JPH03276464A - パルス性ノイズ補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 の 本発明は、ビデオテープレコーダ（以下ｒＶＴＲ」とい
う）において再生オーディオ信号に含まれるパルス性ノ
イズを除去するパルス性ノイズ補正回路に関するもので
ある。

従】い■改１− オーディオ信号を映像信号と共に同一のトラック（映像
トラック）に記録し再生するハイファイ型ＶＴＲでは、
オーディオ信号も２つの回転ヘッドにより１トラック分
ずつ交互に再生される。そのため、記録信号（ＦＭ）か
ら所定のオーディオ信号に戻した状態ではヘッドの切り
換わり目において第８図（ｂ）に示すようにパルス性ノ
イズ（以下「スイッチングノイズ」ともいう）　（２４
）がオーディオ信号（Ｓ）に加わることが知られている
。なお、同図において、（ａ）はヘッドスイッチングパ
ルス（２５）を示している。このように、オーディオ信
号中に含まれたスイッチングノイズ（２４）を除去する
回路として、従来から前値ホールド補正回路や微分ホー
ルド補正回路が知られている。前者は第９図に示すよう
に復調したオーディオ信号が与えられるバッファ（１）
の出力側にスイッチ（２）を設けると共に、このスイッ
チ（２）の後方にコンデンサ（Ｃ２）を設け、スイッチ
（２）を第８図（Ｃ）に示すスイッチングパルス（２５
）の変遷に同期したホールドパルス（２６）によって該
パルス（２６）の期間、ＯＦＦ状態とすることにより、
スイッチングノイズ（２４）の直前のオーディオ信号の
レベルをコンデンサ（Ｃ５）に保持させるものである。

尚、第９図において、（３）は増幅器である。

一方、微分ホールド補正回路は第１０図に示すように第
９図の前値ホールド回路において、更に増幅器（３）の
出力を適切な条件のもとに定められた抵抗（Ｒ２）とコ
ンデンサ（Ｃ２）より成る信号帰還路（４）によってコ
ンデンサ（Ｃ１）側に帰還する構成を設け、前記コンデ
ンサ（Ｃ１）を単に前値ホールドだけでなく、これに帰
還された信号によっても充電又は放電するようにしたも
のである。

第１１図はスイッチングノイズ（２４）が前値ホールド
補正回路ではＡＢ、　　微分ホールド補正回路ではＡＢ
’のように補正されることを示している。

が　　しよ　と　る しかしながら、前値ホールド補正回路による補正は第１
２図の（イ）や（ロ）に示すようにオーディオ信号（Ｓ
）の波形にスイッチングノイズ（２４）よりは小さいも
ののホールド歪（２７）が残る形となる。

このホールド歪（２７）は周波数の低いときにはオーデ
ィオ信号（Ｓ）の波形自体が大きく傾斜角が比較的緩や
かであるので、相対的に小さくなり、聴感上それ程、目
立たないが、周波数が高いところではオーディオ信号の
波形が狭く傾斜角が急峻になるので、ホールド歪が相対
的に大きくなってノイズ音として目立つことになる。

一方、微分ホールド補正回路による補正は、般に前値ホ
ールド補正回路による補正より補正効果が高く、特に高
周波数領域で良好であるが、オーディオ信号のＳ／Ｎが
悪いときには良くない。

Ｓ／Ｎが悪いと第１３図（ｂ）に示すようにオーディオ
信号波形（Ｓ）のピーク部分ではノイズ（２８）のピー
ク（Ｐ２）を超える誤り補正（エラー）が発生すること
があシバ　聴感上ノイズが目立って音質劣化が顕著とな
る。この原因となるノイズはローパスフィルタ（ＬＰＦ
）にて、成る程度取り除くことは可能であるが、同時に
群遅延によりパルス幅が広がり補正幅を広げなくてはな
らなくなるため過度のフィルタリングはかえって逆効果
となる。この点、前値ホールド補正では第１３図（ａ）
に示すように最大でもノイズ（２８）のピーク値（ｐ＋
）で補正されるだけである。

本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、Ｓ
／Ｎに拘らず良好なホールド補正が実現できるパルス性
ノイズ補正回路を提供することを目的とする。

るための 上記目的を達成するため本発明では、ビデオテープレコ
ーダにおける記録媒体のトラックから読みだされたＦＭ
信号をＦＭ復調器で復調して得られたオーディオ信号に
含まれるヘッド切り換えに基づくパルス性ノイズを除去
するために、前値ホールド補正用のコンデンサと該コン
デンサにオーディオ信号を微分帰還する微分ホールド補
正用の信号帰還路とを備えるパルス性ノイズ補正回路に
おいて、 前記Ｆ’Ｍ復調器から出力されるオーディオ信号に含ま
れるオーディオ帯域外ノイズを検出する検出手段と、 前記検出手段により検出されたノイズのレベルとホール
ド期間の補正波形の傾斜とが負の相関関係を持つように
前記信号帰還路の帰還量を制御する制御手段と、 を有する構成としている。

潰ニー月− このような構成によると、ＦＭ復調器から出力されるオ
ーディオ信号に含まれるオーディオ帯域外ノイズが検出
され、検出されたノイズのレベルに応じて信号帰還路の
帰還量が変化する。その結果、ノイズレベルが小さいと
きはホールド期間の補正波形の傾斜が大きくなって微分
ホールド補正に近い補正が行なわれ、ノイズレベルが増
大するに伴いホールド期間の補正波形の傾斜が小さくな
って前値ホールド補正に近づいていく。

ヌ」１例− 以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ説明する。

第１図は、本発明を実施したパルス性ノイズ補正回路を
説明するための回路構成図である。本実施例のパルス性
ノイズ補正回路（３０）は、図に示すように、増幅器（
３１）と、その増幅器（３１）の入力側に接続されたス
イッチ（８Ｗ）と、増幅器（３１）の入力側とグランド
間に接続された前値ホールド補正用のコンデンサ（Ｃ１
）と、増幅器（３１）の出力をコンデンサ（Ｃ１）に微
分帰還するため可変抵抗（３２）とコンデンサ（Ｃ２）
を直列接続してなる信号帰還路（３６）と、ＦＭ復調器
（１０）から出力されるオーディオ信号（Ｓ）に含まれ
るオーディオ帯域外ノイズを検出するためバンドパスフ
ィルタ（３３）、　　増幅器（３４）及びノイズ検波器
（３５）からなるノイズ検出回路とから構成されている
。

第１図において、ＦＭ復調器（１０）から出力されるオ
ーディオ信号（Ｓ）はローパスフィルタ（２ｏ）を通過
後パルス性ノイズ補正回路（３０）に入力される。

そして、パルス性ノイズ補正回路に入力された信号はス
イッチ（ＳＷ）を介して増幅器（３１）に入力される。

このスイッチ（ＳＷ）は第８図（Ｃ）に示すホールドパ
ルス（２６）で制御され、ホールドパルス（２６）がハ
イレベルとなる期間（ホールド期間）は○ＦＦ状態とな
り、ホールドパルス（２６）がロウレベルとなる期間で
はＯＮ状態となる。そしてホールド期間において、前値
ホールド補正用コンデンサ（Ｃ２）と、可変抵抗（３２
）及びコンデンサ（Ｃ２）からなる信号帰還路（３６）
との働きによってホールド補正を行なっている。ここで
、増幅器（３１）の利得をＡＶとすると、Ｃ２／　Ｃ２
＝　Ａｖｌ なる条件を満足するようにコンデンサの容量（Ｃ１）及
び（Ｃ２）が選ばれているものとする。このとき、ホー
ルド期間中に信号帰還路（３６）を流れる電流は一定値
となるためホールド補正は直線補間となり、補間直線の
傾斜（ホールド期間の補正波形の傾斜）は可変抵抗（３
２）によって変化させることができる。

すなわち、可変抵抗（３２）の抵抗値Ｒ２をＲ１篩≦Ｒ
２＜■ の範囲で変化させたとき、信号帰還路（３６）のカット
オフ周波数ｆｃは、Ｃ＋　／　Ｃ２＝　Ａｖｌなる関係
を考慮すると、概ね ０　＜　ｆｃ＝１／　（２πＣ２Ｒ２）≦１／　（２π
Ｃ２Ｒ１１＋　ｎ）となる。このため、抵抗値Ｒ２を大
きくしていくと高周波成分から順次帰還量が減少してホ
ールド期間の補正波形の傾斜は小さくなり、第７図のＡ
Ｂ゛からＡＢのように変化する。

本実施例では、可変抵抗（３２）の抵抗値Ｒ２はノイズ
レベルを表わす信号（Ｖｃ）によって制御され、この信
号（Ｖｃ　ｌはバンドパスフィルタ（３３）、　　増幅
器（３４）及びノイズ検波器（３５）からなるノイズ検
出回路により作成される。すなわち、ＦＭ復調器（１０
）から出力される復調されたオーディオ信号（Ｓ）は、
まずバンドパスフィルタ（３３）に通され、再生信号の
Ｃ／Ｎ等、信号状態に応じたオーディオ帯域外ノイズ（
例えば、１００ＫＨｚ〜４００ＫＨｚ程度のノイズ）が
取り出される。そしてこのオーディオ帯域外ノイズは増
幅器（３４）で増幅された後、ノイズ検波器（３５）に
よりオーディオ帯域外ノイズのレベルに応じた直流電圧
が取り出され、この直流電圧が可変抵抗（３２）の制御
信号（Ｖｃ　）として使用される。

可変抵抗（３２）はＩＣ（半導体集積回路）で構成でき
るが、その−例を説明する。まず、第４図に示す可変増
幅回路は入力電圧ｖ１゜、　Ｖｌ−とし、定電流源（１
３）　（１４）の定電流をそれぞれ１日、　Ｉ、、　　
トランジスタ（Ｑ、　）　（Ｃ７）のエミッタ抵抗を共
にＲＥとすると、出力電流ｉ、は ｉ＠＝（１／Ｒε）（Ｉ−／ｌ５）（Ｖｌ−Ｌ−）　　
−−■となる。ここで、入力端（１６）と出力端（１７
）を例えば第２図のように直接接続すると、この回路は
第５図（イ）に示すように表わすことができ、更に同図
（ロ）の如くバッファ部分（１８）と可変抵抗部分（１
９）となる。可変抵抗部分（１９）の抵抗値をＲ２とす
ると、 Ｒ２＝　（Ｖ＋＊　　ｖ＋−）／　ｉｓ　　　　　　　
−−■であり、これに０式の１８を代入すると、Ｒ２＝
ＲＥ（Ｉｌ／Ｉ、）　　　　　　　　・・・・・・■と
なる。すなわちＬ＋／Ｉ、の比を変えることによりＲ２
を可変できるのである。したがって、第１ｒＸＩの可変
抵抗（３２）は第２図のように工、をノイズ検波器（３
５）の出力電圧（ＶＣ）で可変するように構成すればよ
い。電流■１の可変は、例えば第２図に示すように、平
滑用コンデンサ（Ｃ４）、トランジスタ（Ｔ４）及び抵
抗（Ｒ４１）（Ｒ４２）からなるインタフェース回路を
介してトランジスタ（Ｔ３）のベース電圧を制御するこ
とにより行なわれる。これにより、電圧（ＶＣ）が上昇
するとトランジスタ（Ｔ４）のコレクタ電流が増加して
トランジスタ（Ｔ３）のベース電圧が低下するため、電
流（■、）は減少し抵抗値Ｒ２は増大する。逆に、電圧
（ＶＣ）が低下するとトランジスタ（Ｔ３）のベース電
圧が上昇するため、電流（■、）は増大し抵抗値Ｒ２は
減少する。よって第１図の実施例では、Ｓ／Ｎが十分な
状態のときは抵抗値Ｒ２が小さくなるためホールド期間
の補正波形の傾斜は大きくなって微分ホールド補正に近
い補正となるが、Ｃ／Ｎが悪い場合などで８／Ｎが不十
分な状態になると抵抗値Ｒ２が増大するためホールド補
正される信号波形の傾斜は次第に小さくなり前値ホール
ド補正に近づいていく。

次に、信号帰還路（３６）において可変抵抗（３２）の
代わりに可変増幅器を用いた実施例について第３図に基
いて説明する。

第３図の実施例が第１図の実施例と異なっているのは、
可変増幅器（３９）の利得ＡＶ２を制御することによっ
て帰還量を制御するように構成されている点であり、他
の構成は第１図と同一である。可変増幅器（３９）とし
ては第４図の回路を使用することができる。すなわち、
第４図において出力端（１７）とグランド間に負荷抵抗
（Ｒ１１）を接続すると、この回路は第６図のように表
わすことができ、その利得Ａｖ２は Ａｖ２＝Ｖｌｌ／（Ｖｌ−Ｖｌ−）　　　　　　・・・
・・・■である。ここで、ＶａはＲｅ１ｌｌであるから
０式を用いると、 ＡＶ２　＝　（ｒｔ８／ＲＥ）（■、／■ｉ１）　　　
　　　　−−−−−−■となり、Ｒ１１／ＲＥを一定と
すれば、Ｉ−／Ｉｓを可変することによりＡＶ２を変え
ることができる。なお、第１図、第３図の実施例におい
て前記可変抵抗（３２）又は可変増幅器（３９）とトラ
ンジスタ（Ｔ３）のコレクタとの間に電流制限回路を設
けて電流工、を０　＜Ｉ、＜Ｉ、、、。

に制限するのが好ましい。ここでＩｒ５ａｘは増幅器（
３１）　（３９）の利得をＡｖ、　ＡＶ２としたときＡ
ｖＡ、２　＝　１＋　Ｃ１／Ｃ２ を満たす電流値である。これにより帰還量の最大値を制
限し微分傾斜が過度にならないようにする。

ただし、第１図の実施例ではＡｖ２＝１である。

第３図に示した可変利得構成では、増幅器（３１）の利
得ＡＶの場合、増幅器（３９）の利得Ａｖ２を（ＣＩ／
Ｃ２＋　１）／　ＡＶ からＯまで変化させることにより帰還率が変化し、カッ
トオフ周波数１７（２πＣ２Ｒ２）以下でボールド補正
される信号波形の傾斜は、第７図のＡＥ”からＡＢのよ
うに変化する。

以上のように、オーディオ帯域外ノイズのレベルが高く
なると（Ｓ／Ｎが悪くなると）、第１図の可変抵抗構成
では抵抗値を高めることにより、信号周波数の高域成分
より順次、微分ホールド補正状態から前値ホールド補正
状態へ連続的に変化させることができ、また、第３図の
可変利得構成では利得を下げていくことにより、信号周
波数全帯域同時に微分ホールド補正状態から前値ホール
ド補正状態へ連続的に変化させることができる。

なお、パルス性ノイズ補正回路（３０）でホールド補正
されたオーディオ信号は、さらにデイエンファシス回路
等を通された後、音声として再生される。

丑」ＬΦ」１（ 以上の通り本発明によれば、テープのＣ／Ｎが悪い場合
などでＳ／Ｎが不十分な状態になると、ノイズレベルの
増大に伴いホールド期間の補正波形の傾斜が次第に小さ
くなり、微分ボールド補正状態から前値ホールド補正状
態へ連続的に変化する。これにより、Ｓ／Ｎが不十分な
場合に微分ホールド補正おいてみられた顕著な音質劣化
を防止し、各々のＳ／Ｈに応じた適切なホールド補正を
行なうことができるため、聴感ノイズの少ない良好な音
質が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施したパルス性ノイズ補正回路の回
路構成図であり、第２図はその一部の具体例を示す回路
図である。第３図は本発明の他の実施例の回路構成図で
ある。第４図は第１図、第３図の実施例に使用する回路
例を示す図であり、第５図及び第６図はその簡略図であ
る。第７図は本発明実施例の動作説明図である。第８図
は一般的なスイッチングノイズ処理について説明するた
めの図である。第９図は従来の前値ホールド補正回路を
示す図であり、第１０図は従来の微分ホールド補正回路
を示す図である。第１１図は第９図及び第１０図の回路
による補正を説明するための図である。第１２図は第８
図の説明図である。第１３図は第図及び第１０図を説明
するための図である。 （１０）・・・ＦＭ復調器。 （２４）・・・スイッチングノイズ。 （２５）・・・ヘッドスイッチングパルス。 （３０）・・・パルス性ノイズ補正回路。 （３２）・・・可変抵抗。 （３３）・・・バンドパスフィルタ。 （３５）・・・ノイズ検波器。 （３６）・・・信号帰還路。 （３９）・・・可変増幅器。 （Ｃ１）・・・前値ホールド補正用コンデンサ。 （Ｔ３）・・・ドライブ用トランジスタ（制御手段）（
Ｓ）・・・オーディオ信号。 （ＳＷ）・・・スイッチ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）ビデオテープレコーダにおける記録媒体のトラッ
   クから読みだされたＦＭ信号をＦＭ復調器で復調して得
   られたオーディオ信号に含まれるヘッド切り換えに基づ
   くパルス性ノイズを除去するために、前値ホールド補正
   用のコンデンサと該コンデンサにオーディオ信号を微分
   帰還する微分ホールド補正用の信号帰還路とを備えるパ
   ルス性ノイズ補正回路において、 前記ＦＭ復調器から出力されるオーディオ信号に含まれ
   るオーディオ帯域外ノイズを検出する検出手段と、 前記検出手段により検出されたノイズのレベルとホール
   ド期間の補正波形の傾斜とが負の相関関係を持つように
   前記信号帰還路の帰還量を制御する制御手段と、 を有することを特徴とするパルス性ノイズ補正回路。