JPS62252501A - 雑音低減回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分懸 本発明は雑音低減回路に係り、特にへりカルスキャンＶ
ＴＲの回転ヘッドにより、音声信号で搬送波を周波数変
調して得られた被周波数変調音声信号を磁気テープに記
録し、これを再生するシステムにおいて、再生音声信号
中のパルス性雑音を前値ホールドにより低減する雑音低
減回路に関する。

従来の技術 従来より、へりｈシスキャンＶＴＲにおいて音声信号を
高品位で記録再生するために、音声信号で搬送波を周波
数変調して得られた被周波数変調音声信号を磁気テープ
に記録し、これを再生する−ことが知られている。本出
願人は先に、特願昭６０−６９２８６号及び特願昭６０
−９４２７５号（共に発明の名称「雑音低減回路」）に
て、上記のような音声信号記録再生システムにおいて、
再生音声信号中のパルス性雑音を低減する雑音低減回路
を提案した。

第６図は本出願人が特願昭６０−６９２８６号で提案し
た雑音低減回路の回路系統図を示す。同図において、入
力端子２５に入来した再生音声信号はボールド回路１６
ａ内のバッファアンプ２６を通して後述のスイッチ回路
２７に供給される。

スイッチ回路２７から取出され、バッフ７アンブ２９を
介して取り出された出力再生音声信号は一部が分岐され
てスルーレート検出回路３７ａ内の高域フィルタ３８に
供給される。スルーレート検出回路３７ａは高域フィル
タ３８．増幅器３９及び検波回路４０が縦続接続された
構成とされている。高域フィルタ３８は可聴周波数帯域
のほぼ上限における周波数（例えば２０ｋＨ２程度）に
カットオフ周波数を選定されており、出力再生音声信号
中の高域周波数成分をろ波して増幅器３９を通して検波
回路４０に供給する。

検波回路４０は入力信号の包絡線をアタックタイムが例
えば３ａｓ程度、リカバリータイムが例えば３０ａ＋ｓ
程度の時定数をもって検波する回路で、増幅器３９の出
力信号のピーク・ツウ・ピーク値に応じたレベルの直流
電圧（検波信号）を発生してホールド信号発生回路１７
ａ内の可変抵抗素子４１に制ｔｌｌｆｆｉ圧として印加
する。従って、いま入力端子２５に入来する再生音声信
号が第７図（Ｅ）に示づ”如きパルス性雑音ａｌを有す
るスルーレートの高い信号である場合は、高域フィルタ
３８の出力信号波形は同図（Ｂ）に示す如く高いピーク
・ツウ・ピーク値を示し、検波回路４０の出力検波信号
はそれに応じて同図（Ｃ）に示す如ぎ高電圧Ｖａとなる
。一方、入力端子２５に入来する再生音声信号が第８図
（Ｅ）に示す如きパルス性雑音ａ２を有するスルーレー
トの低い信号である場合は、高域フィルタ３８の出力信
号波形は同図（Ｂ）に示す如く低いピーク・ツウ・ピー
ク値を示し、検波回路４００出力゛検波信号はそれに応
じて同図（Ｃ）に示す如き低電圧■ｂとなる。

第６図に示すホールド信号発生回路１７ａはモノマルチ
３０の端子３０ａが抵抗３１を介して電源電圧Ｖｃｃ入
力端子に接続される一方、コンデンサ３２を介して接地
されており、更に抵抗３１゜コンデンサ３２の共通接続
点と電源電圧Ｖｃｃ入力端子との間に可変抵抗集子４１
及び抵抗４２にりなる直列回路が接続されている。モノ
マルチ３０の時定数は抵抗３１の値をＲ１１低抗４２の
値をＲ２，可変抵抗素子４１の値をＲ３，コンデンサ３
２の値を０１とすると、（Ｒ＋　／　（Ｒ２＋Ｒ３））
・０１により示される。モノマルチ３０は入力端子１３
よりの第７図（Ａ）、第８図（Ａ）に示す如きドラムパ
ルスの立下りでトリガーされ、そのトリガ一時点より上
記時定数の期間ローレベルのパルス幅をもつホールド信
号を発生ずる。

ここで、上記可変抵抗素子４１は検波回路４０の出力検
波信号のレベルが高いと低抵抗を示し、検波信号レベル
が低いと高抵抗を示す構成であるものとすると、第７図
（Ｃ）に示したレベルＶａの検波信号入力時にはＲ３（
Ｖａ）なる抵抗値となり、第８図（Ｃ）に示したレベル
ｖｂの検波信号入力時にはＲ３（Ｖｂ）なる抵抗値とな
り両者の間にはＲ２（Ｖａ）＜Ｒ３（Ｖｂ　）なルＩｌ
ｌ係が成立する。

このため、モノマルチ３０の出力ホールド信号のパルス
幅は、第７図（Ｅ）に示す如きスルーレートの高い再生
音声信号入力時にはＴａ　（−（Ｒ＋　／　（Ｒ２＋Ｒ
３（Ｖａ）））　・Ｃ＋　　）となり、第８図（Ｅ・）
に示す如きスルーレートの低い再生音声信号中ツノ時の
パルス幅Ｔｂ　　（＝　（Ｒ＋　／（Ｒ２＋Ｒｔ　　（
Ｖｂ　）　）　）　・Ｃ＋　）　ヨリモｍ＜７ｈる。第
７図（Ｄ）は上記パルス幅７ａのホールド信号波形を示
し、第８図（Ｄ）は上記パルス幅Ｔｂのホールド信号波
形を示す。上記ボールド信号のパルス幅Ｔは、ホールド
・コンデンサ２８によるホールド期間を示しており、可
変抵抗素子４１の抵抗値Ｒ３が無限大のときにはＴＭＡ
Ｘ（＝Ｒ１・Ｃ＋　）となり、Ｒ３がＯオームのときに
はＴＭ　Ｉ　Ｎ　（＝　（Ｒ１／Ｒ２）・Ｃ＋　）とな
り、よって ＴＭＡＸ≧Ｔ≧ＴＭＩＮ　　　　　　　　（１）の笥囲
内に設定されることになる。

ここで、ＴＭＡｘは入力再生音声信号に含まれるパルス
性雑音を略完全にホールドにより消失させるパルス幅と
して設定され（例えば１２μｓ）、ＴＭ　Ｉ　Ｎは入力
再生音声信号に含まれるパルス性雑音のエネルギーの大
部分はホールドにより消失されるが、パルス性雑音直後
のリンギング部分はホールドしないような時間幅に設定
される（例えば６μｓ）。

これにより、第６図に示す入力端子２５に第７図（Ｅ）
示す如く、ヘッドスイッチング時のパルス性雑音ａ１を
含む再生音声信号が入来したとぎは、このパルス性雑音
ａｌが入力されるまでは、再生音声信号は低インピーダ
ンスのスイッチ回路２７を通過してバッファアンプ２９
により増幅された後、出力端子３３を介して再生システ
ムのディ・エンファシス回路、ノイズ・リダクション回
路及びミューティング回路を経て出力端子へ出力される
。このとき、スイッチ回路２７の出力端とバッフ７アン
ブ２９の入力端との間に一端が接続されているボールド
・コンデンサ２８は大なる負荷とならず、入力再生音声
信号は事実上そのまま出力される。

しかし、パルス性雑音ａ１が入来すると、この雑音ａ１
の発生期間を含む期間’［ａだけローレベルの第７図（
Ｄ）に示すホールド信号がｔノマルチ３０よりスイッチ
回路２７に印加され、これをオフ状態とする。その結果
、ホールド・コンデンサ２８にはスイッチ回路２７より
信号電流が流れ込まなくなり、またバッフ７アンブ２９
は入力インピーダンスが充分高く設定されていることか
ら、ホールド・コンデンサ２８の端子電圧は第７図（Ｄ
）に示したホールド信号のハイレベルからローレベルへ
立下った時点の電圧が、ホールド信号のローベル期間Ｔ
ａだけ保持されることになる。

これにより、第７図（Ｅ）に示すスルーレートの高い再
生音声信号入力時には同図（Ｄ）に示す短いパルス幅Ｔ
ａのホールド信号によりホールドされる結果、出力端子
３３には同図（Ｆ）に示す如きパルス性雑音ａ１が除去
され、かつ、三角形状の誤差ｆ１も小なる再生音声信号
が取り出される。他方、第８図（Ｅ）に示すスルーレー
トの低い再生音声信号入力時には、同図（Ｄ）に示す比
較的長いパルス幅Ｔｂのホールド信号によりホールドが
行なわれ、出力端子３３には同図（Ｆ）に示す如ぎパル
ス性雑音ａ２が除去され、かつ、三角形状の誤差ｆ２も
小なる再生音声信号が取出される。

第９図は本出願人が特願昭６０−９４２７５号で提案し
た雑音低減回路の回路系統図を示す。同図中、第６図と
同一部分には同一番号を付し、その説明を省略する。第
９図中、３４は補間信号発生回路で微分回路である高域
フィルタ３４ａ及び３４ｂより構成されている。第１３
′図はこの補間信号発生回路３４の一実施例の回路図を
示す。第１３図中、端子６０に入来する信号はコンデン
サＣ２，抵抗Ｒ２、Ｒ３で構成されるカットオフ周波数
が例えば２０ｋＨｚの高域フィルタ回路（微分回路）を
通して演算増幅器６１の非反転入力端子に供給される。

この高域フィルタ回路は抵抗Ｒ２が設けられているので
低周波数帯域においても所定のゲインを有している。演
算増幅器６１は抵抗Ｒ４、Ｒｓと共に非反転増幅器を構
成しており、この演口増幅器６１で増幅された信号は端
子６２より出力されると共に、高域フィルタ３４ｔ）の
抵抗Ｒ６に供給される。高域フィルタ３４ｂは抵抗Ｒ６
、Ｒ７及びコンデンサＣ３により構成されており、その
カットオフ周波数は例えば高域フィルタ３４ａのカット
オフ周波数の数倍の値とされている。これによって補間
信号発生回路３４仝休としては可聴周波数帯域の上限の
周波数より非常に高いカットオフ周波数をもつ高域通過
型の周波数特性が得られる。この高域フィルタ３４ｂの
出力する信号は補間信号として端子６３より補間信号調
整回路４３に供給される。上記の端子６２よりの信号は
第９図示の検波回路４０に供給される。つまり、第９図
示の回路においては補間信号発生回路３４が補間回路１
６ｂとスルーレート検出回路３７ｂとに共用されている
。

更に、検波回路４０の出力検波信号は補間信号調整回路
４３に供給されると共に、ホールド信号発生回路１７ｂ
内のコンパレータ６４の非反転入力端子に供給される。

コンパレータ６４の反転入力端子には可変抵抗ＶＲ＋よ
り基準電圧が供給されている。コンパレータ６４は検波
信号の電圧が基準電圧より高いとき略電源電圧Ｖｃｃに
等しい電圧の信号を出力し、電圧が基準より低いとき略
アースレベルの信号を出力する。このコンパレータ６４
の出力端子はダイオード６５及び抵抗６６を介して、抵
抗３１．コンデンサ３２の接続点に接続されている。

ここで、入力再生音声信号が第１０図（Ａ）に示す如く
高スルーレート信号である場合には検波信号が同図（Ｅ
）に示す如くａ電圧Ｖａであるためダイオード６５が導
通する。これによってモノマルチ３０の時定数は、抵抗
３１．６６の並列抵抗値とコンデンサ３２の容同値とで
決定され、モノマルチ３０の出力ボールド信号のローレ
ベル期間は期間Ｔ１より短くなる。また、入力再生音声
信号が第１１図（Ａ）に示す如き、低スルーレート信号
である場合には検波信号が同図（Ｅ）に示１°如く低電
圧ｙｂであり、ダイオード６５は遮断してモノマルチ３
０の出力ホールド信号の０−レベル期間はＴ１である。

このようにして入力再生音声信号のスルーレートに応じ
た最適パルス幅のホールド信号が得られ、ホールド時の
誤差が最小とされる。なお、このものでは、スルーレー
ト検出回路３７ｂの出力検波信号を補間信号調整回路４
０の制御信号及びモノマルチ３０のυ制御信号に共用し
ている。

補間信号調整回路４３は例えば第１２図（Ａ）。

（８）に示す如き構成とされている。第１２図（Ａ）は
スイッチ５０により補間信号調整回路を構成するもので
あり、端子５１は補間信号発生回路３４に接続され、端
子５２は抵抗３５に接続される。また端子５３に入来す
る検波回路４０の出力検波信号はスイッチ５０の制′ａ
端子に供給される。スイッチ５０は端子５３よりの検波
信号の電圧が所定のスレッショールドレベルを越えるハ
イレベルであるときのみ閉成して補間信号を抵抗３５に
供給する。これによって、ホールド・コンデンサ２８は
、入力端子２５よりの再生音声信号が高スルーレートで
あるときのみ、信号予測に基づいて充放電され、再生音
声信号が低スルーレートのときは単純な電圧ホールドを
行なう。

第１２図（Ｂ）において、端子５４は補間信号発生回路
３４に接続され、端子５５は抵抗３５に接続されている
。端子５４．５５間は抵抗Ｒ＋を介して接続され、端子
５５はコンデンサＣ＋、ダイオードＤ１の直列回路を介
して接地されている。

また、端子５６は検波回路４０に接続されており、検波
信号はトランジスタＱ１のベースに供給される。検波信
号が第１０図（Ｅ）に示す如く高電圧■ａの場合、トラ
ンジスタＱ１のコレクタｌＨｔは大で、トランジスタＱ
１のコレクタ電位は低い。

これによってトランジスタＱ２のコレクタ電流つまりダ
イオードＤｚ　、Ｄ＋を流れる電流は小であり、ダイオ
ードＤ１の内部抵抗は大である。このため、抵抗Ｒ＋、
コンデンサＣ１，ダイオードＤ１により構成される低域
フィルタの高周波数に対する減衰量が小となる。つまり
この回路は端子５４に入来する第１０図（Ｆ）に示ず如
き補間信号の高周波数成分を減衰することなく、端子５
５Ｊ：り同図（Ｇ）に示す如き補間信号を出力づ°る。

また、検出信号が第１１図（Ｅ）に示す如き低電圧ｖｂ
になると、トランジスタＱ１のコレクタ電位は上昇し、
トランジスタＱ２のコレクタ電流は増大し、ダ・イオー
ドＤ１の内部抵抗は減少する。

これによって抵抗Ｒ＋、コンデンサＣ＋、ダイオードＤ
１により構成される低域フィルタの高周波数に対する減
衰量が大となる。これによって第１１図（Ｆ）示す補間
信号の高周波数成分は減衰されて同図（Ｇ）に示す如き
波形とされて端子５５より出力される。

従って、第９図示の入力端子２５に第１０図（Ａ）に示
す高スルーレートの再生音声信号が入来したとぎ出力端
子３３から出力される信号は、第１０図（Ｈ）に示す如
きものとなる。この場合、再生音声信号中の高周波数の
雑音成分による傾斜予測のバラツキがあっても単純なホ
ールドより補間誤差が小さい。また、入力端子２５に第
１１図（Ａ）に示す低スルーレートの再生音声信号が入
来したとき出力端子３３から出力される信号は、第１１
図（Ｈ）に示す如ぎものとなる。この場合、補間信号発
生回路３４よりの補間信号は補間信号調整回路で減衰さ
れているので、補間誤差が小さくされる。

発明が解決しようとする問題点 ところで、第６図示の回路及び第９図示の回路はいずれ
も信号が１チヤンネルの場合のものであるが、例えば、
音声信号をステレオで録再するシステムに応用する場合
、従来、■全く同様の前述の如ぎ回路を２系統持ち、夫
々のチャンネルについて独立にホールド信号を発生さＶ
る装置、■ホールド信号発生回路を両チャンネル共通に
１個とし、両チ１？ンネルの信号スルーレートの平均値
により制御して両チャンネル共通のホールド信号を発生
させて２個のホールド回路に供給する装置がある。

然るに、上記＠の装置はモノマルチが２個必要となり、
ビン数を多く必要とするためにＩＣ化に適当でない問題
点がある。一方、上記■の装置は通常のステレオ信号の
場合は特に大きな問題とならないが、チャンネル毎にそ
の信号内容が大きく異なる場合はチャンネル毎にホール
ド信号パルス幅を設定するものに比してチャンネル毎に
最適の補間動作を行ない得ない問題点がある。

本発明は、複数チャンネルの補間回路を１個のホールド
信号発生回路によって複数チャンネル夫々の信号スルー
レートにより制御する構成とし、チャンネル毎に最適の
補間動作を行ない得、ＩＣ化し易い雑音低減回路を提供
することを目的とする。

問題点を解決するための手段 第１図中、５Ｌ、５Ｒは複数チャンネルの補間回路の出
力中高域成分をろ波し更にこれを検波した信号から複数
チャンネル毎に閾値信号を得る閾値設定手段、４は複数
チャンネルの閾値信号のうちレベルの大なる閾値信号と
回転ヘッドによるヘッド切換パルスとから積分信号を得
る複数チャンネル共通に設けられた１個の積分回路、該
積分回路の出力信号と上記複数チャンネル毎の＋ｉ＋ｉ
信号とを比較して夫々に応じたパルス幅の複数チャンネ
ル毎の補間制御信号を得て補間幅を可変制御するパルス
可変手段の各−実施例である。

作用 ホールド信号発生回路２において、両チＶンネルの閾値
信号ｑ、ｈと積分回路４の積分信号ｆとを比較してＬチ
ャンネルホールド信号（補間制御信号）ｋ及びＲチャン
ネルホールド信号（補間制御信号）乏を得るように構成
したため、両チャンネル共通に１個の積分回路を設けた
だけでにり、ｔＣ化し易く、又、チャンネル毎に最適の
補間動作を行ない得る。

実施例 第１図は本発明回路の一実施例の回路系統図を示し、同
図中、第６図及び第９図と同一構成部分には同一番号を
付す。同図中、２５ＬはＬチャンネル再生音声信号入力
端子で、第９図示の補間回路１６ｂ及びスルーレート検
出回路３７ｂと同様の構成の補間回路１６Ｌ及びスルー
レート検出回路３７Ｌに接続されている。２５ＬはＲヂ
ャンネル再生信号入力端子で、第９図示の補間回路１６
ｂ及びスルーレート検出回路３７ｂと同様の構成の補間
回路１６Ｒ及びスルーレート検出回路３７Ｒに接続され
ている。

１はヘッド切換パルス入力端子で、回転ドラムの回転に
応じて出力されるドラムＦＦパルスａ（第２図（△））
から得られるヘッド切換パルスｂ（同図（Ｂ））を入来
される。２はホールド信号発生回路で、パルス幅可変回
路３．積分回路４゜Ｌチャンネル閾値設定回路５Ｌ、Ｒ
チャンネル閾値設定回路５Ｒにて構成されており、両チ
ャンネル共通に使用される。

ここで、詳細な動作を説明する前に全体の動作概念を第
２図に示す信号と共に簡単に説明すると、例えば、Ｒチ
ャンネルスルーレート検出回路３７Ｌの出力検波信号レ
ベルが高く、Ｌチャンネルスルーレート検出回路３７Ｒ
の出力検波信号レベルが低い場合、ＲチＶンネル閾値設
定回路５Ｒの閾値レベルｈ（第２図（Ｃ））は高くなり
、Ｌチャンネル圏値設定回路５Ｌの閾値レベルｑ（同図
（Ｃ））は低くなる。パルス幅可変回路３において、積
分回路４の出力信号ｆ（同図（Ｃ））と上記Ｌチャンネ
ル閾値レベルｑとが比較されてＬチャンネルホールド信
号ｋ（同図（Ｄ））が取出される一方、信号ｆと上記Ｒ
チャンネル閾値レベルｈとが比較されてＲチャンネルホ
ールド信号之（同図（Ｅ））が取出される。Ｒチャンネ
ルホールド信号Ｉ　Ｌチャンネルホールド信号には夫々
Ｒチャンネルホールド回路１６Ｒ，Ｌチャンネルホール
ド回路１６Ｌに供給される。

第４図（Ａ）はＬチャンネル閾値設定回路５Ｌ及びＲヂ
ャンネル閾値設定回路５Ｒ゛の具体的回路図、同図（Ｂ
）はその入出力特性図を示す。端子６Ｌに第１図示の検
出回路４ＯＬからの時間と共に次第にレベルが低くなる
検波信号が入来する一方、端子６Ｒに第１図示の検波回
路４０Ｒからの時間と共に次第にレベルが高くなる検波
信号が入来する場合について説明する。

端子６Ｌに入来したＬチャンネル検波信号は反転アンプ
７Ｌでレベル反転される一方、端子６Ｒに入来したＲチ
ャンネル検波信号は反転アンプ７Ｒでレベル反転される
。これらの信号はダイオード８＋−＋　、８Ｌ２　＊　
８Ｒ１，８Ｒ２及び低インピーダンス電圧源Ｖｈ、ＶＬ
によって同図（Ｂ）に示す如くＬ限を（Ｖｈ　＋０．６
）Ｖ、　下限を（Ｖｈ−０，６）ＶｋＪＩＪｍａｔｔ、
Ｌチｖンネ）ＩしＨ値信号Ｑ（第３図（Ｇ））及びＲチ
ャンネル閾値信号ｈ（同図（Ｈ））として夫々端子９Ｌ
及び９Ｒより取出される。Ｌチ１１ンネルの検波信号は
次第に低くなるので閾値信号ｑは次第に高くされ、Ｒチ
ャンネルの検波信号は次第に高くなるので閾値信号りは
次第に低くされる。

第５図はパルス幅可変回路３の具体的回路図を示す。端
子１に入来したヘッド切換パルスｂ（第３図（Ｂ））は
ノアゲートｌ０Ｌ１．１ＯＲ電にて夫々信号Ｃ（同図（
Ｃ））、信号ｄ（同図（Ｄ））とされ、アンドゲート１
２にて信号ｅ（同図（Ｅ））とされ、トランジスタ１３
のベースに供給される。トランジスタ１３のコレクタに
は積分回路４が接続されでおり、トランジスタ１３はベ
ースに信号ｅを供給されることによりそのコレクタより
信号ｆ（同図（Ｆ））を出力する。信号ｆはコンパレー
タ１１Ｌ、１１Ｒに供給される。

一方、端子９Ｌに入来したＬチャンネル閾値信号Ｑ（同
図（Ｇ））はコンパレータ１１Ｌに供給され、端子９Ｒ
に入来したＲチｔＩンネル聞値信号ｈ（同図（Ｈ））は
コンパレータ１１Ｒに供給され、コンパレータ１１Ｌよ
り信号ｉ（同図（Ｉ））が取出されてノアゲート１０Ｌ
２に供給される一方、コンパレータ１１Ｒより信号ｊ（
同図（Ｊ））が取出されてノアゲート１０Ｒ２に供給さ
れる。

ノアゲート１０Ｌ２より信号ｋ（同図（Ｋ））が得られ
て端子１４ＬよりＬチャンネルホールド信号として取出
される一方、ノアゲート１０Ｒ２より信号！ｌ（同図（
Ｌ））が得られて端子１４ＲよりＲチャンネルホールド
信号として取出される。

この場合、Ｌチャンネルではスルーレートが低くなるの
で、第３図（Ｋ）より明らかな如く、ホールド信号にの
パルス幅が大になり、一方、Ｒチャンネルではスルーレ
ートが高くなるので、同図（Ｌ）より明らかな如く、ホ
ールド信号２のパルス幅が小になる。

その他の基本的動作は前記第６図示の回路及び第９図示
の回路と同様であるので、その説明を省略する。

発明の効果 本発明回路によれば、複数チャンネルの補間回路を１系
統の闇値設定回路、パルス幅可変回路、積分回路によっ
て複数チャンネル夫々の信号スルーレートにより制御し
ているので、チャンネル毎に最適の補ｆｌｕ　１１１作
を行ない得、ＩＣ化し易く、又、予め設定された範囲内
に制限して閾値信号レベルを設定するようにしているの
で、補間ａ、ＩＩ　ｉｌｌ信号（ホールド信号）のパル
ス幅の上限及び下限を容易に設定し得・更に、複数チャ
ンネルの閾値信号のうちレベルの大なる閾値信号の得ら
れるパルスで積分回路の初期化を行なうようにしている
ので、論理が簡単である等の特長を有する。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明回路の一実施例のｎ路系統図、第２図は
本発明回路の動作概念を説明するための信号波形図、第
３図は本発明回路の詳細動作を説明するための信号波形
図、第４図は本発明回路の要部の具体的回路図及びその
入出力特性図、第５図は本発明回路の別の要部の具体的
回路図、第６図及び第７図、第８図は夫々本出願人が先
に提案した回路の一例の回路系統図及び信号波形図、第
９図及び第１０図、第１１図は夫々本出願人が先に提案
した回路の他の例の回路系統図及び信号波形図、第１２
図及び第１３図は第９図示の回路の一部の具体的回路図
である。 １・・・ヘッド切換パルス入力端子、２・・・ホールド
信号発生回路、３・・・パルス幅可変回路、４・・・積
分回路、５Ｌ、５Ｒ・・・閾値設定回路、７Ｌ、７１１
・・・反転アンプ、１０Ｌ１〜１０Ｒ２・・・ノアゲー
ト、１１Ｌ、１１Ｒ・・・コンパレータ、１２川アンド
ゲート、１３・・・トランジスタ、１４Ｌ、１４Ｒ・・
・ホールド信号出力端子、１６Ｌ、１６Ｒ・・・補＋ｍ
ｔｍ路、２５Ｌ、２５Ｒ・・・再生音声信号入力端子、
２７・・・スイッチ回路、３３Ｌ、３３Ｒ・・・補間信
号出力端子、３４・・・補間信号発生回路、３４ａ・・
・高域フィルタ、３７Ｌ、４７Ｒ・・・スルーレート検
出回路、４０Ｌ、４０Ｒ・・・検波回路、４３・・・補
間信号調整回路。 特許出願人　　日本ビクター株式会社 第７図　　　　　　　第８図 第１２区 （Ａ）　　瓜 第１３図 又

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）回転ヘッドにより記録媒体から再生された複数チ
   ャンネルの再生音声信号の雑音入力期間を補間する補間
   回路を該複数チャンネル毎に設けられ、該再生音声信号
   を該補間する部分の補間幅を該再生音声信号に応じた補
   間制御信号によって可変して取出す雑音低減回路におい
   て、上記複数チャンネルの補間回路の出力中高域成分を
   ろ波し更にこれを検波した信号から上記複数チャンネル
   毎に閾値信号を得る閾値設定回路と、上記複数チャンネ
   ルの閾値信号のうちレベルの大なる閾値信号と上記回転
   ヘッドによるヘッド切換パルスとから積分信号を得る上
   記複数チャンネル共通に設けられた１個の積分回路と該
   積分回路の出力積分信号と上記複数チャンネル毎の閾値
   信号とを比較して夫々に応じたパルス幅の上記複数チャ
   ンネル毎の補間制御信号を得て上記補間幅を可変制御す
   るパルス可変回路とを設けてなることを特徴とする雑音
   低減回路。
2. （２）該閾値設定回路は、予め設定された範囲内に制限
   して該閾値信号レベルを設定する回路であることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載の雑音低減回路。
3. （３）該積分回路は、該複数チャンネルの閾値信号のう
   ちレベルの大なる閾値信号から得られるパルスで初期化
   を行なう回路であることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項又は第２項記載の雑音低減回路。