JPH0413785B2

JPH0413785B2 -

Info

Publication number: JPH0413785B2
Application number: JP60100185A
Authority: JP
Inventors: Koshin Namiki
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1985-05-11
Filing date: 1985-05-11
Publication date: 1992-03-10
Also published as: JPS61258305A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は雑音低減回路に係り、特にヘリカルス
キヤンVTRの回転ヘツドにより、音声信号で搬
送波を周波数変調して得られた被周波数変調音声
信号を磁気テープに記録し、これを再生すシステ
ムにおいて、再生音声信号中のパルス性雑音を前
値ホールドにより低減する雑音低減回路に関す
る。

従来の技術従来より、ヘリカルスキヤンVTRにおいて音
声信号を高品位で記録再生するために、音声信号
で搬送波を周波数変調して得られた被周波数変調
音声信号（以下、FM音声信号という）を磁気テ
ープに記録し、これを再生することが知られてい
る。第７図はかかるVTRの音声信号記録再生系
の一例のブロツク系統図を示す。なお、第７図に
は説明の便宜上、音声信号は１チヤンネルで記録
されるように示したが、実際にはステレオ音声信
号の記録再生を行なうため、FW音声信号は２チ
ヤンネルの記録再生系を経て記録再生される。第
７図において、入力端子１に入来した記録される
べき音声信号は、ノイズ・リダクシヨン回路２に
より再生時の雑音低減のためエンコードされた
後、プリ・エンフアシス回路３により高域雑音低
減を目的として高域周波数成分を強調させてから
周波数変調器４に供給される。周波数変調器４よ
り取り出されたFM音声信号は記録増幅器５に供
給され、ここで増幅された後、記録時には接点Ｒ
に接続されているスイツチ６及び７を夫々通して
回転ヘツド８及び９に夫々供給される。

回転ヘツド８及び９は回転ドラム１０上に180°
対向して取付けられており、回転ドラム１０に対
して180°強の角度範囲に亘つて斜めに巻回されつ
つ走行せしめられる磁気テープ１１上に傾斜トラ
ツクを形成してFM音声信号を記録する。なお、
回転ヘツド８及び９が音声専用ヘツドのときに
は、映像専用ヘツドが２個回転ドラム１０に更に
取付けられており、回転ヘツド８，９により磁気
テープ１１の磁性層の深層にまで記録されたオー
デイオトラツク上を映像専用ヘツドが走査して映
像信号を記録し、他方、回転ヘツド８，９が映像
及び音声信号の記録再生に共用する回転ヘツドの
場合は、回転ヘツド８，９には更にFM音声信号
と帯域を異にする映像信号が供給され、FM音声
信号と映像信号とが夫々同時に同一トラツクに記
録されることは周知の通りである。

次に再生時の動作につき説明するに、回転ヘツ
ド８，９により、磁気テープ１１の記録トラツク
の既記録FM音声信号が再生されて接点Ｐに接続
されているスイツチ６，７を通してスイツチ回路
１２の端子１２ａ，１２ｂに供給される。スイツ
チ回路１は入力端子１３を介して供給されるドラ
ムパルスにより、回転ヘツド８，９のうち磁気テ
ープ１１上を現に走査している側の回転ヘツドの
出力再生信号を選択出力するように切換えられる
から、スイツチ回路１２からは再生FM音声信号
が連続的に取り出され、FM復調器１４及び包絡
線検波器１５に夫々供給される。FM復調器１４
より取り出された再生音声信号はホールド回路１
６に供給され、ここでホールド信号発生回路１７
及び１８の両出力信号を加算する加算回路１９よ
りホールド信号が供給される期間ホールドされ
る。

ところで、FM復調器１４の出力再生音声信号
は次の場合に大なる雑音を発生する。回転ヘツ
ド８，９のスイツチング時点での信号接続部分、
磁気テープ１１上の傷、塵埃等によるドロツプ
アウトによる再生FM音声信号の包絡線レベル低
下時、トラツキングずれ等による再生FM音声
信号の包絡線レベル低下時、FM音声信号が記
録されていない磁気テープの再生時。このうち、
はヘツドスイチング時に再生FM音声信号の接
続部分において、記録再生時のテープテンシヨン
差等の原因により波形の連続性が乱れ、復調され
た再生音声信号中にパルス性ノイズが発生するこ
とによる。また、、及びは本質的にはFM
音声信号の消失による雑音であり、再生音声信号
中に、前記パルス性ノイズに比し時間的に長時間
に亘つて発生する（雑音発生期間は一般に＜
＜）。

これらの雑音は第７図に示されたホールド回路
１６とミユーテイング回路２２によつ低減され
る。ホールド回路１６の出力信号はデイ・エンフ
アシス回路２０によりプリ・エンフアシス回路３
で強調された高周波成分を減衰された後、ノイ
ズ・リダクシヨン回路２１に供給され、ここでノ
イズ・リダクシヨン回路２と相補的なレベル伸長
特性を付与された後ミユーテイング回路２２に供
給される。ミユーテイング信号発生回路２３は包
絡線検波器１５の出力検波信号が一定レベルより
も小なる期間が一定期間以上接続した時にハイレ
ベルとなり、かつ、上記一定レベルよりも大に復
帰してから所定期間経過するまでハイレベルを保
持するミユーテイング信号を発生してミユーテイ
ング回路２２へ出力する。ミユーテイング回路２
２はミユーテイング信号がハイレベルの期間のみ
ミユーテイング動作を行なう。ヘツドスイツチン
グ時では再生FM信号の包絡線レベルは前記一定
値よりも大であるから、ミユーテイング信号発生
回路２３の出力信号はローレベルのままである。
従つて、ミユーテイング回路２２はミユーテイン
グ動作を行なわないので、出力端子２４へ出力さ
れる再生音声信号波形はホールド回路１６の出力
信号波形と同じになる。

これに対して、比較的長いドロツプアウトやト
ラツキングを最良の状態の調整する過程での再生
FM音声信号の包絡線レベルの低下によつて、
FM復調器１４よりの再生音声信号に、長時間に
亘る雑音が発生した場合は、ホールド信号発生回
路１８により包絡線検波器１５の出力検波信号に
基づいて発生された期間だけローレベルのホール
ド信号が加算回路１９を通してホールド回路１６
に供給される。これにより、雑音の発生期間、そ
の直前の信号レベルにホールドされた再生音声信
号はデイ・エンフアシス回路２０、ノイズリダク
シヨン回路２１を夫々通してミユーテイング回路
２２に供給され、ここでホールド期間とその直後
の一定期間ミユーテイングされる。

上記の如き音声信号記録再生システムにおい
て、再生音声信号中のパルス性雑音を低減する雑
音低減回路はホールド回路１６、ホールド信号発
生回路１７及び加算回路１９とよりなる。こよう
な雑音低減回路として本出願人が先に特願昭58−
133128号、特願昭58−155668号にて提案された信
号補間回路を有する第８図に示す如き回路があ
る。

第８図中、第７図と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。入力端子２５に入
来した再生音声信号はホールド回路１６ａ内のバ
ツフアアンプ２６を通してスイツチ回路２７の供
給される。一方、入力端子１３よりの第９図Ａ及
び第１０図Ａに示すドラムパルスは、ホールド信
号発生回路１７ａ内の単安定マルチバイブレータ
（以下モノマルチという）３０に印加され、その
立下り及び立上り（すなわち、ヘツドスイツチン
グ時）でこれをトリガーする。これにより、モノ
マルチ３０は、トリガー時点より抵抗３１の値
R₁とコンデンサ３２の値C₁との積により定まる
一定期間T₁だけローレベルの、第９図Ｂ及び第
１０図Ｂに夫々示す如きホールド信号を発生して
スイツチ回路２７にスイツチング信号として印加
し、これをそのローレベル期間T₁のみオフとす
る。

スイツチ回路２７は上記期間T₁以外はオンと
されているから、バツフアアンプ２６よりの再生
音声信号はスイツチ回路２７を通してホールド・
コンデンサ２８に印加されるが、上記期間T₁の
間スイツチ回路２７がオフとされるので、ホール
ド・コンデンサ２８には期間T₁直前の再生音声
信号レベルがホールドされる。このホールド・コ
ンデンサ２８の端子電圧はバツフアアンプ２９を
通して出力端子３３へ再生音声信号として出力さ
れると共に、補間信号発生回路３４に供給され
る。

この補間信号発生回路３４は例えば本出願人が
特願昭58−155668号にて提案したものであり、傾
斜予測回路内の一次微分回路に低周波数でゲイン
が略一定となるような時定数を持たせると共に、
傾斜予測回路の出力電圧が低周波数でホールド・
コンデンサの端子電圧と略同じになるようにゲイ
ン設定をする構成であり、傾斜予測回路の出力電
圧を電圧二電流変換してホールド・コンデンサへ
理想的な補間を行なうための電流を出力する電圧
−電流変換回路を、単純な一本の抵抗等のインピ
ーダンス素子のみの構成とすることができる特長
を有する。この補間信号発生回路３４は、直前の
信号から次の信号を予測した信号を得、この信号
を抵抗３５を介してホールド・コンデンサ２８に
供給し、ホールド・コンデンサ２８を信号予測に
基づいて充放電させる。

発明が解決しようとする問題点第８図示の端子２５に入来する再生音声信号が
第９図Ｃに示す如く高スルーレートの信号でヘツ
ドスイツチング時のパルス性雑音a₁を有している
場合、及び第１０図Ｃに示す如く低スルーレート
の信号でヘツドスイツチング時のパルス性雑音a₂
を有している場合とがある。また、上記の両者の
信号はヘツドスイツチング時のパルス性雑音a₁又
はa₂の他に、常時低レベルではあるが、高周波数
の雑音成分が含まれている。

この高周波数の雑音成分が含まれているため
に、補完信号発生回路３４における傾斜予測には
バラツキが生じ、第９図Ｃに示す高スルーレート
の信号は第９図Ｄに示す斜線範囲内のいずれかの
傾斜で補間が行なわれる。この場合には傾斜予測
にバラツキがあつても、補間信号発生回路３４が
ない場合の一点鎖線に示す如き単純なホールドよ
り補間誤差が小さい。しかし、第１０図Ｃに示す
スルーレート信号は第１０図Ｄに示す傾斜範囲内
のいずれかの傾斜で補間が行なわれ、この場合に
は傾斜予測のバラツキによつて単純なホールドよ
り補間誤差が大きくなるという問題点があつた。

そこで、本発明は可変インピーダンス回路とコ
ンデンサとで補間信号調整回路を構成することに
より、上記の問題点を解決した雑音低減回路を提
供することを目的とする。

問題点を解決するための手段本発明において、出力再生音声信号の高域周波
数成分が波され、かつ検波されて再生音声信号
のスルーレートに応じたレベルの検波信号が得ら
れる。再生音声信号を微分して得られる補間信号
は上記検波信号のレベルに応じてインピーダンス
が可変する可変インピーダンンス回路とコンデン
サとによる可変低域フイルタ構成の補間信号調整
回路を通してその高周波数成分を減衰させてホー
ルド・コンデンサに供給される。

作用本発明回路においては、再生音声信号のスルー
レートが小なる程補間信号の高周波数成分を減衰
してホールド・コンデンサに強する補間信号調整
回路が可変インピーダンス回路とコンデンサとの
可変低域フイルタ構成とされている。これによつ
て中周波数域においても上記スルーレートに応じ
た補間信号の減衰が行なわれる。

実施例第１図は本発明回路の第１実施例の回路系統図
を示す。同図中、第８図と同一部分にに同一符号
を付し、その説明を省略する。ホールド回路１６
ｂ内の補間信号発生回路３４の出力する補間信号
は補間信号調整回路４０を介して抵抗３５の供給
される。

まだ、バツフアアンプ２９の出力する信号はス
レーレートー検出回路４１内のフイルタ回路４２
に供給される。スルーレート検出回路４１はフイ
ルタ４２、増幅器４３及び検波回路４４が接続さ
れた構成となつている。フイルタ回路４２は可聴
周波数帯域の略上限の周波数（例えば20kHz程
度）にカツトオフ周波数が選定された高域フイル
タであるか、又は上記の高域フイルタの特性に加
えて可聴周波数帯域の上限の周波線を越える周波
数についてゲインを低下させる帯域フイルタであ
る。帯域フイルタとすることにより高周波数の雑
音成分を除いた再生音声信号のみのスルーレート
を検出できる。

このフイルタ回路４２は出力再生音声信号中の
高域周波数成分を波し、増幅器４３を通して検
波回路４４に供給する。検波回路４４は供給され
る信号のピーク・ツー・ピーク値に応じたレベル
直流電圧（検波信号）を発生して補間信号調整回
路４０に供給する。従つて、入力端子２５に入来
する再生音声信号が第２図Ａに示す如きパルス性
雑音a₁を有する高スルーレートの信号である場合
には、フアルタ回路４２の出力信号波形は同図Ｄ
に示す如く高いピーク・ツー・ピーク値を示し、
検波回路４４の出力検波信号は同図Ｅに示す如き
高電圧Vaとなる。一方、入力端子２５の入来信
号が第３図Ａに示す如きパルス性雑音a₂を有する
低スルーレートの信号である場合にはフイルタ回
路４２の出力信号波形は同図Ｄに示す如く低いピ
ーク・ツー・ピーク値を示し、検波回路４４の出
力検波信号は同図Ｅ示す如き低電圧Vbとなる。

ところで、モノマルチ３０は入力端子１３より
の第２図Ｂ、第３図Ｂに示す如きドラムパルスの
立上がりでトリガーされ、そのトリガー時点より
一定期間T₁だけローレベルの第２図Ｃ、第３図
Ｃに示す如きホールド信号を発生する。また、補
間信号発生回路３４は出力再生音声信号を微分す
る高域フイルタ回路で構成されており、第２図
Ａ、第３図Ａに示す再生音声信号に対して第２図
Ｆ、第３図Ｆに示す如き波形の補間信号を発生し
て補間信号調整回路４０に供給している。

補間信号調整回路４０は例えば第４図に示す如
き構成とすることが考えられる。

第４図において、端子５４は補正信号発生回路
３４に接続され、端子５５は抵抗３５に接続され
ている。端子５４，５５間は抵抗R₁を介して接
続され、端子５５はコンデンサC₁、ダイオード
D₁の直列回路を介して接地されている。また、
端子５６は検波回路４４に接続されており、検波
信号はトランジスタQ₁のベースに供給される。
検波信号が第２図Ｅに示す如く高電圧Vaの場合、
トランジスタQ₁のコレクタ電流は大で、トラン
ジスタQ₁のコレクタ電位は低い。これによつて
トランジスタQ₂のコレクタ電流つまりダイオー
ドD₂，D₁を流れる電流は小であり、ダイオード
D₁の内部抵抗は大である。このため、抵抗R₁、
コンデンサC₁、ダイオードD₁により構成される
低域フイルタの高周波数に対する減衰量が小とな
る。つまりこの回路は端子５４に入来する第２図
Ｆに示す如き補正信号の高周波数成分を減衰する
ことなく、端子５５より同図Ｇに示す如き補間信
号を出力する。

また、検出信号が第３図Ｅに示す如き低電圧
Vbになると、トランジスタQ₁のコレクタ電位は
上昇し、トランジスタQ₂のコレクタ電流は増大
し、ダイオードD₁の内部抵抗は減少する。これ
によつて抵抗R₁、コンデンサC₁、ダイオードD₁
により構成される低域フイルタの高周波数に対す
る減衰量が大となる。これによつて第３図Ｆに示
す補間信号の高周波数成分は減衰されて同図Ｇに
示す如き波形とされて端子５５より出力される。

従つて、第１図示の入力端子２５に第２図Ａに
示す高スルーレートの再生音声信号が入来したと
き出力端子３３から出力される信号は、第２図Ｈ
に示す如きものとなる。この場合、再生音声信号
中の高周波数の雑音成分による傾斜予測のバラツ
キがあつて単純なホールドより補間誤差が小さ
い。また、入力端子２５に第３図Ａに示す低スル
ーレートの再生音声信号が入来したとき出力端子
３３から出力される信号は、第３図Ｈに示す如き
ものとなる。この場合、補間信号発生回路３４よ
りの補間信号は補間信号調整回路で減衰されてい
るので、第１０図Ｄに示す如き従来の信号に比し
て補間誤差が小さくされる。

ここで、上記第４図示の補間信号調整回路にお
いて、抵抗R₁を3.3kΩ、コンデンサC₁を3900ρF
とし、ダイオードD₁の内部抵抗R_Dとした場合、
補間信号調整回路のゲイン・周波数特性は、検波
信号が高電圧で内部抵抗R_Dが100kΩのとき第５
図Ａの実線IAに示す如くなり、検波信号が低下
して上記内部抵抗R_Dが10kΩ、100kΩと変化する
に従つてゲイン・周波数特性は破線ａ、一点鎖
線ａ、二点鎖線ａ夫々に示す如く変化する。
つまり第４図示の回路では補間信号の周波数
100kHz以上の高域においては検波信号に応じた
減衰が行なわれている。しかし、周波数2kHz〜
30kHzの中域においては内部抵抗がR_Dが10kΩに
よる減衰量が内部抵抗R_Dが1kΩ、100kΩ夫々によ
る減衰量より大となる如く、検波信号に応じた減
衰が行なわれない。

また、第１図示の回路の大部分は半導体集積回
路化されるものであるが、第４図示の回路構成を
採用すると、トランジスタQ₁，Q₂、ダイオード
D₁，D₂等は集積回路内部に設けられ抵抗R₁及ひ
コンデンサC₁が集積回路に外付けされる。この
場合、集積回路の導出端子として端子５４、ダイ
オードD₁のアノードの２端子が必要となり、導
出端子数が多くなる。

そこで、本発明においては、補正信号調整回路
として第６図示の回路を採用する。第１図に示す
補正信号調整回路４０は、半導体集積回路６０内
に設けられた可変インピーダンス回路６１と半導
体集積回路６０に外付けされるコンデンサ６２と
により構成されている。図中、補間信号発生回路
３４よりの補完信号が入来する端子６３は抵抗
R₂を介して半導体集積回路６０の外部導出端子
６４に接続されている。また、端子６３にはダイ
オードD₃のアノード及びダイオードD₅のカソー
ドが接続され、端子６４にはダイオードD₄のア
ノード及びダイオードD₆のカソードが接続され
ている。

検波回路４４よりの検波信号が入来する端子６
５は抵抗R₃を介してトランジスタQ₃のコレクタ
及びベースに接続されている。トランジスタQ₃
のベースはトランジスタQ₄及びQ₅夫々のベース
に共通接続され、トランジスタQ₃，Q₄，Q₅夫々
のエミツタは接地されている。トランジスタQ₄
のコレクタはトランジスタQ₆のコレクタ及びベ
ースに接続されると共にトランジスタQ₇のベー
スに接続されている。トランジスタQ₅のコレク
タはダイオードD₃，D₄のカソードに接続されて
いる。また、トランジスタQ₆，Q₇夫々のエミツ
タには電源が供給され、トランジスタQ₇のコレ
クタはダイオードD₅，D₆夫々のアノードに接続
されている。上記のトランジスタQ₃〜Q₅及びQ₆，
Q₇夫々はカレントミラー回路を構成しており、
トランジシタQ₅，Q₇夫々コレクタ電流i₅，I₇夫々
は端子６５より抵抗R₃に流れる電流ｉと等しく
なる。

ここで、端子６５に入来する検波信号が第２図
Ｅに示す如く高電圧Vaの場合、電流ｉ（＝i₅＝i₇）
が大で、ダイオードD₃〜D₆夫々が低インピーダ
ンスであり、端子６３，６４間の可変インピーダ
ンス回路６１のインピーダンスは低い。また検波
信号が第３図Ｅに示す如く低電圧Vbになると、
電流ｉが小となり、ダイオードD₃〜D₆夫々が高
インピーダンスとなつて、端子６３，６４間の可
変インピーダンス回路６１のインピーダンスは高
くなる。

導出端子６４はコンデンサ６２を介して接地さ
れている。このコンデンサ６２の一端はアースレ
ベルでなくても交流的に接地状態とされいれば良
い。また導出端子６４は端子６６を介して第１図
示の抵抗３５に接続されている。

可変インピーダンス回路６１とコンデンサ６２
とは可変低域フイルタを構成しており、コンデン
サ６２を3900ρFとし、可変インピーダンス回路
６１のインピーダンスRvを100Ω、330Ω、1kΩ、
3.3kΩと変化すると、第６図示の補間信号調整回
路ゲイン・周波数特性は第５図Ｂの実線Ib、破線
ｂ、一点鎖線ｂ、二点鎖線ｂ夫々に示す如
く変化する。つまり、第６図示の補間信号調整回
路は再生音声信号のスルーレートが高い程、カツ
トオフ周波数が高くなる可変低域フイルタとして
動作する。このため、第５図Ｂに示す如く周波数
2kHz〜30kHzの中域において検波信号（再生音声
信号のスルーレート）に応じた補間信号の減衰が
行なわれる。これによつて特に低スルーレートの
再生音声信号に対する補間信号誤差を小さくでき
最適な雑音低減動作が可能となる。

また、第１図示の抵抗３５及びホールド・コン
テンサは半導体集積回路６０に外付けされるもの
であり、第６図示の補間信号調整回路を設けるに
あたつて半導体集積回路６０の導出端子の数が増
加することなく、単一の導出端子６４で済む。

発明の効果上述の如く、本発明なる雑音低減回路は、再生
音声信号のスルーレートに応じて適切に制御され
た補間信号をホールド・コンデンサに供給するた
め、再生音声信号に含まれる高周波数の雑音成分
で発生する傾斜予測（補間信号）のバラツキを再
生音声信号のスルーレートが小なるときに小さく
でき、補間誤差をより小さくでき雑音低減効果を
向上することができると共に、補間信号の減衰
（調整）が補間信号の中域から高域まで上記スル
ーレートに応じて最適に行なうことができ、ま
た、この雑音低域回路を半導体集積回路化する際
に、半導体集積回路の外部導出端子が少なくて済
む等の特長を有している。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明回路の一実施例の回路系統図、
第２図、第３図夫々は第１図示の回路各部の信号
波形図、第４図は第１図示の回路の一部の一例の
回路図、第５図は第４図及び第６図に示す回路の
特性図、第６図は第１図示の回路の一部の一実施
例の回路図、第７図は本発明回路を適用される音
声信号記録再生系の一例のブロツク系統図、第８
図は従来回路の一例の回路系統図、第９図、第１
０図夫々は第８図示の回路各部の信号波形図であ
る。１……音声信号入力端子、４……周波数変調
器、８，９……回転ヘツド、１１……磁気テー
プ、１３……ドラムパルス入力端子、１４……
FM復調器、１６，１６ａ，１６ｂ……ホールド
回路、１７，１７ａ，１７ｂ……ホールド信号発
生回路、１９……加算回路、２４……再生音声信
号出力端子、２５……再生音声信号入力端子、２
６，２９……バツフアアンプ、２８……ホール
ド・コンデンサ、３０……単安定マルチバイブレ
ータ（モノマルチ）、３４……補間信号発生回路、
４０……補間信号調整回路、４１……スルーレー
ト検出回路、４２……フイルタ回路、４３……増
幅器、４４……検波回路、６０……半導体集積回
路、６１……可変インピーダンス回路、６２……
コンデンサ、６４……外部導出端子、D₃〜D₆…
…ダイオード、Q₃〜Q₇……トランジスタ、R₂，
R₃……抵抗。

Claims

【特許請求の範囲】

１回転ヘツドにより記録媒体から再生された被
周波数変調音声信号が供給され、該再生音声信号
中に含まれる雑音の入力直前の信号レベルを該雑
音の入力期間中ホールド・コンデンサにホールド
し、該雑音の入力直前の再生音声信号を微分して
得られる補間信号に応じて該ボールド・コンデン
サを充放電させて該雑音の低減された再生音声信
号を出力すると共に、出力再生音声信号の高域周
波数成分を波しかつ検波して検波信号を得、該
検波信号のレベルに応じて該補間信号の高周波数
成分を減衰させ該ホールド・コンデンサに供給す
る補間信号調整回路を設けた雑音低減回路であつ
て、該補間信号調整回路を、該検波信号により上
記出力再生音声信号の高周波数成分のレベルが小
なる程該補間信号に対するインピーダンスを小と
する可変インピーダンス回路と、該可変インピー
ダンス回路の出力端子と交流的接地との間を接続
するコンデンサとにより構成したことを特徴とす
る雑音低減回路。