JPH0673217B2

JPH0673217B2 - 雑音低減回路

Info

Publication number: JPH0673217B2
Application number: JP9464086A
Authority: JP
Inventors: 康臣並木
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1986-04-25
Filing date: 1986-04-25
Publication date: 1994-09-14
Anticipated expiration: 2009-09-14
Also published as: JPS62252501A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は雑音低減回路に係り、特にヘリカルスキャンVT
Rの回転ヘッドにより、音声信号で搬送波を周波数変調
して得られた被周波数変調音声信号を磁気テープに記録
し、これを再生するシステムにおいて、再生音声信号中
のパルス性雑音を前値ホールドにより低減する雑音低減
回路に関する。

従来の技術従来より、ヘリカルスキャンVTRにおいて音声信号を高
品位で記録再生するために、音声信号で搬送波を周波数
変調して得られた被周波数変調音声信号を磁気テープに
記録し、これを再生することが知られている。本出願人
は先に、特願昭60−69286号及び特願昭60−94275号（共
に発明の名称「雑音低減回路」）にて、上記のような音
声信号記録再生システムにおいて、再生音声信号中のパ
ルス性雑音を低減する雑音低減回路を提案した。

第６図は本出願人が特願昭60−69286号で提案した雑音
低減回路の回路系統図を示す。同図において、入力端子
25に入来した再生音声信号はホールド回路16a内のバッ
ファアンプ26を通して後述のスイッチ回路27に供給され
る。スイッチ回路27から取出され、バッファアンプ29を
介して取り出された出力再生音声信号は一部が分岐され
てスルーレート検出回路37a内の高域フィルタ38に供給
される。スルーレート検出回路37aは高域フィルタ38,増
幅器39及び検波回路40が縦続接続された構成とされてい
る。高域フィルタ38は可聴周波数帯域のほぼ上限におけ
る周波数（例えば20kHz程度）にカットオフ周波数を選
定されており、出力再生音声信号中の高域周波数成分を
波して増幅器39を通して検波回路40に供給する。

検波回路40は入力信号の包絡線をアタックタイムが例え
ば3ms程度，リカバリータイムが例えば30ms程度の時定
数をもつて検波する回路で、増幅器39の出力信号のピー
ク・ツウ・ピーク値に応じたレベルの直流電圧（検波信
号）を発生してホールド信号発生回路17a内の可変抵抗
素子41に制御電圧として印加する。従って、いま入力端
子25に入来する再生音声信号が第７図（Ｅ）に示す如き
パルス性雑音a₁を有するスルーレートの高い信号である
場合は、高域フィルタ38の出力信号波形は同図（Ｂ）に
示す如く高いピーク・ツウ・ピーク値を示し、検波回路
40の出力検波信号はそれに応じて同図（Ｃ）に示す如き
高電圧Vaとなる。一方、入力端子25に入来する再生音声
信号が第８図（Ｅ）に示す如きパルス性雑音a₂を有する
スルーレートの低い信号である場合は、高域フィルタ38
の出力信号波形は同図（Ｂ）に示す如く低いピーク・ツ
ウ・ピーク値を示し、検波回路40の出力検波信号はそれ
に応じて同図（Ｃ）に示す如き低電圧Vbとなる。

第６図に示すホールド信号発生回路17aはモノマルチ30
の端子30aが抵抗31を介して電源電圧Vcc入力端子に接続
される一方、コンデンサ32を介して接地されており、更
に抵抗31,コンデンサ32の共通接続点と電源電圧Vcc入力
端子との間に可変抵抗素子41及び抵抗42よりなる直列回
路が接続されている。モノマルチ30の時定数は抵抗31の
値をR₁,抵抗42の値をR₂,可変抵抗素子41の値をR₃,コン
デンサ32の値をC₁とすると、｛R₁（R₂＋R₃）｝・C₁に
より示される。モノマルチ30は入力端子13よりの第７図
（Ａ），第８図（Ａ）に示す如きドラムパルスの立下り
でトリガーされ、そのトリガー時点より上記時定数の期
間ローレベルのパルス幅をもつホールド信号を発生す
る。

ここで、上記可変抵抗素子41は検波回路40の出力検波信
号のレベルが高いと低抵抗を示し、検波信号レベルが低
いと高抵抗を示す構成であるものとすると、第７図
（Ｃ）に示したレベルVaの検波信号入力時にはR₃（Va）
なる抵抗値となり、第８図（Ｃ）に示したレベルVbの検
波信号入力時にはR₃（Vb）なる抵抗値となり両者の間に
はR₃（Va）＜R₃（Vb）なる関係が成立する。

このため、モノマルチ30の出力ホールド信号のパルス幅
は、第７図（Ｅ）に示す如きスルーレートの高い再生音
声信号入力時にはTa（＝｛R₁（R₂＋R₃（Va））｝・
C₁）となり、第８図（Ｅ）に示す如きスルーレートの低
い再生音声信号入力時のパルス幅Tb（＝｛R₁（R₂＋R₃
（Vb））｝・C₁）よりも短くなる。第７図（Ｄ）は上記
パルス幅Taのホールド信号波形を示し、第８図（Ｄ）は
上記パルス幅Tbのホールド信号波形を示す。上記ホール
ド信号のパルス幅Ｔは、ホールド・コンデンサ28による
ホールド期間を示しており、可変抵抗素子41の抵抗値R₃
が無限大のときにはT_MAX（＝R₁・C₁）となり、R₃が０オ
ームのときにはT_MIN（＝（R₁R₂）・C₁）となり、よっ
て T_MAX≧Ｔ≧T_MIN （１）の範囲内に設定されることになる。

ここで、T_MAXは入力再生音声信号に含まれるパルス性雑
音を略完全にホールドにより消失させるパルス幅として
設定され（例えば12μｓ）、T_MINは入力再生音声信号に
含まれるパルス性雑音のエネルギーの大部分はホールド
により消失されるが、パルス性雑音直後のリンギング部
分はホールドしないような時間幅に設定される（例えば
６μｓ）。

これにより、第６図に示す入力端子25に第７図（Ｅ）示
す如く、ヘッドスイッチング時のパルス性雑音a₁を含む
再生音声信号が入来したときは、このパルス性雑音a₁が
入力されるまでは、再生音声信号は低インピーダンスの
スイッチ回路27を通過してバッファアンプ29により増幅
された後、出力端子33を介して再生システムのデイ・エ
ンファシス回路，ノイズ・リダクション回路及びミュー
ティング回路を経て出力端子へ出力される。このとき、
スイッチ回路27の出力端とバッファアンプ29の入力端と
の間に一端が接続されているホールド・コンデンサ28は
大なる負荷とならず、入力再生音声信号は事実上そのま
ま出力される。

しかし、パルス性雑音a₁が入来すると、この雑音a₁の発
生期間を含む期間Taだけローレベルの第７図（Ｄ）に示
すホールド信号がモノマルチ30よりスイッチ回路27に印
加され、これをオフ状態とする。その結果、ホールド・
コンデンサ28にはスイッチ回路27より信号電流が流れ込
まなくなり、またバッファアンプ29は入力インピーダン
スが充分高く設定されていることから、ホールド・コン
デンサ28の端子電圧は第７図（Ｄ）に示したホールド信
号のハイレベルからローレベルへ立下つた時点の電圧
が、ホールド信号のローベル期間Taだけ保持されること
になる。

これにより、第７図（Ｅ）に示すスルーレートの高い再
生音声信号入力時には同図（Ｄ）に示す短いパルス幅Ta
のホールド信号によりホールドされる結果、出力端子33
には同図（Ｆ）に示す如きパルス性雑音a₁が除去され、
かつ、三角形状の誤差f₁も小なる再生音声信号が取り出
される。他方、第８図（Ｅ）に示すスルーレートの低い
再生音声信号入力時には、同図（Ｄ）に示す比較的長い
パルス幅Tbのホールド信号によりホールドが行なわれ、
出力端子33には同図（Ｆ）に示す如きパルス性雑音a₂が
除去され、かつ、三角形状の誤差f₂も小なる再生音声信
号が取出される。

第９図は本出願人が特願昭60−94275号で提案した雑音
低減回路の回路系統図を示す。同図中、第６図と同一部
分には同一番号を付し、その説明を省略する。第９図
中、34は補間信号発生回路で微分回路である高域フィル
タ34a及び34bより構成されている。第13図はこの補間信
号発生回路34の一実施例の回路図を示す。第13図中、端
子60に入来する信号はコンデンサC₂,抵抗R₂,R₃で構成さ
れるカットオフ周波数が例えば20kHzの高域フィルタ回
路（微分回路）を通して演算増幅器61の非反転入力端子
に供給される。この高域フィルタ回路は抵抗R₂が設けら
れているので低周波数帯域においても所定のゲインを有
している。演算増幅器61は抵抗R₄,R₅と共に非反転増幅
器を構成しており、この演算増幅器61で増幅された信号
は端子62より出力されると共に、高域フィルタ34bの抵
抗R₆に供給される。高域フィルタ34bは抵抗R₆,R₇及びコ
ンデンサC₃により構成されており、そのカットオフ周波
数は例えば高域フィルタ34aのカットオフ周波数の数倍
の値とされている。これによって補間信号発生回路34全
体としては可聴周波数帯域の上限の周波数より非常に高
いカットオフ周波数をもつ高域通過型の周波数特性が得
られる。この高域フィルタ34bの出力する信号は補間信
号として端子63より補間信号調整回路43に供給される。
上記の端子62よりの信号は第９図示の検波回路40に供給
される。つまり、第９図示の回路においては補間信号発
生回路34が補間回路16bとスルーレート検出回路37bとに
共用されている。

更に、検波回路40の出力検波信号は補間信号調整回路43
に供給されると共に、ホールド信号発生回路17b内のコ
ンパレータ64の非反転入力端子に供給される。コンパレ
ータ64の反転入力端子には可変抵抗VR₁より基準電圧が
供給されている。コパレータ64は検波信号の電圧が基準
電圧より高いとき略電源電圧Vccに等しい電圧の信号を
出力し、電圧が基準より低いとき略アースレベルの信号
を出力する。このコンパレータ64の出力端子はダイオー
ド65及び抵抗66を介して、抵抗31,コンデンサ32の接続
点に接続されている。

ここで、入力再生音声信号が第10図（Ａ）に示す如く高
スルーレート信号である場合には検波信号が同図（Ｅ）
に示す如く高電圧Vaであるためダイオード65が導通す
る。これによってモノマルチ30の時定数は、抵抗31,66
の並列抵抗値とコンデンサ32の容量値とで決定され、モ
ノマルチ30の出力ホールド信号のローレベル期間は期間
T₁より短くなる。また、入力再生音声信号が第11図
（Ａ）に示す如き、低スルーレート信号である場合には
検波信号が同図（Ｅ）に示す如く低電圧Vbであり、ダイ
オード65は遮断してモノマルチ30の出力ホールド信号の
ローレベル期間はT₁である。このようにして入力再生音
声信号のスルーレートに応じた最適パルス幅のホールド
信号が得られ、ホールド時の誤差が最小とされる。な
お、このものでは、スルーレート検出回路37bの出力検
波信号を補間信号調整回路40の制御信号及びモノマルチ
30の制御信号に共用している。

補間信号調整回路43は例えば第12図（Ａ），（Ｂ）に示
す如き構成とされている。第12図（Ａ）はスイッチ50に
より補間信号調整回路を構成するものであり、端子51は
補間信号発生回路34に接続され、端子52は抵抗35に接続
される。また端子53に入来する検波回路40の出力検波信
号はスイッチ50の制御端子に供給される。スイッチ50は
端子53よりの検波信号の電圧が所定のスレツシヨールド
レベルを越えるハイレベルであるときのみ閉成して補間
信号を抵抗35に供給する。これによって、ホールド・コ
ンデンサ28は、入力端子25よりの再生音声信号が高スル
ーレートであるときのみ、信号予測に基づいて充放電さ
れ、再生音声信号が低スルーレートのときは単純な電圧
ホールドを行なう。

第12図（Ｂ）において、端子54は補間信号発生回路34に
接続され、端子55は抵抗35に接続されている。端子54,5
5間は抵抗R₁を介して接続され、端子55はコンデンサC₁,
ダイオードD₁の直列回路を介して接地されている。ま
た、端子56は検波回路40に接続されており、検波信号は
トランジスタQ₁のベースに供給される。検波信号が第10
図（Ｅ）に示す如く高電圧Vaの場合、トランジスタQ₁の
コレクタ電流は大で、トランジスタQ₁のコレクタ電位は
低い。これによってトランジスタQ₂のコレクタ電流つま
りダイオードD₂,D₁を流れる電流は小であり、ダイオー
ドD₁の内部抵抗は大である。このため、抵抗R₁,コンデ
ンサC₁,ダイオードD₁により構成される低域フィルタの
高周波数に対する減衰量が小となる。つまりこの回路は
端子54に入来する第10図（Ｆ）に示す如き補間信号の高
周波数成分を減衰することなく、端子55より同図（Ｇ）
に示す如き補間信号を出力する。

また、検出信号が第11図（Ｅ）に示す如き低電圧Vbにな
ると、トランジスタQ₁のコレクタ電位は上昇し、トラン
ジスタQ₂のコレクタ電流は増大し、ダイオードD₁の内部
抵抗は減少する。これによって抵抗R₁,コンデンサC₁,ダ
イオードD₁により構成される低域フィルタの高周波数に
対する減衰量が大となる。これによって第11図（Ｆ）示
す補間信号の高周波数成分は減衰されて同図（Ｇ）に示
す如き波形とされて端子55より出力される。

従って、第９図示の入力端子25に第10図（Ａ）に示す高
スルーレートの再生音声信号が入来したとき出力端子33
から出力される信号は、第10図（Ｈ）に示す如きものと
なる。この場合、再生音声信号中の高周波数の雑音成分
による傾斜予測のバラツキがあつても単純なホールドよ
り補間誤差が小さい。また、入力端子25に第11図（Ａ）
に示す低スルーレートの再生音声信号が入来したとき出
力端子33から出力される信号は、第11図（Ｈ）に示す如
きものとなる。この場合、補間信号発生回路34よりの補
間信号は補間信号調整回路で減衰されているので、補間
誤差が小さくされる。

発明が解決しようとする問題点ところで、第６図示の回路及び第９図示の回路はいずれ
も信号が１チャンネルの場合のものであるが、例えば、
音声信号をステレオで録再するシステムに応用する場
合、従来、全く同様の前述の如き回路を２系統持ち、
夫々のチャンネルについて独立にホールド信号を発生さ
せる装置、ホールド信号発生回路を両チャンネル共通
に１個とし、両チャンネルの信号スルーレートの平均値
により制御して両チャンネル共通のホールド信号を発生
させて２個のホールド回路に供給する装置がある。

然るに、上記の装置はモノマルチが２個必要となり、
ピン数を多く必要とするためにIC化に適当でない問題点
がある。一方、上記の装置は通常のステレオ信号の場
合は特に大きな問題とならないが、チャンネル毎にその
信号内容が大きく異なる場合はチャンネル毎にホールド
信号パルス幅を設定するものに比してチャンネル毎に最
適の補間動作を行ない得ない問題点がある。

本発明は、複数チャンネルの補間回路を１個のホールド
回路発生回路によって複数チャンネル夫々の信号スルー
レートにより制御する構成とし、チャンネル毎に最適の
補間動作を行ない得、IC化し易い雑音低減回路を提供す
ることを目的とする。

問題点を解決するための手段第１図中、5_L,5_Rは複数チャンネルの補間回路の出力中
高域成分を波し更にこれを検波した信号から複数チャ
ンネル毎に閾値信号を得る閾値設定手段、４は複数チャ
ンネルの閾値信号のうちレベルの大なる閾値信号と回転
ヘッドによるヘッド切換パルスとから積分信号を得る複
数チャンネル共通に設けられた１個の積分回路、該積分
回路の出力信号と上記複数チャンネル毎の閾値信号とを
比較して夫々に応じたパルス幅の複数チャンネル毎の補
間制御信号を得て補間幅を可変制御するパルス可変手段
の各一実施例である。

作用ホールド信号発生回路２において、両チャンネルの閾値
信号g,hと積分回路４の積分信号ｆとを比較してＬチャ
ンネルホールド信号（補間制御信号）ｋ及びＲチャンネ
ルホールド信号（補間制御信号）ｌを得るように構成し
たため、両チャンネル共通に１個の積分回路を設けただ
けでよく、IC化し易く、又、チャンネル毎に最適の補間
動作を行ない得る。

実施例第１図は本発明回路の一実施例の回路系統図を示し、同
図中、第６図及び第９図と同一構成部分には同一番号を
付す。同図中、25_LはＬチャンネル再生音声信号入力端
子で、第９図示の補間回路16b及びスルーレート検出回
路37bと同様の構成の補間回路16_L及びスルーレート検出
回路37_Lに接続されている。25_LはＲチャンネル再生信号
入力端子で、第９図示の補間回路16b及びスルーレート
検出回路37bと同様の構成の補間回路16_R及びスルーレー
ト検出回路37_Rに接続されている。

１はヘッド切換パルス入力端子で、回転ドラムの回転に
応じて出力されるドラムFFパルスａ（第２図（Ａ））か
ら得られるヘッド切換パルスｂ（同図（Ｂ））を入来さ
れる。２はホールド信号発生回路で、パルス幅可変回路
3,積分回路4,Lチャンネル閾値設定回路5_L,Rチャンネル
閾値設定回路5_Rにて構成されており、両チャンネル共通
に使用される。

ここで、詳細な動作を説明する前に全体の動作概念を第
２図に示す信号と共に簡単に説明すると、例えば、Ｒチ
ャンネルスルーレート検出回路37_Lの出力検波信号レベ
ルが高く、Ｌチャンネルスルーレート検出回路37_Rの出
力検波信号レベルが低い場合、Ｒチャンネル閾値設定回
路5_Rの閾値レベルｈ（第２図（Ｃ））は高くなり、Ｌチ
ャンネル閾値設定回路5_Lの閾値レベルｇ（同図（Ｃ））
は低くなる。パルス幅可変回路３において、積分回路４
の出力信号ｆ（同図（Ｃ））と上記Ｌチャンネル閾値レ
ベルｇとが比較されてＬチャンネルホールド信号ｋ（同
図（Ｄ））が取出される一方、信号ｆと上記Ｒチャンネ
ル閾値レベルｈとが比較されてＲチャンネルホールド信
号ｌ（同図（Ｅ））が取出される。Ｒチャンネルホール
ド信号l,Lチャンネルホールド信号ｋは夫々Ｒチャンネ
ルホールド回路16_R,Lチャンネルホールド回路16_Lに供給
される。

第４図（Ａ）はＬチャンネル閾値設定回路5_L及びＲチャ
ンネル閾値設定回路5_Rの具体的回路図、同図（Ｂ）はそ
の入出力特性図を示す。端子6_Lに第１図示の検出回路40
_Lからの時間と共に次第にレベルが低くなる検波信号が
入来する一方、端子6_Rに第１図示の検波回路40_Rからの
時間と共に次第にレベルが高くなる検波信号が入来する
場合について説明する。

端子6_Lに入来したＬチャンネル検波信号は反転アンプ7_L
でレベル反転される一方、端子6_Rに入来したＲチャンネ
ル検波信号は反転アンプ7_Rでレベル反転される。これら
の信号はダイオード8_L1,8_L2,8_R1,8_R2及び低インピーダ
ンス電圧源Vh,Vlによって同図（Ｂ）に示す如く上限を
（Vh＋0.6）Ｖ、下限を（Vh−0.6）Ｖに制限され、Ｌチ
ャンネル閾値信号ｇ（第３図（Ｇ））及びＲチャンネル
閾値信号ｈ（同図（Ｈ））として夫々端子9_L及び9_Rより
取出される。Ｌチャンネルの検波信号は次第に低くなる
ので閾値信号ｇは次第に高くされ、Ｒチャンネルの検波
信号は次第に高くなるので閾値信号ｈは次第に低くされ
る。

第５図はパルス幅可変回路３の具体的回路図を示す。端
子１に入来したヘッド切換パルスｂ（第３図（Ｂ））は
ノアゲート10_L1,10_R1にて夫々信号ｃ（同図（Ｃ））、
信号ｄ（同図（Ｄ））とされ、アンドゲート12にて信号
ｅ（同図（Ｅ））とされ、トランジスタ13のベースに供
給される。トランジスタ13のコレクタには積分回路４が
接続されており、トランジスタ13はベースに信号ｅを供
給されることによりそのコレクタより信号ｆ（同図
（Ｆ））を出力する。信号ｆはコンパレータ11_L,11_Rに
供給される。

一方、端子9_Lに入来したＬチャンネル閾値信号ｇ（同図
（Ｇ））はコンパレータ11_Lに供給され、端子9_Rに入来
したＲチャンネル閾値信号ｈ（同図（Ｈ））はコンパレ
ータ11_Rに供給され、コンパレータ11_Lより信号ｉ（同図
（Ｉ））が取出されてノアゲート10_L2に供給される一
方、コンパレータ11_Rより信号ｊ（同図（Ｊ））が取出
されてノアゲート10_R2に供給される。ノアゲート10_L2よ
り信号ｋ（同図（Ｋ））が得られて端子14_LよりＬチャ
ンネルホールド信号として取出される一方、ノアゲート
10_R2より信号ｌ（同図（Ｌ））が得られて端子14_Rより
Ｒチャンネルホールド信号として取出される。

この場合、Ｌチャンネルではスルーレートが低くなるの
で、第３図（Ｋ）より明らかな如く、ホールド信号ｋの
パルス幅が大になり、一方、Ｒチャンネルではスルーレ
ートが高くなるので、同図（Ｌ）より明らかな如く、ホ
ールド信号ｌのパルス幅が小になる。

その他の基本的動作は前記第６図示の回路及び第９図示
の回路と同様であるので、その説明を省略する。

発明の効果本発明回路によれば、複数チャンネルの補間回路を１系
統の閾値設定回路、パルス幅可変回路、積分回路によっ
て複数チャンネル夫々の信号スルーレートにより制御し
ているので、チャンネル毎に最適の補間動作を行ない
得、IC化し易く、又、予め設定された範囲内に制限して
閾値信号レベルを設定するようにしているので、補間制
御信号（ホールド信号）のパルス幅の上限及び下限を容
易に設定し得、更に、複数チャンネルの閾値信号のうち
レベルの大なる閾値信号の得られるパルスで積分回路の
初期化を行なうようにしているので、論理が簡単である
等の特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明回路の一実施例の回路系統図、第２図は
本発明回路の動作概念を説明するための信号波形図、第
３図は本発明回路の詳細動作を説明するための信号波形
図、第４図は本発明回路の要部の具体的回路図及びその
入出力特性図、第５図は本発明回路の別の要部の具体的
回路図、第６図及び第７図，第８図は夫々本出願人が先
に提案した回路の一例の回路系統図及び信号波形図、第
９図及び第10図，第11図は夫々本出願人が先に提案した
回路の他の例の回路系統図及び信号波形図、第12図及び
第13図は第９図示の回路の一部の具体的回路図である。１……ヘッド切換パルス入力端子、２……ホールド信号
発生回路、３……パルス幅可変回路、４……積分回路、
5_L,5_R……閾値設定回路、7_L,7_R……反転アンプ、10_L1〜
10_R2……ノアゲート、11_L,11_R……コンパレータ、12…
…アンドゲート、13……トランジスタ、14_L,14_R……ホ
ールド信号出力端子、16_L,16_R……補間回路、25_L,25_R…
…再生音声信号入力端子、27……スイッチ回路、33_L,33
_R……補間信号出力端子、34……補間信号発生回路、34a
……高域フィルタ、37_L,47_R……スルーレート検出回
路、40_L,40_R……検波回路、43……補間信号調整回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】回転ヘッドにより記録媒体から再生された
複数チャンネルの再生音声信号の雑音入力期間を補間す
る補間回路を該複数チャンネル毎に設けられ、該再生音
声信号を該補間する部分の補間幅を該再生音声信号に応
じた補間制御信号によって可変して取出す雑音低減回路
において、上記複数チャンネルの補間回路の出力中高域
成分を波し更にこれを検波した信号から上記複数チャ
ンネル毎に閾値信号を得る閾値設定回路と、上記複数チ
ャンネルの閾値信号のうちレベルの大なる閾値信号と上
記回転ヘッドによるヘッド切換パルスとから積分信号を
得る上記複数チャンネル共通に設けられた１個の積分回
路と、該積分回路の出力積分信号と上記複数チャンネル
毎の閾値信号とを比較して夫々に応じたパルス幅の上記
複数チャンネル毎の補間制御信号を得て上記補間幅を可
変制御するパルス可変回路とを設けてなることを特徴と
する雑音低減回路。
【請求項２】該閾値設定回路は、予め設定された範囲内
に制限して該閾値信号レベルを設定する回路であること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の雑音低減回
路。
【請求項３】該積分回路は、該複数チャンネルの閾値信
号のうちレベルの大なる閾値信号から得られるパルスで
初期化を行なう回路であることを特徴とする特許請求の
範囲第１項又は第２項記載の雑音低減回路。