JPS6210454B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は周波数変調信号方式に関し、特に周
波数変調（以後FMと呼ぶ）信号に欠陥がある場
合に補正動作を行なう補償装置に関する。

FM方式の復調の過程において、入力信号振幅
が零または低いレベルに急激に低下すると復調出
力が撹乱されることがあり、この種の信号欠陥は
ビデオデイスク方式、ビデオテープレコーダ方式
およびFMラジオで生ずることがある。例えばビ
デオデイスクレコードの表面に塵芥が付着したり
レコード自身に情報トラツクの欠陥があつたりす
ると、ピツクアツプ装置で再生されたFM信号に
欠落が発生する。同様にFM自動車ラジオにおい
ては、自動車が直接波と反射波とが相殺されて信
号強度が非常に弱くなるような場所を走行すると
き信号が急激に低下する。その何れの場合にもこ
れらの信号欠陥は音声出力中に邪魔なチツク・ポ
ツプ音として生じることがある。

FM装置の復調出力信号に生ずる邪魔なチツ
ク・ポツプ音を消すため、従来は例えば入来FM
信号を解析して信号の欠落を検出していた。すな
わち欠落検知器がその信号欠落期間に相当する持
続時間のパルスを発生し、この欠陥パルスがパル
ス伸張回路を通されて伸張された欠落パルスにな
り、この伸張パルスを用いて音声チヤンネルの
FM複調器の直後に配置されたサンプル・アン
ド・ホールド回路網を駆動する。伸張欠陥パルス
が発生すると、復調された音声信号が信号の欠落
が起る前のレベルに保持され、このレベルが伸張
パルスの持続期間中維持される。この伸張パルス
の後では、復調された音声信号は、伸張パルスが
消滅するときのその復調された音声信号レベルの
如何にかゝわらず正常レベルに戻る。

上記の従来の解決法は次の理由で完全に満足す
べきものではない。復調音声信号レベルが伸張パ
ルスの出現後その正常動作レベルに戻るとき、保
持された音声レベルと回復された音声レベルとの
間に急激な遷移の生ずる可能性は非常に高く、そ
の上伸張パルスの全持続期間に亘つて単一の音声
レベルが維持されるという不都合がある。

この発明は簡単なデエンフアシス回路網の動作
と共働する回路を用いて、従来の解決法における
上述の欠点を解消する。この発明の装置はサンプ
ル・アンド・ホールド回路において保持されたレ
ベルから回復された復調音声レベルへの遷移を滑
らかにする傾向を有し、実際にこの発明の装置に
よつて「ホールド」期間中すなわち伸張パルス期
間中の信号レベルが平滑化されて復調された音声
信号波が伸張パルスの全期間中滑らかに連続する
信号波になるようになる。

この発明によれば少くとも１つの主信号路の変
調信号波を処理して利用手段に復調信号を与える
方式に次の構成が与えられる。変調信号波に応答
してその変調信号がその所定の限界値（変動範
囲）を超えたときだけ出力信号を生成する検知手
段と、この検知手段の出力信号が或る所定時間持
続したときだけ出力信号を生成する弁別手段とが
設けられると共に、インピーダンス手段が主信号
路に接続され、上記弁別手段の出力信号のレベル
に応じてそのインピーダンスを変えるようになつ
ている。インピーダンス手段と利用手段との間に
はデエンフアシス回路が接続され、このデエンフ
アシス回路は容量素子と抵抗素子とによつて決ま
る周波数応答を有する。そのデエンフアシス回路
の抵抗素子は上記可変インピーダンス手段の効果
も含んでいる。上記構成の正味の効果は信号欠陥
の検出に関連して時定数が変化するデエンフアシ
ス回路網を与えることで、この構成によつて信号
の欠陥中復調音声信号が平滑化され、邪魔なチツ
ク・ポツプ音が実質的になくなる。

次に添付図面を参照しつつこの発明をその実施
例について詳細に説明する。

第１図は典型的なビデオデイスク装置のブロツ
ク図を示す。ビデオデイスクピツクアツプ装置１
０はデイスクレコードから映像音声情報を回復
し、映像処理ユニツト１２と音声処理ユニツト１
４とにFM信号を供給する。ビデオデイスクピツ
クアツプ装置１０の出力に生成する信号は通常同
期成分と共に輝度情報、色情報および音声情報を
含む複合FM信号である。

映像処理ユニツト１２は一般に受信したFM信
号を、テレビ表示器１８に供給できるようにする
ためRF変調器１６で変調するための前処理をす
る電子回路を含んでいる。映像処理ユニツト１２
は映像FM復調器を有し、また一般にある形式の
欠陥検知器または欠落検知器を有する。第１図に
示す形式の方式では、「信号欠落」という用語は
単なる零信号または低レベル信号以上の意味を有
し、一般に入来FM搬送波周波数が所定の変動範
囲（所定の限界値）の上または下に外れた状態を
いう。このようにビデオデイスク再生方式等の方
式における欠落検知器について言う場合、その意
味はFM信号の所要変動範囲外への偏移と同時に
搬送波機能の低下を含んでいる。これらのユニツ
トは入来FM信号を解析し、信号の損失すなわち
信号の実質的な低下があれば必ずパルス出力を生
ずる。この信号欠落検知パルスの持続時間は入来
FM信号の欠落期間に一致する。第１図において
線路２０で示す映像処理ユニツト１２と音声処理
ユニツト１４との間の接続は映像処理ユニツト１
２の欠落検知器と音声処理ユニツト１４との接続
を表わしている。線路２０は欠落検知器で発生し
たパルスを伝送する導電路である。

音声処理ユニツト１４は入来FM信号に応動し
てこれを通常適当に波した後FM復調器を含む
信号路に沿つて処理し、その復調音声信号をRF
変調器１６に供給して適当な合成信号すなわち音
声および同期成分を伴う映像信号を形成し、これ
をテレビ表示器１８に供給する。音声系に立体音
響信号用の設備のある場合もあることは言うまで
もない。すなわち立体音響用（または２音用）の
場合は音声処理ユニツト１４内にそれぞれ利用装
置に左（第１）および右（第２）の信号を供給す
るFM復調器を有する２つの信号路に対する設備
が含まれている。

第２図は理想的なFM搬送波を示す。これから
FM信号再生期間中のあるところでFM搬送波が
完全に欠落する時間tdが存在することが判る。こ
の時間tdが信号欠陥の期間を表わす。第２図に示
すように信号欠陥の期間は変調波周期より遥かに
短かく、搬送波周期より遥かに長い。これは一般
に今考えている方式について言えることである。

第３図は第２図の信号欠落を復調信号に関連さ
せて示すもので、復調信号中に信号欠落期間tdを
越える時間trにわたつて過渡現象が起つているこ
とがわかる。欠陥パルスの持続期間を延ばしてtd
＋trの全期間を覆うようにすることが望ましいの
は明らかにこの過渡現象のためで、これは以下に
詳述するように欠落検知器の後にパルス伸張回路
を設けることによつて達せられる。

サンプル・アンド・ホールド技法に基ずく補償
方式を仮定すると、第４図に示すように復調音声
レベルがtd＋trの期間中信号欠落発生直前の振幅
レベルに維持されていることが判る。この伸張パ
ルス期間td＋trの終了と共にサンプル・アンド・
ホールド回路が遮断され、復調音声信号はその時
点で正常なレベルにまで戻る。典型的なサンプ
ル・アンド・ホールド技法を用いた正味結果は第
４図に示すように復調音声信号がホールド時間中
平坦で次にこのホールドレベルから復調音声信号
波上の回復レベルまで急激に遷移する。

復調音声出力中の邪魔なチツク・ポツプ音すな
わち第３図に示す過渡応答の主原因は第４図に示
すサンプル・アンド・ホールド技法を用いて合理
的に解消できるが、このサンプル・アンド・ホー
ルド技法は保持されるレベルとそのレベルから回
復レベルへの急激な変化のため完全には満足すべ
きものではない。復調音声出力信号は第５図に示
すように保持されるレベルが真に保持されずにtd
＋trの期間中信号波で充たされ、その期間の終端
における急激なレベル変化が平滑化されるような
形を持つことが遥かに望ましい。第６図の回路構
成はほぼ第５図に示すような応答を与える。

第６図は前述のように通常第１図の映像処理ユ
ニツト１２内に設けられる欠落検知器３０を示
す。この欠落検知器３０は線路２０に搬送波のレ
ベル低下または消失を表わすパルスを生成する。
この線路２０上の欠落表示パルスはパルス幅弁別
器３２に印加される。このパルス幅弁別器３２は
この発明の動作に不可欠のものではないが、ある
方式では極めて短時間の信号欠落が生じたとき補
正動作を始めると不都合なことがあることが判つ
ており、従つて線路２０上の欠落検知パルスの持
続時間が所定値より短かいとき補償動作が起るの
を防ぐために用いられる。（欠落検知パルスの持
続時間が所定値より長いときは）弁別器３２から
のパルス信号出力は次にパルス伸張回路３４に供
給される。このパルス伸張回路３４は検知された
欠落検知パルスを第３図に示すような予想される
過渡応答を充分包容し得る幅にまで引伸す働らき
をさせるのに用いられる。パルス伸張回路３４か
らの伸張型欠落パルスは次に積分回路３６の入力
端子に供給される。

積分回路３６は、欠落数と入力端子に供給され
るパルスの積算持続時間に従つて変化するDC電
圧レベル成分をもつ出力信号を得るため用いら
れ、従つて欠落パルスの持続時間並びにその出現
頻度に従つてレベルが変化する信号を生成する。

積分回路３６の出力信号はデエンフアシス回路
４０に接続された可変インピーダンス装置３８に
供給される。後述のようにこの可変インピーダン
ス装置３８はデエンフアシス回路４０の一部と考
えることができるが、説明のため、またこの実施
例の可変インピーダンス装置３８が通常のデエン
フアシス回路４０とは別の物理的存在を成すた
め、第６図にはこの２つの素子を各別に示してあ
る。この複合回路４２は復調過程により入来FM
信号を処理する主音声信号路に重畳されて利用装
置４４に復調された音声信号を供給する。第６図
の回路配置は積分器３６の出力信号のレベルが持
続時間の長い欠陥や急速に反復される欠陥に応じ
て上昇するに従つて、可変インピーダンス装置の
インピーダンスが上昇するようになつている。し
かし後述のようにこの可変インピーダンス装置は
また主信号路に設けられた抵抗成分と、主信号路
と基準電位点との間に接続された容量成分とから
成るデエンフアシス回路の一部を形成しているた
め、複合回路４２の時定数に影響を及ぼす。復調
音声信号が第５図について説明した特性を得る原
因は綜合デエンフアシス時定数に対するこの効果
である。

第７図はこの発明の原理のビデオデイスク装置
への応用、特にビデオデイスクプレーヤの音声信
号処理回路への応用を示す。第７図の配置では立
体音響構成の右チヤンネル用と左チヤンネル用と
の２つの主信号処理チヤンネルがある。また他の
方式ではこの２つのチヤンネルでデイスクに記録
された映像信号情報に付随する２つの言語音声を
表わすこともできる。第７図では、デイスクから
の回復FM信号が線路６０に供給され、716KHz
程度の周波数を通す右チヤンネル帯域波器６２
に印加される。同様に線路６０のFM信号は左チ
ヤンネル用の第２の帯域波器６４に印加され、
この波器は905KHzの程度の周波数の信号を通
過する。帯域波器６２からの信号は例えば位相
ロツクループ型のFM復調器６６に供給される。
この右チヤンネルの復調音声信号は次にトランジ
スタＱ１を含む緩衝器段に供給される。左チヤン
ネルにおいても帯域波器６４からの信号が例え
ば位相ロツクループ型のFM復調器６８に供給さ
れ、この復調器６８からの信号は次にトランジス
タＱ３を含む緩衝器段に供給される。

増幅器７０は入力端子を帯域波器６４とFM
復調器６８との間の点に接続され、この増幅器７
０からの信号はトランジスタＱ２に印加され、そ
のトランジスタＱ２の出力信号はコレクタ端子か
らトランジスタＱ４のベースに印加される。線路
６０の入来FM信号が立体音響記録の場合のよう
に905KHz成分を有するときは、トランジスタＱ
２が導通してトランジスタＱ４が遮断される。ト
ランジスタＱ４が非導通のときダイオードＤ１は
導通して端子Ｒ_OUT，Ｌ_OUTにそれぞれ右および左
の出力を生成する。またモノ音響記録の場合のよ
うに入来FM搬送波に905KHz成分が含まれない
ときは、トランジスタＱ４が導通してトランジス
タＱ２が遮断される。この状態ではダイオードＤ
１は非導通になり、トランジスタＱ１のエミツタ
端子の復調出力が端子Ｒ_OUT，Ｌ_OUTの両方に現わ
れる。

例えば電界効果トランジスタまたはMOSトラ
ンジスタ等のトランジスタＱ５はその主電極を右
信号路に接続され、同様にトランジスタＱ５と例
えば同型のトランジスタＱ６はその主電極がトラ
ンジスタＱ３のエミツタ電極からの左音声信号路
に接続されている。トランジスタＱ５とＱ６とは
それらの主電極の間で測定されたインピーダンス
がそれぞれのゲート電極に印加されたバイアスの
関数になるように作動する。従つて、トランジス
タＱ５は右チヤンネルの可変インピーダンス素子
を形成し、トランジスタＱ６は左チヤンネルの可
変インピーダンス素子を形成する。

抵抗器７２とコンデンサ７４とから成るデエン
フアシス回路網が右チヤンネル電路のトランジス
タＱ５の１つの主電極に結合され、同様に抵抗器
７６とコンデンサ７８とが左チヤンネルの通常の
デエンフアシス回路網を形成し、このデエンフア
シス回路がトランジスタＱ６の１つの主電極に接
続されている。右チヤンネルのトランジスタＱ７
のゲート電極は抵抗器７２とコンデンサ７４の接
続点に接続されている。トランジスタＱ７は高入
力インピーダンス緩衝器段の一部である。同様に
左チヤンネルのトランジスタＱ８のゲート電極は
抵抗器７６とコンデンサ７８の接続点に接続さ
れ、このトランジスタＱ８も高入力インピーダン
ス緩衝器段の一部である。

立体音響または２言語記録の再生では、信号は
出力端子Ｒ_OUTおよびＬ_OUTに現れる。前述のよう
なモノ音響記録の場合には両信号は組合わされて
端子Ｌ＋Ｒに単一の出力を生ずる。

第７図には装置Ｑ５，Ｑ６のインピーダンスを
変化させる制御信号を発生する回路網が示されて
いる。欠落検知器からの欠陥パルスは線路２０に
印加される。この欠陥パルスすなわち欠落パルス
はまず抵抗器８２とコンデンサ８４とから成る積
分回路に供給される。この積分回路はダイオード
Ｄ２と共にパルス幅弁別回路を構成する。線路２
０上の欠陥パルスの持続時間が短いときは、コン
デンサ８４の両端間の電圧はダイオードＤ２を導
通させるレベルまで上昇せず、ダイオードＤ２が
遮断されているため、トランジスタＱ９もまた遮
断されている。トランジスタＱ９のコレクタ電極
に出力信号がないため、トランジスタＱ１０もま
た遮断されている。線路２０の入来パルスの持続
時間が充分に長いときは、コンデンサ８４の両端
間の電圧がダイオードＤ２とトランジスタＱ９と
を導通させるレベルまで上昇する。トランジスタ
Ｑ９が導通するため、トランジスタＱ９のコレク
タ端子と基準電位点すなわち接地点との間に接続
されたコンデンサ８６が放電される。第７図の配
置において抵抗器８８とコンデンサ８６とはパル
ス伸張回路網を構成する。すなわち、パルスの伸
長は抵抗器８８を介して電源電圧によりコンデン
サ８６を充電し、次にこれを放電することによつ
て行なわれる。従つて、その結果得られるパルス
幅は抵抗器８８とコンデンサ８６とによつて形成
される時定数で決まり、すなわち弁別されたパル
スが終るとコンデンサ８６の放電によりトランジ
スタＱ１０のベース電極に印加されるパルス信号
が伸長される。

トランジスタＱ１０は上述のパルス変形回路網
の出力段として働く。トランジスタＱ１０のコレ
クタ回路の抵抗器９０はこのトランジスタの主負
荷として働き、可変抵抗装置９２とコンデンサ９
４とから成る積分回路は入来欠陥パルスの持続時
間と周波数とに関係する平均直流電圧を発生する
働らきをする。トランジスタＱ１０は可変インピ
ーダンス装置Ｑ５，Ｑ６を駆動できるように選ば
れている。第７図に示すように、トランジスタＱ
１０のコレクタ端子に現われて可変抵抗器９２と
コンデンサ９４とから成る積分回路により変形さ
れた信号は、トランジスタＱ５，Ｑ６のゲート電
極の共通接続点に印加される。

前述のように、第７図の回路は抵抗器８２、コ
ンデンサ８４およびダイオードＤ２から成るパル
ス幅弁別器の動作により、短かい持続時間の欠陥
パルスには応答しない。抵抗器８２を2.2KΩ、
コンデンサ８４を4700pFとすると、図の回路は
持続時間５μ秒以上の欠陥パルスに対して作動し
始める。また第７図の回路では、抵抗器８８を
12KΩ、コンデンサ８６を4700pFとし、その構
体を−5Vの電源に結合すると、持続時間５μ秒
以上の欠陥パルスはその幅が50μ秒だけ伸長され
る。この幅50μ秒のパルスはより一般に起る信号
欠落をこれに付随して復調信号中に生ずる過渡現
象と共に充分包容する。

主復調音声信号路に戻つて考えると、抵抗器７
２が15KΩ、コンデンサ７４が4700pFのとき右
チヤンネルのデエンフアシス回路の時定数は約70
μ秒になる。同様に左チヤンネルでは、抵抗器７
６とコンデンサ７８から成るデエンフアシス回路
が約70μ秒の時定数を考える。

第７図の回路の動作においてトランジスタＱ
５，Ｑ６により形成される可変インピーダンス装
置はその抵抗値が数100Ωから1MΩ以上まで変化
するように選ばれている。従つて、これらの装置
のゲート電極に供給されるバイアス電圧を変える
ことによつてその回路の実効デエンフアシス時定
数を変えることができる。例えば、トランジスタ
Ｑ５のゲート電極に電圧が印加されると、可変イ
ンピーダンス装置の抵抗値は抵抗器７２の抵抗値
に等しくなり、右チヤンネルのデエンフアシス回
路の実効時定数は２倍に増加する。この時定数の
増加によりそのチヤンネルの高域遮断周波数は低
下し、高忠実度を犠牲にしても信号対雑音比が向
上する。

第８図、第９図および第１０図を参照すると、
極めて小さな欠陥に対しては、トランジスタＱ１
０のコレクタ端子に現われてトランジスタＱ５，
Ｑ６のゲート電極に印加される僅かの負電圧レベ
ルしか現われないことが判る。第９図にはパルス
幅弁別器によつて設定された限度より大きい持続
時間のパルスが入来線路に現れたときトランジス
タＱ１０のコレクタに生ずる波形が示されてい
る。すなわちこの入来パルスは僅かな直流電圧レ
ベルにあるトランジスタＱ１０のコレクタにその
出力パルスを発生する。第１０図はトランジスタ
Ｑ１０のコレクタに生ずる信号に対する欠陥パル
スの急激な変化の効果を示すが、特に欠陥パルス
の数の増加とそのパルスの持続時間により直流レ
ベルが変化する様子が判る。もち論、この現象は
トランジスタＱ１０のコレクタ回路の可変抵抗器
９２とコンデンサ９４とから成る積分回路の動作
に直接関係している。トランジスタＱ５，Ｑ６の
ゲート電極に適正な直流レベルを印加して、特定
の欠陥状態に対してこれらの装置に必要なインピ
ーダンスレベルが得られるようにするため抵抗器
９２を変えることもできる。

第１１図はデエンフアシス回路網の１つの周波
数応答を示す。実線は入来FM信号に小さい欠陥
が存在するときのデエンフアシス回路の周波数応
答を示し、点線は大きな欠陥があるときの周波数
応答を示す。第１１図の応答特性は可変デエンフ
アシス回路網が周波数応答特性を変えて第５図の
線に沿つて復調音声信号の処理を行なう様子を示
すものである。ここでも第５図の平坦化処理が高
忠実度を犠牲にして達せられることが判る。しか
し、音声出力のチツク・ポツプ音を消去すること
は、多くの装置において、搬送波のない期間に高
忠実度が瞬間的に失われるより重要である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を有利に利用し得るビデオデ
イスク方式のブロツク図、第２図ないし第５図は
この発明の動作を説明するための波形図、第６図
はこの発明の補償装置の１実施例を示すブロツク
図、第７図はこの発明の原理を用いた実際の装置
を示す詳細図、第８図ないし第１１図は第７図の
動作の説明を助ける波形図である。 ３０…検知手段、３２…弁別手段（パルス幅弁
別器）、３８…インピーダンス手段、４０…デエ
ンフアシス回路、４４…利用手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 変調信号波に応動してこの変調信号が所定限
   界値を超えたときのみ出力信号を生成する検知手
   段と、この検知手段の出力に結合されてこの検知
   手段の出力が或る所定時間持続したときのみ別の
   出力信号を生成する弁別手段と、主信号路中に接
   続され、上記弁別手段の出力信号に応動してイン
   ピーダンスを上記別の出力信号に応じて変化する
   インピーダンス手段と、上記インピーダンス手段
   と利用手段との間に接続され、上記可変インピー
   ダンスを含む抵抗素子と容量素子とによつて決ま
   る周波数応答を有するデエンフアシス回路とを含
   むことを特徴とする少なくとも１つの主信号路の
   変調信号波を処理して利用手段に復調信号を供給
   する信号処理方式。