JP2659200B2 - 周波数変調信号復調用装置 - Google Patents
周波数変調信号復調用装置Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/002—Modifications of demodulators to reduce interference by undesired signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
- H04N5/94—Signal drop-out compensation
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は周波数変調信号受信用の入力端子及び復調信
号供給用の出力端子を有しており、これら入力端子と出
力端子との間に設けられる主信号通路が： −前記入力端子に結合される入力端及び出力端を有して
いる周波数変調信号復調用の復調回路と； −容量性素子を含む低域通路フィルタと； −信号入力端、制御信号入力端及び前記出力端子に結合
される出力端を有している保持回路であって、該保持回
路の前記入力端及び出力端にそれぞれ結合される入力端
及び出力端と、保持回路の前記制御信号入力端に結合さ
れる制御入力端とを有している第１可制御スイッチング
手段と、保持回路の出力端と定電位の第１点との間に結
合される第１コンデンサとを少なくとも具えており、前
記保持回路を制御信号入力端に供給される制御信号の制
御下にて該保持回路の入力端に供給される信号を少なく
とも十分に保持すべく構成し、かつ前記第１スイッチン
グ手段を、前記制御信号の制御下で第１時間間隔T1の間
第１スイッチング手段の入力端と出力端との間の内部接
続を遮断すべく構成した保持回路； とを具えている周波数変調信号復調用装置に関するもの
である。
号供給用の出力端子を有しており、これら入力端子と出
力端子との間に設けられる主信号通路が： −前記入力端子に結合される入力端及び出力端を有して
いる周波数変調信号復調用の復調回路と； −容量性素子を含む低域通路フィルタと； −信号入力端、制御信号入力端及び前記出力端子に結合
される出力端を有している保持回路であって、該保持回
路の前記入力端及び出力端にそれぞれ結合される入力端
及び出力端と、保持回路の前記制御信号入力端に結合さ
れる制御入力端とを有している第１可制御スイッチング
手段と、保持回路の出力端と定電位の第１点との間に結
合される第１コンデンサとを少なくとも具えており、前
記保持回路を制御信号入力端に供給される制御信号の制
御下にて該保持回路の入力端に供給される信号を少なく
とも十分に保持すべく構成し、かつ前記第１スイッチン
グ手段を、前記制御信号の制御下で第１時間間隔T1の間
第１スイッチング手段の入力端と出力端との間の内部接
続を遮断すべく構成した保持回路； とを具えている周波数変調信号復調用装置に関するもの
である。
斯種の装置は、記録キャリヤのトラックに記録した周
波数変調可聴信号を記録キャリヤから読取った後に復調
するための例えばビデオレコーダに組込むことができ、
このために斯かる装置はさらに、 −回転自在のヘッドドラムに配置される２個以上の読取
ヘッドと； −２個以上の入力端と出力端及び制御入力端を有してお
り、制御入力端に供給される制御信号の制御下にて前記
入力端の１つを出力端に結合させるべく構成され、２個
以上の各読取ヘッドの出力を前記２個以上の入力端の関
連する入力端に結合させ、かつ前記出力端を復調回路の
入力端に結合させたスイッチング手段； とを具えている。
波数変調可聴信号を記録キャリヤから読取った後に復調
するための例えばビデオレコーダに組込むことができ、
このために斯かる装置はさらに、 −回転自在のヘッドドラムに配置される２個以上の読取
ヘッドと； −２個以上の入力端と出力端及び制御入力端を有してお
り、制御入力端に供給される制御信号の制御下にて前記
入力端の１つを出力端に結合させるべく構成され、２個
以上の各読取ヘッドの出力を前記２個以上の入力端の関
連する入力端に結合させ、かつ前記出力端を復調回路の
入力端に結合させたスイッチング手段； とを具えている。
斯種の復調用装置は復調回路の入力信号における瞬時
的な妨害信号を除去しようとするものである。なお瞬時
的な妨害信号とは復調回路の入力信号における規則性に
悪影響を及ぼす妨害を意味するものとする。これら妨害
の例には復調回路の入力信号におけるドロップ−アウト
又はドロップ−インか、又は記録キャリヤを一方のヘッ
ドで読取ることから他方のヘッドで読取ることに切換え
ること（「ヘッド切換え」操作と称する）により生ずる
復調回路の入力信号における位相偏移がある。これらの
瞬時的な妨害信号により復調回路の作動が妨げられるた
め、この復調回路により復調される信号中に（可聴）妨
害信号が生ずることになる。
的な妨害信号を除去しようとするものである。なお瞬時
的な妨害信号とは復調回路の入力信号における規則性に
悪影響を及ぼす妨害を意味するものとする。これら妨害
の例には復調回路の入力信号におけるドロップ−アウト
又はドロップ−インか、又は記録キャリヤを一方のヘッ
ドで読取ることから他方のヘッドで読取ることに切換え
ること（「ヘッド切換え」操作と称する）により生ずる
復調回路の入力信号における位相偏移がある。これらの
瞬時的な妨害信号により復調回路の作動が妨げられるた
め、この復調回路により復調される信号中に（可聴）妨
害信号が生ずることになる。
従来装置では復調回路の直ぐ後に配置する低域通路フ
ィルタを用いて、復調回路に発生する可聴帯域以上の相
互変調成分、残留搬送波成分及び雑音の如きスプリアス
な信号成分を除去している。斯種のフィルタの遮断周波
数の代表的な値は例えば100〜150KHzである。このよう
な低域通過フィルタの欠点は復調回路の出力端に現れる
妨害信号が時間的に伸長されると言うことにある。例え
ば、ヘッド切換え操作による妨害信号の長さは約4.5μ
ｓであり、このような妨害信号は遮断周波数の大きさが
100KHz程度の低域通過フィルタにより約８〜10μｓの長
さにまで伸長される。このことは前記８〜10μｓにほぼ
等しい時間間隔T1の期間中は第１スイッチング手段を開
放させておかなければならないことを意味する。ヘッド
切換え周波数での保持回路の完全に周期的な動作特性
（スイッチング手段の開放）は十分な長さの時間間隔T1
と相俟って復調用装置の出力信号を極めて煩わせること
になる。
ィルタを用いて、復調回路に発生する可聴帯域以上の相
互変調成分、残留搬送波成分及び雑音の如きスプリアス
な信号成分を除去している。斯種のフィルタの遮断周波
数の代表的な値は例えば100〜150KHzである。このよう
な低域通過フィルタの欠点は復調回路の出力端に現れる
妨害信号が時間的に伸長されると言うことにある。例え
ば、ヘッド切換え操作による妨害信号の長さは約4.5μ
ｓであり、このような妨害信号は遮断周波数の大きさが
100KHz程度の低域通過フィルタにより約８〜10μｓの長
さにまで伸長される。このことは前記８〜10μｓにほぼ
等しい時間間隔T1の期間中は第１スイッチング手段を開
放させておかなければならないことを意味する。ヘッド
切換え周波数での保持回路の完全に周期的な動作特性
（スイッチング手段の開放）は十分な長さの時間間隔T1
と相俟って復調用装置の出力信号を極めて煩わせること
になる。
本発明の目的は出力端子に現れる信号中のスプリアス
成分を実質上低減させるように適切に構成配置した上述
した種類の復調用装置を提供することにある。
成分を実質上低減させるように適切に構成配置した上述
した種類の復調用装置を提供することにある。
本発明は冒頭にて述べた復調用装置において、前記低
域通過フィルタの少なくとも容量性の素子を前記保持回
路内で、しかも前記主信号通路における前記第１可制御
スイッチング手段の後方に配置し、前記保持回路の入力
端から前記コンデンサの前記定電位点に結合されない側
の端子までの結線部に第１インピーダンスを配置し、前
記低域通過フィルタが少なくとも前記第１インピーダン
ス及び容量性素子を具え、前記第１コンデンサが前記容
量性素子の部分を形成するようにしたことを特徴とする
周波数変調信号復調用装置にある。
域通過フィルタの少なくとも容量性の素子を前記保持回
路内で、しかも前記主信号通路における前記第１可制御
スイッチング手段の後方に配置し、前記保持回路の入力
端から前記コンデンサの前記定電位点に結合されない側
の端子までの結線部に第１インピーダンスを配置し、前
記低域通過フィルタが少なくとも前記第１インピーダン
ス及び容量性素子を具え、前記第１コンデンサが前記容
量性素子の部分を形成するようにしたことを特徴とする
周波数変調信号復調用装置にある。
本発明は保持回路に低域通過フィルタの容量性素子を
配置することによって保持時間（時間間隔T1）を十分に
低減させることができると言う事実の認識に基づいて成
したものである。第１スイッチング手段の後方の主信号
通路に低域通過フィルタの容量性素子を配置し、かつ低
域通過フィルタの容量性素子の部分を第１コンデンサに
より形成することにより、妨害信号が第１スイッチング
手段の前の主信号通路にて時間的に伸長され得なくな
り、保持時間（時間間隔T1）を十分に短くすることがで
きる。上述した例ではえ４〜５μｓの保持時間が得ら
れ、これは従来装置に必要な約８〜10μｓの保持時間よ
りも遥かに短い。保持時間が短くなることにより、復調
用装置の出力信号中に生ずる妨害信号発生時間が十分に
短くなる。さらに、復調回路の部品数を十分に減らすこ
とができる。第１インピーダンスは例えば第１スイッチ
ング手段の寄性抵抗によって形成して、別個のインピー
ダンスを不要とすることができる。
配置することによって保持時間（時間間隔T1）を十分に
低減させることができると言う事実の認識に基づいて成
したものである。第１スイッチング手段の後方の主信号
通路に低域通過フィルタの容量性素子を配置し、かつ低
域通過フィルタの容量性素子の部分を第１コンデンサに
より形成することにより、妨害信号が第１スイッチング
手段の前の主信号通路にて時間的に伸長され得なくな
り、保持時間（時間間隔T1）を十分に短くすることがで
きる。上述した例ではえ４〜５μｓの保持時間が得ら
れ、これは従来装置に必要な約８〜10μｓの保持時間よ
りも遥かに短い。保持時間が短くなることにより、復調
用装置の出力信号中に生ずる妨害信号発生時間が十分に
短くなる。さらに、復調回路の部品数を十分に減らすこ
とができる。第１インピーダンスは例えば第１スイッチ
ング手段の寄性抵抗によって形成して、別個のインピー
ダンスを不要とすることができる。
なお、欧州特許出願第180,717号には、ヘッド切換え
による出力信号中の妨害信号を低減させることも目的と
した回路が開示されている。しかし、この場合の回路の
動作は本発明とは異なる原理に基づいている。また、保
持回路に低減通過フィルタの容量性素子を配置していな
い。
による出力信号中の妨害信号を低減させることも目的と
した回路が開示されている。しかし、この場合の回路の
動作は本発明とは異なる原理に基づいている。また、保
持回路に低減通過フィルタの容量性素子を配置していな
い。
本発明の好適例では、前記第１インピーダンスを前記
第１スイッチング手段の出力端と前記コンデンサの前記
定電位点に結合されない側の端子との間に結合させ、か
つ第２コンデンサを前記第１スイッチング手段の出力端
と定電位点との間に配置する。このようにすれば、スイ
ッチング手段を前記短い保持時間の間開放させることに
よって生ずる残留妨害をさらに低減させることができ
る。保持回路の入力端から第２コンデンサの定電位点に
結合されない側の端子までの回路に第２インピーダンス
を配置することによって、復調回路により生ずる高周波
雑音及び相互変調成分はさらに低減する。この第２イン
ピーダンスは例えば第１スイッチング手段の寄性抵抗で
構成して、別個のインピーダンスを不要とすることがで
きる。
第１スイッチング手段の出力端と前記コンデンサの前記
定電位点に結合されない側の端子との間に結合させ、か
つ第２コンデンサを前記第１スイッチング手段の出力端
と定電位点との間に配置する。このようにすれば、スイ
ッチング手段を前記短い保持時間の間開放させることに
よって生ずる残留妨害をさらに低減させることができ
る。保持回路の入力端から第２コンデンサの定電位点に
結合されない側の端子までの回路に第２インピーダンス
を配置することによって、復調回路により生ずる高周波
雑音及び相互変調成分はさらに低減する。この第２イン
ピーダンスは例えば第１スイッチング手段の寄性抵抗で
構成して、別個のインピーダンスを不要とすることがで
きる。
さらに本発明の他の例では、少なくとも前記第１イン
ピーダンスに並列に補助信号通路を配置し、該補助信号
通路が入力端と出力端を有している第２可制御スイッチ
ング手段を具え、該第２スイッチング手段を、前記第１
時間間隔T1に続く少なくとも第２時間間隔T2の間該第２
スイッチング手段の入力端から出力端までを内部結合さ
せるべく構成する。このようにすれば、得られる妨害信
号をさらに少なくすることができる。
ピーダンスに並列に補助信号通路を配置し、該補助信号
通路が入力端と出力端を有している第２可制御スイッチ
ング手段を具え、該第２スイッチング手段を、前記第１
時間間隔T1に続く少なくとも第２時間間隔T2の間該第２
スイッチング手段の入力端から出力端までを内部結合さ
せるべく構成する。このようにすれば、得られる妨害信
号をさらに少なくすることができる。
本発明のさらに他の例では、前記第１インピーダンス
の両端を差動増幅器の反転及び非反転入力端子にそれぞ
れ結合させ、該差動増幅器の出力端を第２スイッチング
手段と電圧−電流変換器との直列回路を介して前記保持
回路の出力端に結合させ、かつ前記第２スイッチング手
段と電圧−電流変換器との間の接続点を第２コンデンサ
を介して定電位点に結合させる。このように、本発明に
よる復調用装置に外挿器（これは本来既知のものであ
る）を設けることによって、これにより妨害信号をさら
に少なくすることができる。
の両端を差動増幅器の反転及び非反転入力端子にそれぞ
れ結合させ、該差動増幅器の出力端を第２スイッチング
手段と電圧−電流変換器との直列回路を介して前記保持
回路の出力端に結合させ、かつ前記第２スイッチング手
段と電圧−電流変換器との間の接続点を第２コンデンサ
を介して定電位点に結合させる。このように、本発明に
よる復調用装置に外挿器（これは本来既知のものであ
る）を設けることによって、これにより妨害信号をさら
に少なくすることができる。
以下図面につき本発明を説明する。
なお、種々の図において同一素子を示すものには同一
符号を付けて示してある。
符号を付けて示してある。
第１図はビデオレコーダに使用する本発明による復調
用装置の第１例を示す。多数（本例では２個）の読取ヘ
ッド１及び２を回転自在のヘッドドラム（図示せず）に
配置し、これらのヘッドをスイッチング手段５の入力端
３及び４にそれぞれ結合させる。スイッチング手段５の
出力端を復調用装置の入力端子７に結合させる。スイッ
チング手段５は、制御入力端８に供給される制御信号の
制御下にて入力端3,4の一方を出力端６に結合させるべ
く構成する。斯かる制御信号は、制御ユニット（図示せ
ず）における内部クロックからこの制御信号を取出すこ
とのできる制御ユニットにより供給することができ、ク
ロックは読取ヘッドによって磁気記録キャリヤ（図示せ
ず）から読取られる信号と何等かの方法で同期させるこ
とができる。
用装置の第１例を示す。多数（本例では２個）の読取ヘ
ッド１及び２を回転自在のヘッドドラム（図示せず）に
配置し、これらのヘッドをスイッチング手段５の入力端
３及び４にそれぞれ結合させる。スイッチング手段５の
出力端を復調用装置の入力端子７に結合させる。スイッ
チング手段５は、制御入力端８に供給される制御信号の
制御下にて入力端3,4の一方を出力端６に結合させるべ
く構成する。斯かる制御信号は、制御ユニット（図示せ
ず）における内部クロックからこの制御信号を取出すこ
とのできる制御ユニットにより供給することができ、ク
ロックは読取ヘッドによって磁気記録キャリヤ（図示せ
ず）から読取られる信号と何等かの方法で同期させるこ
とができる。
復調用装置の入力端子７には記録キャリヤから読取ら
れる周波数変調信号を供給し、斯かる入力端子７を主信
号通路を介して出力端子９に結合させる。第１図の主信
号通路は、入力端11が復調用装置の入力端子７に結合さ
れる復調回路10と、後に詳述する低域通過フィルタと、
制御信号入力端22、復調回路10の出力端14に結合される
入力端13及び出力端15を有している保持回路12とを具え
ている。この保持回路12の出力端15はバッファ増幅器16
を介して低域通過フィルタ17に結合させる。バッファ増
幅器16は、この増幅器以降の主信号通路に結合される回
路が第１（保持）コンデンサ24を負荷としないようにす
る。低域通過フィルタ17は、このフィルタ以降の回路に
可聴帯域以外のスプリアス成分が到達しないようにす
る。低域通過フィルタ17の出力は出力端子９に結合され
る。
れる周波数変調信号を供給し、斯かる入力端子７を主信
号通路を介して出力端子９に結合させる。第１図の主信
号通路は、入力端11が復調用装置の入力端子７に結合さ
れる復調回路10と、後に詳述する低域通過フィルタと、
制御信号入力端22、復調回路10の出力端14に結合される
入力端13及び出力端15を有している保持回路12とを具え
ている。この保持回路12の出力端15はバッファ増幅器16
を介して低域通過フィルタ17に結合させる。バッファ増
幅器16は、この増幅器以降の主信号通路に結合される回
路が第１（保持）コンデンサ24を負荷としないようにす
る。低域通過フィルタ17は、このフィルタ以降の回路に
可聴帯域以外のスプリアス成分が到達しないようにす
る。低域通過フィルタ17の出力は出力端子９に結合され
る。
保持回路12は第１可制御スイッチング手段18を具えて
おり、このスイッチング手段の入力端19及び出力端20は
保持回路12の入力端13及び出力端15にそれぞれ結合させ
る。スイッチング手段18は制御信号入力端22に結合させ
る制御入力端21を具えている。可制御スイッチング手段
18の出力端20は抵抗R1の形態の第１インピーダンス23を
介して保持回路12の出力端15に結合させる。出力端15は
第１コンデンサ24を介して定電位点（大地）にも結合さ
せる。
おり、このスイッチング手段の入力端19及び出力端20は
保持回路12の入力端13及び出力端15にそれぞれ結合させ
る。スイッチング手段18は制御信号入力端22に結合させ
る制御入力端21を具えている。可制御スイッチング手段
18の出力端20は抵抗R1の形態の第１インピーダンス23を
介して保持回路12の出力端15に結合させる。出力端15は
第１コンデンサ24を介して定電位点（大地）にも結合さ
せる。
周波数変調信号を復調するための従来装置では、低域
通過フィルタを復調回路10の出力端14と保持回路12の入
力端13との間に配置し、インピーダンス23を設けていな
い。この低域通過フィルタの遮断周波数は約100〜150KH
zであり、このフィルタは可聴周波帯域以上の相互変調
成分、残留搬送波成分及び雑音の如きスプリアスな信号
成分を除去する。
通過フィルタを復調回路10の出力端14と保持回路12の入
力端13との間に配置し、インピーダンス23を設けていな
い。この低域通過フィルタの遮断周波数は約100〜150KH
zであり、このフィルタは可聴周波帯域以上の相互変調
成分、残留搬送波成分及び雑音の如きスプリアスな信号
成分を除去する。
斯かる低域通過フィルタの欠点は、一方の読取ヘッ
ド、例えば読取ヘッド１での読取りから、他方の読取ヘ
ッド、本例の場合には読取ヘッド２で読取りにスイッチ
ング手段５にて切換えることにより復調回路10の出力信
号に妨害信号をまねき、この妨害信号を時間的に伸長さ
せると言うことにある。従って、スイッチング手段18は
比較的長時間開放させる必要がある。低域通過フィルタ
の100〜150KHzの遮断周波数は（非常に）低い値に選定
することはできない。その理用は、遮断周波数を低くす
ると、妨害信号がさらに長時間にわたり拡がってしまう
からである。これがため、スイッチング手段18の後段の
主信号通路に少なくとも低域通過フィルタの容量性の部
分を配置することを提案する。この低域通過フィルタの
容量性素子を実際には保持回路12内に配置する。第１図
に示す例では低域通過フィルタを第１インピーダンス
（抵抗R1）23と第１コンデンサ24（C1）とで構成する。
なお、コンデンサ24は保持回路12用の保持コンデンサと
しても機能する。
ド、例えば読取ヘッド１での読取りから、他方の読取ヘ
ッド、本例の場合には読取ヘッド２で読取りにスイッチ
ング手段５にて切換えることにより復調回路10の出力信
号に妨害信号をまねき、この妨害信号を時間的に伸長さ
せると言うことにある。従って、スイッチング手段18は
比較的長時間開放させる必要がある。低域通過フィルタ
の100〜150KHzの遮断周波数は（非常に）低い値に選定
することはできない。その理用は、遮断周波数を低くす
ると、妨害信号がさらに長時間にわたり拡がってしまう
からである。これがため、スイッチング手段18の後段の
主信号通路に少なくとも低域通過フィルタの容量性の部
分を配置することを提案する。この低域通過フィルタの
容量性素子を実際には保持回路12内に配置する。第１図
に示す例では低域通過フィルタを第１インピーダンス
（抵抗R1）23と第１コンデンサ24（C1）とで構成する。
なお、コンデンサ24は保持回路12用の保持コンデンサと
しても機能する。
低域通過フィルタ23,24の少なくとも容量性の部分を
主信号通路におけるスイッチング手段18の後方に配置す
るため、復調回路10の出力信号における妨害信号は時間
的に伸長されなくなる。これは、スイッチング手段18を
開くために妨害信号のエネルギー成分が低域通過フィル
タの容量性の素子に到達し得なくなるからである。
主信号通路におけるスイッチング手段18の後方に配置す
るため、復調回路10の出力信号における妨害信号は時間
的に伸長されなくなる。これは、スイッチング手段18を
開くために妨害信号のエネルギー成分が低域通過フィル
タの容量性の素子に到達し得なくなるからである。
これがため、スイッチング手段18を短時間（時間間隔
T1;第26図）開きさえすればよく、このようにすれば出
力端子９における出力信号中の妨害信号は小さくなる。
このために、前述したように時間間隔T1は約８〜10μｓ
から４〜５μｓに短縮される。
T1;第26図）開きさえすればよく、このようにすれば出
力端子９における出力信号中の妨害信号は小さくなる。
このために、前述したように時間間隔T1は約８〜10μｓ
から４〜５μｓに短縮される。
第１図に示した回路の作動を第２図によって説明す
る。第2a図に示す２つの信号Ａ及びＢは第１図の点Ａ及
びＢに現れる信号を時間の関数として示したものであ
る。低域通過フィルタ23,24によって遅延が生ずるため
に、点Ｂにおける信号は点Ａにおける信号よりも僅かに
遅れる。第2b図は制御信号入力端22を経てスイッチング
手段18の制御信号入力端21に供給される制御信号を示
す。論理値「１」の制御信号はスイッチング手段18を閉
成し、論理値「０」の制御信号はスイッチング手段18を
開放するものとする。
る。第2a図に示す２つの信号Ａ及びＢは第１図の点Ａ及
びＢに現れる信号を時間の関数として示したものであ
る。低域通過フィルタ23,24によって遅延が生ずるため
に、点Ｂにおける信号は点Ａにおける信号よりも僅かに
遅れる。第2b図は制御信号入力端22を経てスイッチング
手段18の制御信号入力端21に供給される制御信号を示
す。論理値「１」の制御信号はスイッチング手段18を閉
成し、論理値「０」の制御信号はスイッチング手段18を
開放するものとする。
瞬時ｔ＝t0には一方の読取ヘッドでの読取りから、他
方の読取ヘッドでの読取りへの切換えが行われる。これ
により復調回路10の入力信号に発生する位相偏移によっ
て、復調回路の出力信号には瞬時t0以降の或る特定時間
の間妨害信号が生ずる。この妨害信号はT1の最大長を有
する。ｔ＝t0後の時間間隔T1の期間中はスイッチング手
段18が開放する。これは第2b図からも明らかなように斯
かる時間間隔T1の期間中は制御信号の論理値が「０」で
あるからである。このT1の期間中コンデンサ24間の電圧
はほぼ一定に留まるも、第2a図の曲線Ｂに示すように漏
洩により多少低くなる。
方の読取ヘッドでの読取りへの切換えが行われる。これ
により復調回路10の入力信号に発生する位相偏移によっ
て、復調回路の出力信号には瞬時t0以降の或る特定時間
の間妨害信号が生ずる。この妨害信号はT1の最大長を有
する。ｔ＝t0後の時間間隔T1の期間中はスイッチング手
段18が開放する。これは第2b図からも明らかなように斯
かる時間間隔T1の期間中は制御信号の論理値が「０」で
あるからである。このT1の期間中コンデンサ24間の電圧
はほぼ一定に留まるも、第2a図の曲線Ｂに示すように漏
洩により多少低くなる。
スイッチング手段18の開放後に第１図の点Ａにおける
電圧は点Ｂにおける電圧値にまで低下する。瞬時ｔ＝t0
＋T1にスイッチング手段18を閉じた後には、第１図の回
路の点Ａにおける電圧は復調回路10の出力端子14に瞬時
的に現れる電圧値に変化する。瞬時ｔ＝t0＋T1後に第１
図の点Ｂにおける信号はｔ＝t0から曲線Ｂの破線延長部
へとゆっくり変化する。ｔ＝t0からの実線曲線Ｂとｔ＝
t0からの曲線Ｂの破線延長部とによって囲まれるハッチ
を付した領域01は保持回路12の出力端15に現れる出力信
号中に最終的に妨害信号が発生する領域である。しか
し、この妨害信号発生領域はスイッチング手段18の前の
主信号通路に低減通過フィルタを配置する従来装置に生
ずる妨害発生領域よりも小さい。所要に応じ、抵抗23は
スイッチング手段18の後方に設ける代わりに前に配置す
ることもでき、このようにしても回路の作動には何等影
響を及ぼさない。
電圧は点Ｂにおける電圧値にまで低下する。瞬時ｔ＝t0
＋T1にスイッチング手段18を閉じた後には、第１図の回
路の点Ａにおける電圧は復調回路10の出力端子14に瞬時
的に現れる電圧値に変化する。瞬時ｔ＝t0＋T1後に第１
図の点Ｂにおける信号はｔ＝t0から曲線Ｂの破線延長部
へとゆっくり変化する。ｔ＝t0からの実線曲線Ｂとｔ＝
t0からの曲線Ｂの破線延長部とによって囲まれるハッチ
を付した領域01は保持回路12の出力端15に現れる出力信
号中に最終的に妨害信号が発生する領域である。しか
し、この妨害信号発生領域はスイッチング手段18の前の
主信号通路に低減通過フィルタを配置する従来装置に生
ずる妨害発生領域よりも小さい。所要に応じ、抵抗23は
スイッチング手段18の後方に設ける代わりに前に配置す
ることもでき、このようにしても回路の作動には何等影
響を及ぼさない。
低域通過フィルタ17の遮断周波数は約20KHzとする。2
0KHz以上の周波数に対して達成すべき減衰度に応じ、フ
ィルタ17に対して一次、二次又は高次のフィルタ特性を
選択することができる。
0KHz以上の周波数に対して達成すべき減衰度に応じ、フ
ィルタ17に対して一次、二次又は高次のフィルタ特性を
選択することができる。
第１スイッチング手段の開放による妨害信号をさらに
低減させるために外挿器（extrapolator）を設けること
は既知である。第１図の回路にはこのような外挿器を用
いることもできる。外挿器の一例を以下説明する。イン
ピーダンス23の両端を差動増幅器（図示せず）の反転入
力端及び非反転入力端にそれぞれ接続する。この差動増
幅器の出力端を第２スイッチング手段と電圧−電流変換
器との直列回路（図示せず）を介して保持回路の出力端
15に結合させる。コンデンサ（図示せず）を第２スイッ
チング手段の出力端と定電位点との間に配置する。
低減させるために外挿器（extrapolator）を設けること
は既知である。第１図の回路にはこのような外挿器を用
いることもできる。外挿器の一例を以下説明する。イン
ピーダンス23の両端を差動増幅器（図示せず）の反転入
力端及び非反転入力端にそれぞれ接続する。この差動増
幅器の出力端を第２スイッチング手段と電圧−電流変換
器との直列回路（図示せず）を介して保持回路の出力端
15に結合させる。コンデンサ（図示せず）を第２スイッ
チング手段の出力端と定電位点との間に配置する。
第３図は第１図に示した例に非常に似ている本発明装
置の第２例を示したものである。第１図の例との相違
は、この第３図に示す例では補助信号通路26を第１イン
ピーダンス23（抵抗R1）に並列に接続したことにあり、
この例では読取ヘッド1,2及びスイッチング手段５を省
いてある。補助信号通路26は第２可制御スイッチング手
段27を具えている。また、補助信号通路26にはスイッチ
ング手段27に直列に他の（第３の）インピーダンス（抵
抗）28を配置する。なお、スイッチング手段27は、その
制御入力端子29に供給される制御信号により制御する。
制御信号が論理値「１」の場合に、スイッチング手段27
は閉じ、制御信号が論理値「０」の場合にはスイッチン
グ手段27は開く。
置の第２例を示したものである。第１図の例との相違
は、この第３図に示す例では補助信号通路26を第１イン
ピーダンス23（抵抗R1）に並列に接続したことにあり、
この例では読取ヘッド1,2及びスイッチング手段５を省
いてある。補助信号通路26は第２可制御スイッチング手
段27を具えている。また、補助信号通路26にはスイッチ
ング手段27に直列に他の（第３の）インピーダンス（抵
抗）28を配置する。なお、スイッチング手段27は、その
制御入力端子29に供給される制御信号により制御する。
制御信号が論理値「１」の場合に、スイッチング手段27
は閉じ、制御信号が論理値「０」の場合にはスイッチン
グ手段27は開く。
保持回路12′の制御信号入力端22をブロック30を介し
て制御入力端29に結合させる。第３図に示した回路の作
動、特にブロック30の作動を第４図に参照して説明す
る。
て制御入力端29に結合させる。第３図に示した回路の作
動、特にブロック30の作動を第４図に参照して説明す
る。
第4a図は第３図の回路における点Ａ及びＢの信号を時
間の関数として示したものであり、第4b及び4c図はスイ
ッチング手段18及び27の制御入力端21及び29にそれぞれ
供給する制御信号を示す。
間の関数として示したものであり、第4b及び4c図はスイ
ッチング手段18及び27の制御入力端21及び29にそれぞれ
供給する制御信号を示す。
スイッチング手段18は第１及び２図につき説明したと
同じように作動する。従って、第4a図の信号Ａ及び第4b
図の制御信号は第2a及び2b図における関連する信号とそ
れぞれ同じである。
同じように作動する。従って、第4a図の信号Ａ及び第4b
図の制御信号は第2a及び2b図における関連する信号とそ
れぞれ同じである。
瞬時ｔ＝t0＋T1に第１スイッチング手段18が再び閉じ
ると、ブロック30は第4c図に示すような制御信号を発生
し、この制御信号により第２スイッチング手段27を時間
間隔T2の短期間閉成させる。この期間中にはスイッチン
グ手段27と抵抗28との接続点における電圧が点Ａにおけ
る電圧に等しくなる。したがって、点Ｂの電圧は増加
し、この電圧はｔ＝t0からの曲線Ｂの破線延長線と交差
する。スイッチング手段27が開いた後に、点Ｂにおける
電圧はｔ＝t0から曲線Ｂの破線延長線の部分に戻る。
ると、ブロック30は第4c図に示すような制御信号を発生
し、この制御信号により第２スイッチング手段27を時間
間隔T2の短期間閉成させる。この期間中にはスイッチン
グ手段27と抵抗28との接続点における電圧が点Ａにおけ
る電圧に等しくなる。したがって、点Ｂの電圧は増加
し、この電圧はｔ＝t0からの曲線Ｂの破線延長線と交差
する。スイッチング手段27が開いた後に、点Ｂにおける
電圧はｔ＝t0から曲線Ｂの破線延長線の部分に戻る。
破線延長線の下及び上側の実線曲線Ｂと破線部そのも
のとによって囲まれるハッチを付した箇所02及び03も出
力端15に最終的に現れる妨害発生領域を表わす。この場
合の妨害信号は延長部の互いに反対側における妨害成分
を含むため、この妨害信号は殆ど認知できず、このため
に殆どわずらわしくない。なお、好ましくは第３図の回
路は領域02と03の大きさが同程度となるようにすべきで
ある。
のとによって囲まれるハッチを付した箇所02及び03も出
力端15に最終的に現れる妨害発生領域を表わす。この場
合の妨害信号は延長部の互いに反対側における妨害成分
を含むため、この妨害信号は殆ど認知できず、このため
に殆どわずらわしくない。なお、好ましくは第３図の回
路は領域02と03の大きさが同程度となるようにすべきで
ある。
回路の作動にとっては、補助信号通路26を抵抗23にだ
け並列に配置するか、またはスイッチング組手段18と抵
抗23との双方に並列に配置するかは無関係である。ま
た、抵抗23はスイッチング手段18の前に配置することも
できる。
け並列に配置するか、またはスイッチング組手段18と抵
抗23との双方に並列に配置するかは無関係である。ま
た、抵抗23はスイッチング手段18の前に配置することも
できる。
第５図は本発明のさらに他の例を示したものであり、
第１図の例との相違は本例の場合には第１スイッチング
手段18の出力端20と定電位点（アース）との間に第２コ
ンデンサ33（C2）を設ける点にある。
第１図の例との相違は本例の場合には第１スイッチング
手段18の出力端20と定電位点（アース）との間に第２コ
ンデンサ33（C2）を設ける点にある。
復調回路10の出力端14から点Ａまでの回路に第２イン
ピーダンスを配置する。このインピーダンスは別個の抵
抗、例えば抵抗R2とすることができるが、所要に応じス
イッチング手段18の内部抵抗をこの目的に利用すること
もできる。
ピーダンスを配置する。このインピーダンスは別個の抵
抗、例えば抵抗R2とすることができるが、所要に応じス
イッチング手段18の内部抵抗をこの目的に利用すること
もできる。
第５図の回路の作動を第6a及び6b図に示す信号によっ
て説明する。第6a図は第５図の点Ａ及びＢにおける信号
を示し、また第6b図はスイッチング手段18に供給する制
御信号を示す。
て説明する。第6a図は第５図の点Ａ及びＢにおける信号
を示し、また第6b図はスイッチング手段18に供給する制
御信号を示す。
曲線Ｂと瞬時ｔ＝t0からの破線延長部との間のハッチ
を付した領域04は所望信号に関連する妨害信号発生領域
を示し、妨害信号は保持回路12″の出力端15に現われ
る。素子R2,C2から成るRCフィルタの時定数を第１図の
フィルタの時定数R1C1よりも小さくすれば、第６図の領
域04は第２図の領域01よりも小さくすることができる。
このことは第５図に示した回路にて発生する妨害信号が
第１図の回路にて発生する妨害信号よりも小さくなるこ
とを意味する。
を付した領域04は所望信号に関連する妨害信号発生領域
を示し、妨害信号は保持回路12″の出力端15に現われ
る。素子R2,C2から成るRCフィルタの時定数を第１図の
フィルタの時定数R1C1よりも小さくすれば、第６図の領
域04は第２図の領域01よりも小さくすることができる。
このことは第５図に示した回路にて発生する妨害信号が
第１図の回路にて発生する妨害信号よりも小さくなるこ
とを意味する。
第７図は本発明のさらに他の例を示したものである。
これは第５図の例を第３図の補助信号通路26により拡張
させたものである。第8aも第７図の回路における点Ａ及
びＢの信号を時間の関数として示したものであり、第8b
図もスイッチング手段18及び27に対する制御信号をそれ
ぞれ示す。
これは第５図の例を第３図の補助信号通路26により拡張
させたものである。第8aも第７図の回路における点Ａ及
びＢの信号を時間の関数として示したものであり、第8b
図もスイッチング手段18及び27に対する制御信号をそれ
ぞれ示す。
第8a図の曲線Ｂは第4a図の曲線Ｂの特性に非常に似て
いる特性を呈する。妨害信号は小信号振幅に向けて（領
域05）及び大信号振幅に向けて（領域06）の所望信号の
回遊により生ずる。第４図につき既に述べたように、第
８図の妨害信号も殆ど認知されず、従ってこの妨害信号
は第５図の回路を用いる場合に得られる妨害信号よりも
さらにわずらわしくなくなる。また、第７図の回路によ
り発生する妨害信号は第３図の回路により発生する妨害
信号よりも遥かに少なく、これは妨害信号の発生領域02
及び03を05及び06と比較すれば明らかである。
いる特性を呈する。妨害信号は小信号振幅に向けて（領
域05）及び大信号振幅に向けて（領域06）の所望信号の
回遊により生ずる。第４図につき既に述べたように、第
８図の妨害信号も殆ど認知されず、従ってこの妨害信号
は第５図の回路を用いる場合に得られる妨害信号よりも
さらにわずらわしくなくなる。また、第７図の回路によ
り発生する妨害信号は第３図の回路により発生する妨害
信号よりも遥かに少なく、これは妨害信号の発生領域02
及び03を05及び06と比較すれば明らかである。
本発明は上述した例のみに限定されるものではなく、
幾多の変更を加え得ること勿論である。例えば第３〜７
図の第１インピーダンス23（R1）を２つの部分に分け
て、その一方をスイッチング手段18の出力端20と点Ａと
の間に配置し、他方の第２部分を点ＡとＢとの間に配置
することもできる。なお、この場合には第７図の回路の
補助信号通路26を抵抗R1の第２部分にのみ並列に配置す
ることができる。
幾多の変更を加え得ること勿論である。例えば第３〜７
図の第１インピーダンス23（R1）を２つの部分に分け
て、その一方をスイッチング手段18の出力端20と点Ａと
の間に配置し、他方の第２部分を点ＡとＢとの間に配置
することもできる。なお、この場合には第７図の回路の
補助信号通路26を抵抗R1の第２部分にのみ並列に配置す
ることができる。
第１図は本発明による周波数変調信号復調用装置の第１
例を示すブロック線図； 第２図は第１図の回路の種々の点に現れる信号を時間の
関数として示した信号波形図； 第３図は本発明の第２例を示すブロック線図； 第４図は第３図の回路の種々の点に現われる信号を時間
の関数として示した信号波形図； 第５図は本発明の第３例を示すブロック線図； 第６図は第５図の回路の種々の点に現われる信号を時間
の関数として示した信号波形図； 第７図は本発明の第４例を示すブロック線図； 第８図は第７図の回路の種々の点に現われる信号を時間
の関数として示した信号波形図である。 1,2……読取ヘッド、５……スイッチング手段 ７……周波数変調信号受信用入力端子 ９……復調信号供給用出力端子 10……復調回路 12,12′,12″,12′″……保持回路 16……バッファ増幅器、17……低域通過フィルタ 18……第１可制御スイッチング手段 22……第１インピーダンス 24……第１コンデンサ （23,24）……低域通過フィルタ 26……補助信号通路 27……第２可制御スイッチング手段 28……第３インピーダンス 30……制御信号発生ユニット 33……第２コンデンサ、R2……第２インピーダンス
例を示すブロック線図； 第２図は第１図の回路の種々の点に現れる信号を時間の
関数として示した信号波形図； 第３図は本発明の第２例を示すブロック線図； 第４図は第３図の回路の種々の点に現われる信号を時間
の関数として示した信号波形図； 第５図は本発明の第３例を示すブロック線図； 第６図は第５図の回路の種々の点に現われる信号を時間
の関数として示した信号波形図； 第７図は本発明の第４例を示すブロック線図； 第８図は第７図の回路の種々の点に現われる信号を時間
の関数として示した信号波形図である。 1,2……読取ヘッド、５……スイッチング手段 ７……周波数変調信号受信用入力端子 ９……復調信号供給用出力端子 10……復調回路 12,12′,12″,12′″……保持回路 16……バッファ増幅器、17……低域通過フィルタ 18……第１可制御スイッチング手段 22……第１インピーダンス 24……第１コンデンサ （23,24）……低域通過フィルタ 26……補助信号通路 27……第２可制御スイッチング手段 28……第３インピーダンス 30……制御信号発生ユニット 33……第２コンデンサ、R2……第２インピーダンス
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−231708（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−149491（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−189711（ＪＰ，Ｕ)
Claims (7)
- 【請求項１】周波数変調信号受信用の入力端子及び復調
信号供給用の出力端子を有しており、これら入力端子と
出力端子との間に設けられる主信号通路が： − 前記入力端子に結合される入力端及び出力端を有し
ている周波数変調信号復調用の復調回路と； − 容量性素子を含む低域通過フィルタと； − 信号入力端、制御信号入力端及び前記出力端子に結
合される出力端を有している保持回路であって、該保持
回路の前記入力端及び出力端にそれぞれ結合される入力
端及び出力端と、保持回路の前記制御信号入力端に結合
される制御入力端とを有している第１可制御スイッチン
グ手段と、保持回路の出力端と定電位の第１点との間に
結合される第１コンデンサとを少なくとも具えており、
前記保持回路を制御信号入力端に供給される制御信号の
制御下にて該保持回路の入力端に供給される信号を少な
くとも十分に保持すべく構成し、かつ前記第１スイッチ
ング手段を、前記制御信号の制御下で第１時間間隔T1の
間第１スイッチング手段の入力端と出力端との間の内部
接続を遮断すべく構成した保持回路； とを具えている周波数変調信号復調用装置において、前
記低域通過フィルタの少なくとも容量性の素子を前記保
持回路内で、しかも前記主信号通路における前記第１可
制御スイッチング手段の後方に配置し、前記保持回路の
入力端から前記第１コンデンサの前記定電位点に結合さ
れない側の端子までの結線部に第１インピーダンスを配
置し、前記低域通過フィルタが少なくとも前記第１イン
ピーダンス及び容量性素子を具え、前記第１コンデンサ
が前記容量性素子の部分を形成するようにしたことを特
徴とする周波数変調信号復調用装置。 - 【請求項２】前記第１インピーダンスを前記第１スイッ
チング手段の出力端と前記コンデンサの前記定電位点に
結合されない側の端子との間に結合させ、かつ第２コン
デンサを前記第１スイッチング手段の出力端と定電位点
との間に配置したことを特徴とする特許請求の範囲第１
項に記載の装置。 - 【請求項３】前記保持回路の入力端から前記第２コンデ
ンサの前記定電位点に結合されない側の端子までの結線
に第２インピーダンスを配置したことを特徴とする特許
請求の範囲第２項に記載の装置。 - 【請求項４】少なくとも前記第１インピーダンスに並列
に補助信号通路を配置し、該補助信号通路が入力端と出
力端を有している第２可制御スイッチング手段を具え、
該第２スイッチング手段を、前記第１時間間隔T1に続く
少なくとも第２時間間隔T2の間該第２スイッチング手段
の入力端から出力端までを内部結合させるべく構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第１〜３項のいずれか
一項に記載の装置。 - 【請求項５】前記第２可制御スイッチング手段と第３イ
ンピーダンスとの直列回路を前記補助信号通路に配置し
たことを特徴とする特許請求の範囲第４項に記載の装
置。 - 【請求項６】前記第１インピーダンスの両端を差動増幅
器の反転及び非反転入力端子にそれぞれ結合させ、該差
動増幅器の出力端を第２スイッチング手段と電圧−電流
変換器との直列回路を介して前記保持回路の出力端に結
合させ、かつ前記第２スイッチング手段と電圧−電流変
換器との間の接続点を第２コンデンサを介して定電位点
に結合させたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に
記載の装置。 - 【請求項７】記録キャリヤに記録された周波数変調（オ
ーディオ）信号を記録キャリヤから読取った後に復調す
るためにビデオレコーダに組込まれ、この目的のため
に： − 回転自在のヘッドドラムに配置される２個以上の読
取ヘッドと； − ２個以上の入力端と、出力端と、制御入力端とを有
しており、該制御入力端に供給される制御信号の制御下
にて前記複数個の入力端の内の１つを出力端に結合させ
るべく構成され、２個以上の読取ヘッドの各出力を前記
２個以上の入力端の内の関連する入力端に結合させ、か
つ前記出力端を前記復調回路の入力端に結合させたスイ
ッチング手段；も具えるようにしたことを特徴とする特
許請求の範囲第１〜６項のいずれか一項に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8603036A NL8603036A (nl) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | Inrichting voor het demoduleren van een fm-gemoduleerd signaal. |
| NL8603036 | 1986-11-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63142907A JPS63142907A (ja) | 1988-06-15 |
| JP2659200B2 true JP2659200B2 (ja) | 1997-09-30 |
Family
ID=19848910
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62296256A Expired - Lifetime JP2659200B2 (ja) | 1986-11-28 | 1987-11-26 | 周波数変調信号復調用装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4870511A (ja) |
| EP (1) | EP0272726B1 (ja) |
| JP (1) | JP2659200B2 (ja) |
| KR (1) | KR960003168B1 (ja) |
| AT (1) | ATE66551T1 (ja) |
| DE (1) | DE3772356D1 (ja) |
| NL (1) | NL8603036A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2602342B2 (ja) * | 1990-04-26 | 1997-04-23 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | スイッチングノイズ除去装置 |
| NL9002004A (nl) * | 1990-09-12 | 1991-01-02 | Philips Nv | Inrichting voor het demoduleren van een fm-gemoduleerd signaal. |
| JP3465434B2 (ja) * | 1995-09-06 | 2003-11-10 | ソニー・プレシジョン・テクノロジー株式会社 | レーザードップラー速度計 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3689845A (en) * | 1969-11-01 | 1972-09-05 | Philips Corp | Circuit arrangement for suppressing interferences in a receiver of electrical signals |
| AT308209B (de) * | 1971-07-15 | 1973-06-25 | Philips Nv | Schaltungsanordnung zur Dropout-Kompensation bei der Wiedergabe von auf einem Aufzeichnungsträger gespeicherten Signalen |
| US4184178A (en) * | 1972-11-30 | 1980-01-15 | Basf Aktiengesellschaft | Drop-out compensator for sound reproducing apparatus during tape reversal |
| AT369605B (de) * | 1981-02-06 | 1983-01-25 | Philips Nv | Wiedergabegeraet |
| JPS58121882A (ja) * | 1982-01-16 | 1983-07-20 | Sony Corp | 映像及び音声信号再生装置 |
| JPS59119511A (ja) * | 1982-12-27 | 1984-07-10 | Pioneer Electronic Corp | 情報再生装置 |
| JPS59231708A (ja) * | 1983-06-14 | 1984-12-26 | Sony Corp | 信号処理装置 |
| DE3440969A1 (de) * | 1984-11-09 | 1986-05-15 | Grundig E.M.V. Elektro-Mechanische Versuchsanstalt Max Grundig holländ. Stiftung & Co KG, 8510 Fürth | Anordnung zur beseitigung der kopfumschaltstoerungen in videorecordern |
| JPS61149491U (ja) * | 1985-03-08 | 1986-09-16 | ||
| US4704642A (en) * | 1985-05-01 | 1987-11-03 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Noise reduction circuit for reducing pulse noise in audio signal reproduced from a recording medium |
-
1986
- 1986-11-28 NL NL8603036A patent/NL8603036A/nl not_active Application Discontinuation
-
1987
- 1987-11-05 US US07/118,092 patent/US4870511A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-25 AT AT87202311T patent/ATE66551T1/de active
- 1987-11-25 DE DE8787202311T patent/DE3772356D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-25 EP EP87202311A patent/EP0272726B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-26 JP JP62296256A patent/JP2659200B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-27 KR KR87013408A patent/KR960003168B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0272726B1 (en) | 1991-08-21 |
| NL8603036A (nl) | 1988-06-16 |
| DE3772356D1 (de) | 1991-09-26 |
| KR880006836A (ko) | 1988-07-25 |
| EP0272726A1 (en) | 1988-06-29 |
| US4870511A (en) | 1989-09-26 |
| JPS63142907A (ja) | 1988-06-15 |
| ATE66551T1 (de) | 1991-09-15 |
| KR960003168B1 (en) | 1996-03-05 |
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