコード信号がリミツタ１６を介
してFM変調器１７に供給されて、例えば中心周
波数が1.5MHzのFM音声信号A_FMが形成される。
この信号A_FMが1.5MHz±ｋHzのバンドパスフイル
タ１８を通じて混合器７に供給される。

また回転ヘツドドラム（図示せず）からの回転
に同期したパルス信号が端子１９を通じてマルチ
プライヤ２０に供給されて４トラツクで１周する
信号が形成される。この信号が４周波のパイロツ
ト信号形成回路２１に供給されて、各トラツクご
とに約102.54kHz、118.95kHz、165.21kHz、
148.69kHzに変化するパイロツト信号が形成され
る。この信号が混合器７に供給される。

従つて混合器７からは、例えば第２図に示すよ
うに周波数多重化された記録信号が取り出され
る。なおパイロツト信号はトラツクごとにいずれ
か１つのみが設けられる。

そしてこの記録信号が記録アンプ２２を通じて
互いにアジマス角の異なる回転ヘツド２３ａ，２
３ｂに供給される。

このようにして映像信号及び音声信号の記録が
行われる。

さらにこのようにして記録された信号を再生す
るには例えば次のようにされる。

すなわち第３図において、回転ヘツド２３ａ，
２３ｂの再生信号がそれぞれアンプ３１ａ，３１
ｂを通じて取り出される。このアンプ３１ａ，３
１ｂからの信号がスイツチ回路３２に供給され、
このスイツチ回路３２が端子３３からのヘツド切
換信号によつて制御される。このスイツチ回路３
２からの信号がハイパスフイルタ３４に供給され
てFM輝度信号Y_FMが取り出され、この信号がリ
ミツタ３５、FM復調器３６、デエンフアシス回
路３７に供給されて輝度信号が復調される。また
スイツチ回路３２からの信号がローパスフイルタ
３８に供給されて低域変換クロマ信号C_Dが取り
出され、この信号が高域変換回路３９、デエンフ
アシス回路４０、バンドパスフイルタ４１に供給
されてクロマ信号が取り出される。この輝度信号
及びクロマ信号が混合回路４２で混合されて映像
信号が形成され映像出力端子４３に出力される。

またスイツチ回路３２からの信号が中心周波数
が1.5MHzのバンドパスフイルタ４４に供給され
てFM音声信号A_FMが取り出される。この信号
A_FMがリミツタ回路４５を通じてFM復調器４６
に供給されて音声信号が復調される。この音声信
号がローパスフイルタ４７に供給される。このロ
ーパスフイルタ４７からの信号がスイツチングノ
イズ除去用の前置ホールド回路４８、ローパスフ
イルタ４９、デエンフアシス回路５０、出力アン
プ５１を通じて音声出力端子５２に出力される。

またホールド回路４８に供給されるホールド信
号は、例えば端子３３からの第４図Ａに示すよう
な信号が２逓倍回路５３に供給されて第４図Ｂに
示すような切替えのタイミングを含むパルス信号
が形成される。

すなわち第５図Ａ，Ｂに示すようにアンプ３１
ａ，３１ｂから再生信号が得られていた場合に、
第５図Ｃに示すようにスイツチングが行われる
と、第５図Ｄに示すようなスイツチ出力が形成さ
れる。しかしこの場合に、スイツチング信号（第
５図Ｃ）とFM音声信号A_FMのキヤリアとは非同
期であるため、切替時点においてFM波の位相が
不連続となる場合が有り、復調出力に第５図Ｅに
示すようなスイツチングノイズが発生する。これ
によつて再生音声信号にはフイールド周波数（60
Hz）及びその高周波が重畳され、音質に著しい劣
化を生じるおそれがある。そこで２逓倍回路５３
にて、第５図Ｆに示すように切替時点を含むパル
ス信号が形成され、この期間に前置ホールドを行
うことで第５図Ｇに示すようにノイズを除去する
ようにしている。

さらにスイツチ回路３２からの信号がパイロツ
ト信号検出回路５４に供給されて、４周波のパイ
ロツト信号が検出される。この検出信号がトラツ
キング制御信号形成回路５５に供給されて、各パ
イロツト信号のレベルに応じてトラツキング制御
信号が形成される。この制御信号が端子５６を通
じてサーボ回路（図示せず）へ供給される。

このようにして映像信号及び音声信号の再生が
行われる。

そしてこの場合に、音声信号がFM変調されて
映像信号と共に回転ヘツド記録再生されているの
で、テープの移送速度が低速にされても音声信号
が劣化するようなことがない。

ところがこの装置において、FM復調器４６の
復調出力は、FMキヤリア周波数の除去、及び音
声帯域の制限のための急峻な減衰特性を持つロー
パスフイルタ４７を通過される。このためスイツ
チングノイズもローパスフイルタの過度応答によ
つて増長されてしまう。

従つて前置ホールドを行う期間が長く必要にな
り、一般に20〜30μsecないとノイズがマイクでき
ないおそれがあつた。一方音質に影響を与えない
ためには、前置ホールドは10μsec以下であること
が望ましく、従来の方法では前置ホールドに伴う
ノイズが音質劣化の一因となつていた。

これに対して、FM復調器４６、ローパスフイ
ルタ４７を２系統設けて、音声信号に復調してか
らスイツチングして連続波にする方法も考えられ
たが、回路規模が２倍になるため、コスト、実装
面積も２倍になるなどして、実用上大きな問題で
あつた。

発明の目的 本発明はこのような点にかんがみ、簡単な構成
でホールド幅を10μsec以下に押えられるようにし
たFM音声信号再生回路を提供するものである。

発明の概要 本発明は、交互に切り換えられる２つのヘツド
よりFM音声信号を復調する回路、その復調出力
よりFMキヤリア周波数成分を除去するフイルタ
回路、上記ヘツドの切り換えに基づき発生するノ
イズ成分を除去するホールド回路を含んだFM音
声信号再生回路であつて、差動接続された第１、
第２のトランジスタのエミツタがそれぞれ第１、
第２の定電流源に接続され、上記第１のトランジ
スタのベースに信号が入力され、上記第２のトラ
ンジスタのコレクタに交流負荷となるコンデンサ
が接続され、上記第２のトランジスタのコレクタ
出力がそのベースに帰還されて上記フイルタ回路
が構成され、且つ、上記第２のトランジスタの出
力にはハイインピーダンス回路が接続されてな
り、上記ヘツドの切り換え時の上記ホールド回路
のホールド動作時には、この切り換えに同期した
パルスにより動作するスイツチ回路にて上記第
１、第２の定電流源の電流を遮断することによ
り、上記フイルタ回路の動作が止められ、上記コ
ンデンサにホールドされた電圧が蓄積されるよう
にしたことを特徴とするFM音声信号再生回路で
あつて、これによれば簡単な構成でホールド幅を
10μsec以下に押えることができる。

実施例 第６図において、npn形トランジスタ６１，６
２のエミツタ間に抵抗器６３が設けられると共
に、エミツタがそれぞれ定電流用のトランジスタ
６４，６５を通じて接地されて差動構成とされ
る。またトランジスタ６１のコレクタがカレント
ミラー回路６６を介してトランジスタ６２のコレ
クタに接続される。このトランジスタ６１のベー
スにFM復調器４６からのスイツチングノイズ等
を含む復調信号が供給される。さらにトランジス
タ６２のコレクタにコンデンサ６７が接続され
る。またトランジスタ６２のコレクタがトランジ
スタ６８を介してトランジスタ６２のベースに接
続されると共に、この接続点が定電流用トランジ
スタ６９を通じて接地される。

さらに、トランジスタ６２のコレクタが、エミ
ツタホロアトランジスタ７０，７１のダーリント
ン接続を通じて出力端子７２に接続される。

また、差動構成のpnp形のトランジスタ７３，
７４が設けられ、このエミツタが定電流源７５に
接続され、このトランジスタ７３のベースに所定
のバイアス電圧源７６が接続され、トランジスタ
７４のベースに２逓倍回路５３からのホールド信
号が供給されると共に、このトランジスタ７４の
コレクタ電流がカレントミラー用のダイオード７
７を通じて流され、このダイオード７７がトラン
ジスタ６４，６５及び６９に接続される。

この回路において、トランジスタ６１のベース
に供給される入力をV_IN、トランジスタ６２のベ
ースをV_OUT、抵抗器６３の抵抗値をR₁、コンデ
ンサ６７に流れる信号電流をi_S、トランジスタ６
１，６２のエミツタ抵抗をr_eとすると、 i_S＝２（V_IN−V_OUT／R₁＋2r_e ……(1) が成立する。

またコンデンサ６７に信号電流i_Sが流れること
によつて信号電圧が生じ、これがトランジスタ６
８のエミツタホロアによりトランジスタ６２のベ
ースに帰還され、V_OUTが得られるため、コンデ
ンサ６７の信号電圧はV_OUTに等しい。従つて V_OUT＝１／jωC₁×i_S ……(2) 但し、C₁はコンデンサ６７の容量値 となる。この(1)、(2)式より、伝達関数Ｈ（ω）は Ｈ（ω）＝V_OUT／V_IN ＝２／２＋jωC₁（R₁＋2r_e） ……(3) となり、カツトオフ周波数ωcが ωc＝２／C₁（R₁＋2r_e） ……(4) のローパスフイルタとなつている。

そしてこの回路において、ホールド期間以外で
は、トランジスタ７４に供給されるホールド信号
が低電位で、トランジスタ７４がオンし、ダイオ
ード７７に定電流源７５からの電流I₁が流れる。
このためカレントミラー接続されたトランジスタ
６４，６５，６９にも電流I₁が流れ、上述のロー
パスフイルタとしての動作が行われる。

これに対してホールド期間では、トランジスタ
７４がオフで、ダイオード７７には電流が流れな
くなる。このためトランジスタ６４，６５，６９
には電流が流れず、ローパスフイルタとしての動
作が行われなくなると共に、コンデンサ６７には
電流I₁または信号電流i_Sが流れなくなり、直前の
信号電圧でコンデンサ６７にチヤージされた電荷
はトランジスタ７０のベース電流のみで放電され
ることになる。従つてトランジスタ７０のベース
電流をI_B1、ホールド期間をT_Hとすると、放電電
圧ΔVは ΔV＝I_B1×T_H／C₁ となり、これが信号電圧振幅に比べて十分小さい
値となる様にI_B1、C₁の値を設定することにより、
ホールド回路の動作が行われる。

そこでこのホールド回路６０が、第７図に示す
ように、従来のローパスフイルタ４７及びホール
ド回路４８に代えてFM復調器４６の出力側に設
けられる。そして２逓倍回路５３からの信号にて
このホールド回路６０が駆動されるようにされ
る。

なお上述は音声信号の経路のみ示したが、他は
第３図と同様に構成される。

こうしてホールドが行なわれるわけであるが、
この回路によれば、ホールド期間ではローパスフ
イルタとして動作しないことにより、スイツチン
グノイズがローパスフイルタの過渡応答で増長さ
れることがなく、ホールド期間を従来のものより
大幅に短縮できる。従つてホールド期間を例えば
10μsec以下とすることができ、前置ホールドによ
る音質劣化を無くすることができる。

さらにこの回路によれば、ローパスフイルタと
ホールド回路が一体化されることで回路規模が大
幅に削減され、特にローパスフイルタの時定数と
ホールド回路のホールド用のコンデンサが兼用さ
れて一ケで済むので、外付の素子数が減少して実
用上の効果は極めて大きい。

なお上述の例ではトランジスタ７０，７１のダ
ーリントン接続されたエミツタホロアによつてイ
ンピーダンス変換を行つているが、IC化におい
ては、第８図に示すようにバートン回路を用いて
もよい。

さらに、上述の回路はいわゆるドロツプアウト
の補償にも適用できる。その場合には、スイツチ
回路３２からの信号のエンベロープを検出するな
どしてドロツプアウトを判別し、その判別期間に
前置ホールドを行うようにする。

この場合においても、上述の回路によればホー
ルド期間が不必要に長くなることがなく、回路規
模や外付素子を削減することができる。

ところがこの場合に、ドロツプアウトは長時間
におよぶことがあり、またいわゆるピクチヤーサ
ーチではその期間中ドロツプアウトと同じ状態に
なる。そして例えば第９図Ａに示すようなドロツ
プアウトがあつた場合に、これを第９図Ｂに示す
ようなホールド信号でホールドすると、ΔVをい
かに小さく設計しても放電は少しずつ行われ、第
９図Ｃに示すようにコンデンサ６７の端子電圧は
接地電位、あるいは電源電位になつてしまう。

そしてさらにこの状態からホールドが解除され
ると、例えば接地電位にあつた端子電圧が一時に
信号電位に立ち上がりノイズとなつてしまう。ま
た後段にノイズリダクシヨン回路が設けられてい
る場合には、大レベルの信号が供給されたものと
して動作が行われ、この誤動作によつて以後長期
にわたつて出力信号に歪が生じるおそれもある。

そこで上述の回路をドロツプアウトの補償に用
いる場合には、第１０図に示すようにする。図に
おいて、入力信号はコンデンサ８１で直流カツト
されてトランジスタ６１のベースに供給される。
またバイアス電圧源８２からの電圧がトランジス
タ８３、ダイオード８４、抵抗器８５及び定電流
源８６の回路を通じてトランジスタ６１のベース
にバイアスとして供給される。さらに電圧源８２
からの電圧がトランジスタ８７のベースに供給さ
れ、トランジスタ８７、抵抗器８８及び定電流用
のトランジスタ８９の回路を通じてコンデンサ６
７とトランジスタ７０のベースとの接続点に供給
される。またトランジスタ７３のコレクタ電流が
ダイオード９０を通じて流され、このダイオード
９０がトランジスタ８９に接続される。

この回路において、ドロツプアウトによるホー
ルドが行われると、トランジスタ７３がオンさ
れ、ダイオード９０に電流が流され、トランジス
タ８９に電流が流される。これによつてコンデン
サ６７の端子電圧はトランジスタ８７のエミツタ
電位に向つて変化するようになる。ここでトラン
ジスタ８７のエミツタ電位は信号の直流レベルに
等しくなつており、信号は第９図Ｄに示すように
変化される。

従つてホールド期間が長期におよんでも、その
解除時の信号の変化は小さくなり、ノイズやノイ
ズリダクシヨン回路の誤動作による信号歪の生じ
るおそれがなくなる。

なおこの回路は音声信号をFM変調し、ギヤツ
プ幅の広いヘツドを用いてテープの磁性層の深層
に記録するようにしたVTRにも適用できる。

発明の効果 本発明によれば、簡単な構成でホールド幅を
10μsec以下に押えることができるようになつた。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第５図は従来の回路の説明のための
図、第６図は本発明の一例の系統図、第７図はそ
の説明のための図、第８図〜第１０図は他の例の
説明のための図である。 ６１，６２，６４，６５，６８〜７１はトラン
ジスタ、６３は抵抗器、６７はコンデンサ、７２
は出力端子である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交互に切り換えられる２つのヘツドよりFM
   音声信号を復調する回路、その復調出力よりFM
   キヤリア周波数成分を除去するフイルタ回路、上
   記ヘツドの切り換えに基づき発生するノイズ成分
   を除去するホールド回路を含んだFM音声信号再
   生回路であつて、差動接続された第１、第２のト
   ランジスタのエミツタがそれぞれ第１、第２の定
   電流源に接続され、上記第１のトランジスタのベ
   ースに信号が入力され、上記第２のトランジスタ
   のコレクタに交流負荷となるコンデンサが接続さ
   れ、上記第２のトランジスタのコレクタ出力がそ
   のベースに帰還されて上記フイルタ回路が構成さ
   れ、且つ、上記第２のトランジスタの出力にはハ
   イインピーダンス回路が接続されてなり、上記ヘ
   ツドの切り換え時の上記ホールド回路のホールド
   動作時には、この切り換えに同期したパルスによ
   り動作するスイツチ回路にて上記第１、第２の定
   電流源の電流を遮断することにより、上記フイル
   タ回路の動作が止められ、上記コンデンサにホー
   ルドされた電圧が蓄積されるようにしたことを特
   徴とするFM音声信号再生回路。